KR0130471B1 - Ssb 신호 발생기 - Google Patents

Ssb 신호 발생기

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KR0130471B1
KR0130471B1 KR1019890000026A KR890000026A KR0130471B1 KR 0130471 B1 KR0130471 B1 KR 0130471B1 KR 1019890000026 A KR1019890000026 A KR 1019890000026A KR 890000026 A KR890000026 A KR 890000026A KR 0130471 B1 KR0130471 B1 KR 0130471B1
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쿠빌라이 구르칸 무스타파
와뜨아 안느
Original Assignee
이반 밀러 레르너
엔.브이.필립스 글로아이람펜파브리켄
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  • Amplitude Modulation (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Television Systems (AREA)

Abstract

웨버법에 따라 디지탈화된 아날로그 신호가 처리되는 SSB 발생기가 제공된다. 기본대역 I 및 Q 신호가 샘플링 주파수 fs 에서 각각의 제 1의 보간기(30, 32)에 의해 보간된다.
보간된 신호는 4Nfs 에서 신호를 샘플링하는 각각의 제 2 의 보간기(38, 40)에 공급되어 출력 SSB 반송파 주파수 Nfs 로 주파수 상승 변환된다. 제 2 의 보간기(38, 40)의 출력 신호의 샘플들은 멀티플렉서(42)에 제공되어 아날로그 신호로 변환되고 필터링된 SSB 신호의 디지탈화된 신호를 제공한다.

Description

SSB 신호 발생기
제1도는 웨버 법(Weaver's method)에 따라 제작된 아날로그 변조기의 개략적인 블럭 다이어그램.
제2도는 웨버법에 따라 제작된 디지탈 변조기의 개략적인 블럭 다이어그램.
제3도는 본 발명에 따라 제작된 SSB 변조기에 대한 실시예의 개략적인 블럭 다이어그램.
제4도는 보간 필터의 임펄스 응답 도시도.
제5도는 보간 필터의 주파수 응답 도시도.
제6도는 보간 필터의 임펄스 응답 도시도.
제7도는 제6도의 임펄스 응답에서 두개의 샘플을 추출하여 상기 샘플이 1/fs 시간 만큼 이격되어 있음을 도시한 도면.
제8도는 선형 보간 필터의 개략적인 블럭 다이어그램.
제9도는 제8도에 도시된 선형 보간 필터를 구비하는 SSB 변조기의 실시예의 개략적인 블럭 다이어그램.
제10도는 제8 및 제9도에 도시된 선형 보간 필터에 선택적인 선형 보간 필터를 구비하는 SSB 변조기의 또다른 실시예의 개략적인 블럭 다이어그램.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
12 : 대역 통과 필터 14, 16 : 혼합기
18, 20 : 디지탈 필터 30, 32 : 보간기
34, 36 : 디지탈 곱셈기 38, 40 : 제 2 보간기
42 : 멀티플렉서 44 : 제 3 보간기
54 : 누산기 60 : 분할기
70 : 계수기 74 : 가산기
본 발명은 SSB 신호 발생용 장치에 관한 것으로서, 소위 웨버법(Weaver's method)에 따라 구성된 아날로그 및 일반적인 디지탈 신호 단축파대 변조기 모두에 사용하도록 한 것이다. 이러한 변조기는 이동 무선 통신용 음성 및 데이타 전송에 있어서 SSB 신호 발생에 사용된다.
웨버법에 관한 자료로는 IRE 정기 간행물에 공개한 단축파대 신호의 발생과 검출에 관한 제 3 의 방법 (Third Method of Gencration and Detection of single-sideband signals)(Donald K. Weaver, Jr., 1703 내지 1705 페이지)에 개시되었다. 첨부된 제 1 도는 웨버법에 따라 제작된 변조기를 도시하고 있다. 입력측(10)에서의 아날로그 입력 신호는 대역 통과 필터(12)에서 대역 제한된 후 직각관계를 갖는 반송파 신호 cos(Wot) sin(Wot) 와 혼합되는 평형 혼합기 14 및 16에 제공된다. (단, Wot 는 필터(12)에서 출력되는 신호의 통과 대역 중심부에 대응하는 반송파 주파수이다). 이러한 혼합 동작의 결과로서, 기본 대역에서 단측파대 성분을 구비하고 조주파에서 불필요한 성분을 구비하는 신호 I, Q 가 생성된다. I 및 Q 신호의 상기 불필요한 성분은 저역 통과 필터(18) 및 (20)에 의해 선택되어진 후 평형혼합기 22 및 24 의 반송파 주파수(Wct)로 주파수 상승 변환된다. 상기 혼합기로 부터의 신호는 합산 회로(25)에서 결합되어 단자(26)의 출력으로 제공된다.
데이타 전송에 있어서, 제 1 도에 도시된 것과 유사한 장치가 데이타에 대응하는 신호로 변조된 기본대역 I 및 Q 를 주파수 상승 변환시키는데 사용된다. 또한 웨버의 방법은 이동 무선 통신 디지탈 전송용으로 적합한 일정한 엔벨로프 신호의 발생에 이용된다.
웨버법의 결점은 집적 회로처럼 주파수 상승 변환이나 RF 부분을 실행하기가 어려운 것이다. 이러한 어려운 이유로는 혼합기(22) 및 (24)(제 1 도)의 조화가 복잡하고, 소정의 작업을 성취하기 위하여 상기 혼합기는 고전력 레벨에서 실행시켜야만 하기 때문이다. 또한 광역 주파수를 발생시킬 수 있는 직각 국부 발진기쌍을 구성하여야만 한다. 혼합기의 부조화 또는 직각 RF 신호 발생의 결함은 불필요한 신호 레벨을 증가시키는 원인이 된다.
상기에 언급된 부조화문제는 RF 국부 발진기의 디지탈 샘플 발생과 RF 혼합기 대신 디지탈 곱셈기의 사용으로 해결가능하다. 첨부된 제 2 도에서는 웨버법에 의한 일반적인 디지탈 실행을 도시하고 있다. 제 2 도에서, 대역 통과 필터(12)의 출력은 클럭 주파수 fs1에서 샘플링되는 A/D 변환기(28)에서 디지탈화 된다. 상기 디지탈화된 신호는 각각 디지탈화된 국부 발진신호 cos[2π f1 ·(m/fs1)] 및 sin (2πf1·m/fs1)을 수신하는 혼합기(14) 및 (16)에 제공된다. 혼합기에서 출력되는 I 및 Q 신호는 나이퀴스트 샘플링비를 만족하는 주파수 fs1으로 클럭된 디지탈 필터(18) 및 (20)에서 저역 여파된다. 주파수 fs1 으로 샘플링된 출력 신호는 샘플링 주파수 Nfs 에서 동작하는 각각의 보간기 (30) 및 (32)에 인가된다. 상기 보간기(30) 및 (32)의 출력은 직각 반송파 신호 cos[2π fc (n/Nfs)] 및 sin[2π fc (n/Nfs)]가 각각 제공되는 디지탈 곱셈기(34) 및 (36)에서 주파수 상승 변환된다. 상기 디지탈 곱셈기(34) 및 (36)의 출력은 합산 회로 (25)에서 결합되고, RF 출력이 단자(26)에 나타난다. 디지탈 곱셈기는 등가의 아날로그 혼합기 보다 더 많은 전력을 필요로하므로 웨버법에 의한 이러한 디지탈 실행은 전력 소비를 증가시켜야만 성취하고자 하는 작업이 개선될 수 있다. 일정 주파수 샘플링이 RF 에서 필요할 때 RF 직각 신호 샘플의 발생은 무선 통신 전송기 집적에 있어서 또다른 문제를 유발한다. 싸인 및 코싸인 샘플은 참조표 또는 온-라인 처리를 이용하여 발생가능하지만 두 방법 모두 집적 문제에 있어서는 만족스럽지 못하다.
본 발명의 목적은 전력을 절약할 수 있는 집적 가능한 SSB 발생기를 제공하는데 있다.
본 발명의 제 1 양상에 따라 기본 대역 주파수에서 직각 관계를 갖는 디지탈화된 제 1 및 제 2 의 입력 신호를 제공하는 수단과, 상기 제 1 및 제 2의 신호를 주파수 상승 변환하는 보간 수단과 및 상기 보간 수단에 접속되고 소정의 반송파 주파수를 갖는 디지탈화된 SSB 신호를 제공하기 위하여 상기 주파수 상승 변환된 제 1 및 제 2 의 입력 신호를 멀티플랙싱 하는 멀티플렉싱 수단을 포함하는 SSB 발생기가 제공된다.
상기 보간 수단은 디지탈화 하는 주파수보다 큰 주파수(fs)에서 상기 제 1 및 제 2 의 신호를 각각 샘플링하는 제 1 의 보간 수단과, fs 의 배수에서 상기 제 1 의 보간 수단의 출력 신호를 샘플링하는 제 2 의 보간 수단을 포함한다. 상기 멀티플렉싱 수단은 제 2 의 보간 수단의 샘플링 주파수에서 샘플을 멀티플렉스하도록 배열할 수도 있다.
제 1 및 제 2 의 보간 수단으로 구성된 상기 보간 수단은 각각의 보간 수단에 대해 요구되는 작업에 적합하도록 만들어져야 한다. 제 1 의 보간 수단은 디지탈 필터로서 동작하고 상기 제 2 의 보간 수단의 선형 보간에 적합한 신호를 만들기 위하여 디지탈 저역 통과 필터의 출력 신호의 반복율을 증가시키는데 기여한다. 상기 제 2 의 보간 수단은 주파수를 RF 까지 상승시키는 선형 보간기로서 동작한다.
본 발명의 실시예에 있어서의 제 2 의 보간 동작에 이용되는 샘플링 주파수는 제 1 의 보간 동작에 이용되는 샘플링 주파수(fs)에 4N 배, 즉 4Nfs 이며 멀티플렉싱 동작은 Nfs 의 SSB 신호를 발생시키기 위해 클럭 주파수 4Nfs 에서 수행된다.
멀티플렉스된 출력은, 멀티플렉싱 수단과 접속되는 D/A 변환기에 연결된 저역 통과 필터의 대역폭 밖의 고주파로 상기 샘플링 주파수 4Nfs 를 이동시키기 위하여 세번째로 보간될 수 있다.
제 2 의 보간 수단이 주파수 상승 변환된 제 1 및 제 2 의 디지탈화된 신호의 모든 샘플값을 계산하기 위하여 적용될 수 있다. 선택적으로, 멀티플렉싱 이후 최종 신호에 기여하는 상기 샘플값의 계산만으로 전력은 절약이 가능하다. 이렇게 하기 위하여, 제 1 및 제 2 의 보간 신호중의 한 신호에서는 기수번 샘플만이 계산되고, 제 1 및 제 2의 보간 신호중 다른 하나에서는 우수번 샘플들만이 계산된다.
본 발명의 상세한 설명은 첨부 도면을 참조한 실시예로 서술한다.
각 도면에서 공통으로 사용되는 부호가 지시하는 것을 동일한 사항으로 간주한다.
제 3 도에서 SSB 변조기는, 보간기(30) 및 (32)가 샘플링 주파수 fs 동작하는 한 제 2 도의 SSB 변조기와 동일하고, 이때 fs 는 저역 통과 필터(18) 및 (20)의 대역폭의 상단부 주파수보다 30배 정도 높다. 보간기(30) 및 (32)의 출력은 fs 보다 높은 샘플링 주파수 Nfs 에서 동작하는 제 2 의 보간기(38) 및 (40)에 인가된다. 상기 제 2 의 보간기(38) 및 (40)의 출력은 멀티플렉서(42)에서 멀티플렉스되어, Nfs/4 상에 중심이 위치하는 SSB 신호에 상기 멀티플렉서 출력의 샘플링 주파수 성분이 가산된 출력을 제공하고, 이러한 출력은 Nfs 의 정수배의 샘플링 주파수를 갖는 제 3 의 보간기(44)에 인가된다.
D/A 변환기(46)가 제 3 의 보간기(44)에 접속되어 단자(26)에 출력을 제공한다. 이러한 방법으로 하여, SSB 신호의 주파수 대역은 fs 근처에서 유지되는 반면 Nfs 성분은 D/A 변환기(46)의 필터의 통과 대역폭밖의 주파수로 주파수 상승 변환된다.
필요하다면, 이러한 상황에서 중간 주파수 신호를 나타내는 SSB 신호 주파수를 증가시키기 위하여 슈우퍼 헤테로다인 단계가 출력단(26)에 연결될 수 있다.
제 4 도는 제 2 의 보간기(38) 또는 (40) 를 포함할 수 있는 보간 필터의 임펄스 응답을 도시하고 있다. 세로 좌표는 진폭을 가로 좌표는 시간을 나타낸다. 필터의 응답은 2 비트주기 ± Ts 동안 계속되고(단, Ts + 1/fs), sin2x/x2형의 전송함수를 갖는다. 응답 형태는 샘플링 주파수 fs 에 N 배, 즉 Nfs 에서 샘플링된 것이다. 제 5 도에 도시된 것처럼, 보간 필터의 주파수 응답은 fs 의 각 정수배에서 제로 교점을 가지지만 Nfs 에서는 신호가 감쇄되지 않는다.
결국 주파수 fs 에서 샘플링된 신호 샘플들이 보간 필터에 인가될 때, 그 결과로서 상기 필터가 fs 와 Nfs 사이의 모든 신호를 제거한다. 이렇게 발생된 출력은 입력 신호에 대해 새로운 샘플링 주파수 Nfs 를 가지는 조금은 다른 보간된 신호를 포함한다.
제 6 내지 8 도를 참조하여 보간 필터를 실현하는 단순한 방법을 서술한다. N 의 값은 샘플링 주파수 fs 를 증가시키는데 이용되는 정수의 최고치에 의해 결정된다.
제 6 도에 도시된 임펄스 응답을 갖는 보간 필터를 사용할 때 필터 응답 길이는 -Ts 에서 Ts 까지 즉 2/fs 이다. 또한 임의의 주어진 시간에 보간 필터에는 오직 두개의 샘플 x1및 x2가 존재하고, 이 두 샘플은 Ts = 1/fs 만큼 분리되어 나타난다. 따라서 횡필터(transversal filter)로서 보간 필터를 실현하는데는 오직 2개의 곱셈기가 동시에 요구되고, 아울러 곱해진 신호 샘플을 합산시키는 가산 회로도 필요하다. 필터의 출력측에 나타나는 최종 신호 y 의 식은 다음과 같다.
Figure kpo00002
여기서 a 와 b 는 n 차 및 (n+N) 차 탭(tap) 에서 필터의 컨벌루션(convolution) 계수이다. 제 6 도에 도시된 임펄스 응답은 삼각형 모양이어서 계수 a, b 는 다음식으로 주어진다.
Figure kpo00003
Figure kpo00004
여기서 N 은 샘플링 주파수를 증가시키는데 이용되는 정수배이다. 방정식 (2) 및 (3)을 식 (1)에 대입하면 다음과 같다.
Figure kpo00005
상기 식은 샘플링 주파수 fs 가 N 의 계수로 증가하면, 샘플링 주파수 fs 에서 인접 샘플 즉 x1과 x2간의 차를 구하고, 그 결과를 보간 계수 N 으로 나누는 것을 의미한다. 그런 다음, 그 결과로 발생한 몫은 증분으로 채택되고, 새로운 샘플링 주파수 Nfs 에서 입력 신호의 보간 샘플을 발생하기 위해 매 n 순간마다 샘플 x2에 가산된다.
제 8 도는 다음식을 실행하기 위해 실현된 증분 필터의 실시예를 도시하고 있다.
Figure kpo00006
fs 에서 샘플링된 신호는 시프트 레지스터 또는 회로로 구성된 지연선(48)에 인가된다. 1/fs 초만큼 분리된 샘플 x1및 x2는 분리되어 감산기(50)에 인가된다. 상기 감산기(50)에서는 차 또는 증분(x1-x2)를 발생시켜 상기 증분을 N 으로 나누는 분할기(52)에 인가된다. 상기 분할기의 몫은 새로운 샘플링 주파수 Nf 에서 입력 신호의 보간된 샘플을 발생시키기 위하여 누산기 (54)에서 샘플 x2에 가산된다.
제 9 도는 본 발명에 따른 SSB 변조기의 개략적인 블럭 다이어그램이다. 전단부는 제 3 도에 도시된 것과 대응하기 때문에 대응부분에 대한 동작 설명은 생략한다. 제 2 의 보간기(38) 및 (40)은 약간 변형된 제 8 도의 회로에 근거한다. 제 2 의 보간기(40)의 경우, 제 2 의 보간기(38)에서 이용된 것에 대응하는 회로 단계(stage)가 프라임 부호를 이용한 참조번호, 즉 (48'), (50'), (52'), (54')으로 표시된다.
그러나, 상기 샘플간의 차이는 분할기(52) 및 (52') 에서 4N 으로 나누어지고, 누산기(54) 및 (54')는 4Nfs 에서 클럭된다. 이러한 작업에 의해 상기 차이를 4N 으로 나누어 증분을 구할 수 있다. 다음으로, 상기 증분은 정규의 클럭 포인트에서 지연된 신호 샘플 x2에 누산된다. 상기 누산은 새로운 샘플이 시프트 레지스터 또는 회로로 구성된 지연선(48) 및 (48')에 로드되는 매 순간마다 개시되고, 새로운 샘플이 시프트 레지스터에 로드되어 이러한 처리가 x2의 새로운 값에 대해 반복될 때까지 4N 클럭 주기동안 계속된다.
상기 클럭 신호 4Nfs 는 4Nfs 이상의 고주파에서 동작하는 마스타 클럭 (56)으로 부터 유도되어, 분할기 (58)에서 나누어진다. 4Nfs 에서 상기 분할된 신호는 또다른 분할기(60)에서 4N 으로 나뉘어져 fs 의 클럭 신호를 보간기 (30) 및 (32)에 제공한다. (단 fs 는 100KHz 정도임.) A/D 변환기(28)과 디지탈 저역 통과 필터(18) 및 (20)을 위한 클럭 신호 fs1은 분할기(62)에서 fs 를 m 으로 나눔으로써 유도되고, 여기서 m 은 8 정도이다.
멀티플렉서(42)는 4Nfs 에서 샘플링된 공칭 반송파 주파수(nominal carrier frequency) Nfs 에서 SSB 신호를 발생한다. 상기 멀티플렉서(42)는 4Nfs 에서 동작하는 전기적으로 등가인 4 개의 주상 개폐기(pole switch)(64)를 구비한다. 제 9 도의 상부에서 하부까지의 구성을 보면, 샘플들의 디지탈값을 제공하는 제 2의 보간기(38) 및 (40)의 가산단계(66) 및 (66')에 각각 접속된 제 1 및 제 2 의 주상 개폐기가 존재한다. 제 3 및 제 4 의 주상 개폐기는 각각 상기 제 1 및 제 2 의주상 개폐기의 신호에 대해 반전된 형태를 제공한다. 멀티플렉서(42)으로 부터의 출력은 공칭 반송파 주파수 Nfs 에서는 디지탈 형태의 SSB 신호를 구비하고 4Nfs 에서는 불필요한 샘플링 주파수 구비한다. 상기의 불필요한 샘플링 주파수를 제거하기 위해서, 멀티플렉서 출력은 제 3의 보간기(44)에 제공되어, 마스타 클럭(56)의 클럭 주파수에서 샘플링되는데, 여기서 상기 클럭 주파수는 D/A 변환기(46)의 출력측에 접속된 저역통과필터(68)의 대역폭 이상이다. 이러한 동작에 의해, 샘플링 주파수 4Nfs 는 보간법에 의해 제거되어 저역 통과 필터(68)의 대역폭 밖에 존재한다.
다음은 제 9 도에 도시된 회로의 동작에 관해 요약 설명한다. 소망하는 형태의 SSB 신호를 발생시키기 위해 필요한 직각 발진기 샘플은 I 와 Q 채널에서 각각 1, 0, -1, 0, 1, 0 및 0, 1, 0, -1, 0, 1 이 된다. RF 부분을 실현하기 위해 기본 대역 필터(18) 및 (20)의 출력측에서 나타나는 상기 I 및 Q 신호 샘플은 보간기(30) 및 (38)과 (32) 및 (40)에서 샘플링 주파수 4Nfs로 보간된다. 상기 샘플들은 RF 발진기 샘플(상기 참조)과 승산되고 그 결과 I 및 Q 채널에서의 승산결과는 선택적으로 제로가 된다. 멀티플렉서(42)는 I 및 Q 채널로부터 선택적으로 샘플을 선택하여, 상기 샘플들은 D/A 변환 및 필터링 후 출력측(26)에서 SSB신호를 형성한다.
SSB 변조기가 반송파 주파수 영역에서 동작 가능하도록 하기 위해, 사용되는 샘플링 주파수를 변경시키는 것이 필요하다. 일정한 반송파 수파수 fc 에 대해 이를 만족시키기 위하여 SSB 신호 샘플링 주파수 4Nfs 는 fc 보다 4 배 더 높게 선택된다. 보간기(30) 및 (32)에 대한 샘플링 주파수 fs 는 단계 (60)에서 4Nfs 를 4N 으로 나눔으로서 선택된다. 주파수 fs1은 단계 (62)에서 fs 를 m 으로 나눔으로서 발생된다. 마스터 클럭 주파수는 위상 고정 루프를 이용하여 발생시킨다. 국부 발진기 주파수 f1은 일정하게 유지된다.
다음은 주파수들이 어떻게 계산되는지에 관한 두개의 수치예가 제공된다. 이때 0 내지 10MHz 에 걸친 주파수 대역에서 SSB 신호는 발생될 수 있으며, 따라서 저역 통과 필터(68)의 대역폭은 10MHz 라고 가정한다. 첫번째 수치예에서, SSB 신호는 다음의 주파수에서 전송된다고 가정한다.
Nfs = 5MHz
4Nfs = 20MHz
여기에서 fs 는 100KHz 로 하면,
N = 5000/100=50(그리고 4N=200)이 된다.
만약 m=8 이면, fs1= 12.5KHz 이다.
4Nfs(=200MHz)는 저역 통과 필터(68)의 대역폭 밖에 있으므로 허용가능한 레벨로 감소시켜야 한다. 이러한 상황에서는 제 3 의 보간기(44)를 이용할 필요가 없다.
두번째 수치예에서, SSB 신호는 다음의 주파수에서 전송된다고 가정한다.
Nfs = 1MHz
따라서 4Nfs = 4MHz 이고, fs 를 100KHz 에서 유지하면,
N = 1000/100 = 10(그리고 4N = 40)이다.
m 과 fs1의 값은 각각 8 및 12.5KHz 로 유지된다.
4Nfs(=4MHz)는 저역 통과 필터(68)의 대역폭 10MHz 범위내에 존재하므로, 제 3 의 보간기(44)의 보간계수 및 샘플링 주파수는 각각 3 과 12MHz 로 설정된다. 따라서 분할기(58)는 필요한 4Nfs 를 얻기 위하여 12MHz 를 3 으로 나눈다.
새로운 반송파 주파수가 선정되면 계산이 반복 수행되고 따라서 마스터 클럭 주파수와 각 분할기도 따라서 정해진다.
4Nfs 에서 멀티플렉서(42)가 동작함에 따라 기수번 샘플들을 상기 I 채널로부터 선택되고, 우수번 샘플들은 Q 채널로부터 선택된다. 그 결과, 선택되지 않는 샘플들은 사용되지 않는다. 따라서 I 채널의 우수번 샘플들과 Q 채널의 기수번 샘플들은 계산할 필요가 없다. 결국 제 8 도를 참조하여 서술된 보간 방정식은 yI, yQ를 위한 다음 방정식으로 수정될 수 있다.
Figure kpo00007
Figure kpo00008
이러한 수정의 결과로서, 제 2 의 I 및 Q 보간기 (38) 및 (40)은 2fs 에서 동작하고 신호들은 4Nfs 에서 멀티플렉싱된다.
제 10 도는 수정된 방정식이 실행되는 본 발명에 따른 실시예를 도시하고 있다. 제 9 도와 제 10 도 실시예의 차이점을 간략하게 서술한다. 마스터 클럭(56)은 2Nfs 의 출력 신호를 발생하는 분할기(58)에 접속된다. 멀티플렉서(42)는 여전히 4Nfs 에 클럭된다. 2Nfs 의 신호는 일차적으로 보간기(30) 및 (32)에 클럭 신호 fs 를 공급하기 위하여 상기 신호를 2N 으로 나누는 분할기(60)에 공급되고, 이차적으로는 동시에 2 단계씩 증가하는 계수기(70)에 공급된다. 상기 계수기(70)는 데이타가 시프트 레지스터(48) 및 (48')에 로드되는 순간 리세트된다.
상기 계수기(70)의 출력은 곱셈기(54')에 인가되고, 또한 가산기(74)에 인가되어 단계(72)에서 공급되는 +1이 가산된다. 곱셈기(54)에서는, I 채널에 대한 증분을 발생하기 위하여 분할기로부터 구하여진 수가 2n+1 과 승산된다. 유사하게 증배기(54') 에서도 Q 채널에 대한 증분을 발생하기 위하여 분할기(52')의 출력이 2n 과 승산된다.
제 9 도 및 제 10 도에 도시된 SSB 변조기는 집적 회로로 제작하는 것이 가능하다. 필요하다면 신호 처리기는 기본 대역 혼합기(14) 및 (16)과 보간기(30), (32), (38) 및 (40)으로 실현할 수도 있다.

Claims (10)

  1. SSB 발생기에 있어서, 기본 대역 주파수에서 직각관계를 갖는 디지탈화된 제 1 및 제 2 의 입력 신호를 공급하는 수단과, 상기 제 1 및 제 2 의 입력 신호를 주파수 상승 변환시키는 보간 수단과, 상기 보간 수단에 접속되고, 소정의 반송파 주파수를 가진 디지탈화된 SSB 신호를 제공하기 위하여 상기 주파수 상승 변환된 제 1 및 제 2 의 입력 신호를 멀티플렉싱 하는 멀티플렉싱 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 보간 수단이 상기 디지탈화 하는 주파수 보다 큰 주파수(fs)에서 상기 제 1 및 제 2 의 신호를 각각 샘플링하는 제 1 의 보간 수단과, 상기 제 1 의 보간 수단의 샘플링 주파수의 배수에서 상기 제 1 의 보간 수단으로 부터 출력 신호를 샘플링하는 제 2 의 보간 수단을 포함하고, 상기 멀티플렉싱 수단이 상기 제 2 의 보간 수단의 상기 샘플링 주파수에서 샘플들을 멀티플렉싱하도록 배열되어 있는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 2 의 보간 수단이 상기 제 1 의 보간 수단의 샘플링 주파수의 4N 배 주파수, 즉 4Nfs 에서 상기 제 1 의 보간 수단의 출력 신호를 샘플링하고, 상기 멀티플렉싱 수단이 Nfs 의 출력 신호를 제공하기 위하여 4Nfs 에서 동작하는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
  4. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서, 디지탈-아날로그 변환기(DAC)가 상기 멀티플렉싱 수단에 접속되고, 저역통과 필터가 상기 DAC 의 출력에 연결되는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 멀티플렉싱 수단의 출력에 연결되고, 보간된 상기 제 2 의 보간 수단의 샘플링 주파수가 상기 저역 통과 필터의 대역폭 외부에 위치하도록 상기 제 2 의 보간 수단의 샘플링 주파수보다 큰 샘플링 주파수에서 동작하는 제 3 의 보간 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
  6. 제 2 항 내지 제 5 항중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 2 의 보간 수단이 다음 방정식을 실행하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
    y = ax1+ bx2
    = x2+ n(x1-x2)/n
    (단, x1및 x2는 필터의 임펄스 응답에 있어서 1/fs 시간만큼 분리된 샘플들이고, (x1-x2) 는 상기 두 샘플의 진폭 차이며, N 은 상기 SSB 신호를 얻기 위한 상기 제 1 의 보간 수단의 상기 샘플링 주파수(fs)의 배수이다.
  7. 제 2 항 내지 제 5 항중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 2 의 보간 수단이 상기 제 1 의 보간 수단으로 부터 수신된 상기 직각관계를 갖는 신호들중 하나의 기수번 샘플과 상기 제 1 의 보간 수단으로부터 수신된 상기 직각관계를 갖는 신호들중 다른 하나의 우수번 샘플들에서 동작하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 제 2 의 보간 수단이 다음의 보간 방정식을 실행하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
    Figure kpo00009
    (단, yI및 yQ는 상기 제 2 의 보간 수단에 의해 발생된 직각관계를 갖는 신호들이고,
    Figure kpo00010
    및
    Figure kpo00011
    는 상기 필터의 임펄스 응답에 있어서 1/fs 시간만큼 분리된 샘플들이고,
    Figure kpo00012
    및
    Figure kpo00013
    는 샘플들의 각 쌍간의 진폭차이고, N 은 상기 SSB 신호를 얻기 위한 상기 제 1 의 보간수단의 상기 샘플링 주파수(fs)의 배수이다.)
  9. 제 6 항, 제 7 항 또는 제 8 항에 있어서, 상기 제 2 의 보간 수단은 상기 직각관계를 갖는 신호들의 각각에 대하여 시프트 레지스터 수단과, 저장된 비트의 진폭을 샘플링하는 수단과, 1/fs 시간만큼 분리된 두 비트의 진폭차를 구하는 차동수단 및 구해진 상기 진폭차를 상기 제 2 샘플의 진폭에 가산하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
  10. 제 2 항 내지 제 9 항중 어느 한 항에 있어서, 상기 멀티플렉싱 수단은 상기 각각의 직각 관계를 갖는 신호의 고주파 샘플링 주파수에서 샘플들과 상기 각각의 직각 관계를 갖는 신호들의 반전된 값들을 제공하는 수단 및 상기 샘플과 상기 반전 값들을 스캐닝하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 SSB 발생기.
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