JPH0936663A - 周波数変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＤＢＭを用いた従来の周波数変換回路は、Ｄ
ＢＭのバランスが実際の回路では崩れ易く、また最良の
バランスを得るのが困難である。一方、従来のＳＳＢ型
周波数変換回路では、ＤＢＭのバランス調整の問題は回
避できるものの、回路規模がやや大きくなる。 【解決手段】 入力端子１よりの第１の入力信号ｅ
_１（ｔ）は移相回路３及び５により移相され、２π（ｒ
ａｄ．）の位相範囲を等位相間隔で３分割される。入力
端子７よりの第２の入力信号ｅ_４（ｔ）は、移相回路８
及び９により移相され、２π（ｒａｄ．）の位相範囲を
等位相間隔で３分割される。スイッチ回路２、４、６
は、信号ｅ_１（ｔ）、ｅ₂（ｔ）、ｅ₃（ｔ）を信号ｅ_４
（ｔ）、ｅ₅（ｔ）、ｅ₆（ｔ）でスイッチングする。加
算回路１０はスイッチ回路２、４、６の出力信号を加算
して出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は周波数変換回路に係
り、特に位相推移型単側波帯信号生成法を適用した周波
数変換回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、周波数変換回路あるいは単側
波帯信号（以下、ＳＳＢ信号と略す）を得るための一般
的手段としては、例えば乗算器や平衡変調器、又はダブ
ルバランスドミクサ（以下、ＤＢＭと略す）を用いるな
どして搬送波を抑圧した両側波帯信号を得た後、各々の
片方の側波帯信号をフィルタにより選択分離してＳＳＢ
信号を生成させるようにしたり、あるいは、搬送波と信
号とを各々９０度移相したものを二つのＤＢＭに供給し
て、前記の二つのＤＢＭからの出力信号を加算、又は引
き算して原理的にフィルタの使用を省略するようにした
位相推移型ＳＳＢ信号生成法が知られている（例えば、
Ｂ．Ｐ．ラシィ著、「詳解ディジタル・アナログ通信方
式（上巻）」第２２６頁乃至第２５１頁、ＣＢＳ出版株
式会社、１９８５年３月２８日発行）。

【０００３】前記の従来の周波数変換回路は、第１の信
号周波数ｆ１と第２の信号周波数ｆ２とにより周波数変
換を行う場合、互いの周波数が比較的高く、フィルタの
適用が容易な場合には乗算器とフィルタで和の周波数
（ｆ１＋ｆ２）、又は差の周波数（ｆ１−ｆ２）が容易
に得られる。しかし、どちらか一方の周波数が高く、他
方の周波数が低い場合にはフィルタを用いても選択分離
が困難となる。

【０００４】そこで、用いられるのが位相推移型ＳＳＢ
信号生成回路である。この回路は、原理的にフィルタは
不要であり（ただし、一方の信号がスイッチング信号の
場合、若しくは使用するＤＢＭ等でスイッチング動作と
なる場合は簡単なフィルタが使用される）、ＤＢＭ等の
動作上のバランスが良好であれば、目的とする和の周波
数（ｆ１＋ｆ２）又は差の周波数（ｆ１−ｆ２）が選択
でき、近傍する周波数ｆ１（又はｆ２）は抑圧されて上
記の問題は起こらない。

【０００５】ＤＢＭはダイオードブリッジタイプとトラ
ンジスタを複数個差動接続して構成される可変ｇｍ型Ｄ
ＢＭ回路は知られている。例えば、可変ｇｍ型ＤＢＭ回
路は、Ｘ軸入力端子とＹ軸入力端子があり、各々の入力
端子につながる入力回路は２重平衡差動回路を用いてお
り、Ｘ軸及びＹ軸の入力端子部でここにバランスをとる
ための可変抵抗器を用いて使用される。

【０００６】図１１は上記の可変ｇｍ型ＤＢＭ回路を用
いた従来の周波数変換回路の一例の回路図を示す。この
周波数変換回路は、入力端子８１及び８５、ＤＢＭ８
２、−π／２移相回路８３、ＤＢＭ８４、−π／２移相
回路８６及びＤＢＭ８２及び８４の両出力信号を加算す
る加算回路８７、出力端子８８よりなる。ＤＢＭ８２及
び８４はそれぞれ第１の入力信号を第２の入力信号でス
イッチングされる。一般の高周波数帯の応用するＤＢＭ
は、スイッチング動作が基本となっているからである。

【０００７】図１２はＤＢＭをスイッチに置き換えたＳ
ＳＢ型の従来の周波数変換回路の他の例の回路図を示
す。この従来の周波数変換回路は、入力端子９１及び９
９、スイッチ回路９２、９４、９６及び９８、反転増幅
器９３、９７、−π／２移相回路９５、１０１、インバ
ータ１００及び１０２、スイッチ回路９２、９４、９６
及び９８の各出力信号を加算する加算回路１０３、出力
端子１０４より構成されている。これら図１１及び図１
２の従来の周波数変換回路の基本動作は等しい。従っ
て、従来の周波数変換回路の動作を図１１を例にとって
図１３の波形図と共に説明する。

【０００８】図１１において、入力端子８１より第１の
入力信号ｅ₅₁（ｔ）がＤＢＭ４２と−π／２移相回路４
３にそれぞれ供給される。この第１の入力信号ｅ
₅₁（ｔ）は、図１３（Ａ）に示す波形で、Ａ_１ｓｉｎω
_１ｔで表されるものとする。−π／２移相回路８３はこ
の第１の入力信号ｅ₅₁（ｔ）を−π／２（ｒａｄ．）移
相し、図１３（Ｂ）に示す波形で、Ａ_１ｓｉｎ（ω_１ｔ
−π／２）で表される信号ｅ₅₂（ｔ）を生成してＤＢＭ
８４に供給する。

【０００９】一方、入力端子８５より図１３（Ｃ）に示
す波形の第２の入力信号ｅ₅₃（ｔ）がスイッチング用の
方形波としてＤＢＭ８２及び−π／２移相回路８６にそ
れぞれ供給される。この第２の入力信号ｅ₅₃（ｔ）は次
式で表される。

【００１０】 e₅₃(t)=(4/π)A₂{sinω₂t+(1/3)sin3ω₂t+(1/5)sin5ω₂t+(1/7)sin7ω₂t +...} (1) また、−π／２移相回路８６の出力信号ｅ₅₄（ｔ）は次
式で表され、図１３（Ｄ）に示すように第２の入力信号
ｅ₅₃（ｔ）を−π／２（ｒａｄ．）移相した波形であ
る。

【００１１】 e₅₄(t) = (4/π)A₂{sin(ω₂t-(π/2))+(1/3)sin3(ω₂t-(π/2)) +(1/5)sin5(ω₂t-(π/2))+(1/7)sin7(ω₂t-(π/2)) +...} (2) ＤＢＭ８２は第１の入力信号ｅ₅₁（ｔ）を第２の入力信
号ｅ₅₃（ｔ）でスイッチングすることにより、次式の図
１３（Ｅ）に示す信号ｅ₅₅（ｔ）を出力する。

【００１２】 e₅₅(t) = -(2/π)A₁A₂[{cos(ω₁+ω₂)t-cos(ω₁-ω₂)t} +(1/3){cos(ω₁+3ω₂)t-cos(ω₁-3ω₂)t} +(1/5){cos(ω₁+5ω₂)t-cos(ω₁-5ω₂)t} +(1/7){cos(ω₁+7ω₂)t-cos(ω₁-7ω₂)t} +...] (3) もう一つのＤＢＭ８４は第１の入力信号ｅ₅₂（ｔ）を第
２の入力信号ｅ₅₄（ｔ）でスイッチングすることによ
り、図１３（Ｆ）に示す次式で表される信号ｅ₅₆（ｔ）
を出力する。

【００１３】 e₅₆(t) = -(2/π)A₁A₂[{cos(ω₁t+ω₂t- π)-cos(ω₁-ω₂)t} +(1/3){cos(ω₁t+3ω₂t-2π)-cos(ω₁t-3ω₂t+π)} +(1/5){cos(ω₁t+5ω₂t-3π)-cos(ω₁t-5ω₂t+2π)} +(1/7){cos(ω₁+7ω₂t-4π)-cos(ω₁t-7ω₂t+3π} +...] (4) 加算回路８７は上記のＤＢＭ８２及び８４の出力信号ｅ
₅₅（ｔ）及びｅ₅₆（ｔ）を加算して、図１３（Ｇ）に示
す波形の次式で表される信号ｅ₅₇（ｔ）を生成し、これ
を出力端子８８へ出力する。

【００１４】 e₅₇(t) = (4/π)A₁A₂{cos(ω₁-ω₂)t-(1/3)cos(ω₁+3ω₂)t +(1/5){cos(ω₁-5ω₂)t-(1/7){cos(ω₁+7ω₂)t +...} (5) （５）式に示される周波数変換された出力信号ｅ
₅₇（ｔ）は、ω_１≪ω_２ の条件下では、（ω_１−
ω_２）の差の角周波数を基本として（ω_１＋３ω_２）の
３倍成分、（ω_１−５ω_２）の５倍成分、（ω_１＋７ω
_２）の７倍成分などの奇数次高調波成分を有している。
図１４は、この周波数変換回路の出力信号の周波数スペ
クトラムを示す。

【００１５】図１３に示した各信号の波形からも確認で
きるように、上記の従来の周波数変換回路において、第
１の入力信号の１サイクル中に第２の入力信号は４サイ
クルとなっているのに対し、出力信号の基本波は３（＝
４−１）サイクルであり、周波数変換されていることが
確認できる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、図１１に示
したＤＢＭを用いた従来の周波数変換回路は、ＤＢＭの
バランスが実際の回路では崩れ易く、また最良のバラン
スを得るのが困難である。また、可変ｇｍ型ＤＢＭ回路
では可変抵抗器使用するため、回路規模の小型化や生産
性の面から問題である。また、従来の周波数変換回路で
は、可変抵抗器を微調してバランスをとるようにして
も、内部トランジスタの特性のばらつきを完全に補正す
ることは困難であり、結果として可変ｇｍ型ＤＢＭのス
ペックで決まるバランス調整が不要なスイッチ回路を用
いて構成するのが実情である。更に、図１１に示した従
来の周波数変換回路では、出力信号波形の粗さが高調波
のスペクトル成分に関係するため、高調波を除去するフ
ィルタを使用すれば問題ないが、そのフィルタは除去特
性としてかなりシャープな複雑な構成のフィルタを必要
とする。

【００１７】一方、図１２に示したような、スイッチ回
路を用いて構成する、従来のＳＳＢ型周波数変換回路で
は、ＤＢＭのバランス調整の問題は回避できるものの、
回路規模がやや大きくなるという欠点がある。

【００１８】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
回路構成が簡単で、周波数変換された出力信号の波形の
粗さを密に改善し得る周波数変換回路を提供することを
目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１記載の発明は、第１の入力信号を互いに位
相の異なる複数のチャンネル信号に位相分割する位相分
割手段と、第２の入力信号に基づいてチャンネル信号と
同数で、かつ、互いに位相の異なる切換信号を発生する
切換信号発生手段と、複数のチャンネル信号に１対１に
対応して複数設けられ、入力されたチャンネル信号を切
換信号発生手段からの切換信号により選択出力する複数
のスイッチ回路と、複数のスイッチ回路の出力信号をそ
れぞれ合成して出力する加算回路とを有し、加算回路か
ら第１の入力信号の周波数と第２の入力信号の周波数と
の和又は差の周波数成分を有する信号を出力するよう構
成したものである。

【００２０】また、上記の目的を達成するため、請求項
３記載の発明は、第１の入力信号を互いに位相の異なる
複数の第１のチャンネル信号に位相分割する第１の位相
分割手段と、第２の入力信号に基づいて第１のチャンネ
ル信号と同数で、かつ、互いに位相の異なる切換信号を
発生する第１の切換信号発生手段と、複数の第１のチャ
ンネル信号に１対１に対応して複数設けられ、入力され
た第１のチャンネル信号を第１の切換信号発生手段から
の切換信号により選択出力する複数の第１のスイッチ回
路と、複数の第１のスイッチ回路の出力信号をそれぞれ
合成してから互いに位相の異なる複数の第２のチャンネ
ル信号を出力する第２の位相分割手段と、第２の入力信
号に基づいて第２のチャンネル信号と同数で、かつ、互
いに位相の異なる切換信号を発生する第２の切換信号発
生手段と、複数の第２のチャンネル信号に１対１に対応
して複数設けられ、入力された第２のチャンネル信号を
第２の切換信号発生手段からの切換信号により選択出力
する複数の第２のスイッチ回路とを有し、第２のスイッ
チ回路の出力信号を合成して第１の入力信号の周波数と
第２の入力信号の周波数との和又は差の周波数成分を有
する信号を出力する構成としたものである。

【００２１】請求項１記載の発明では、ダブルバランス
ドモジュレータ（ＤＢＭ）の代わりにスイッチ回路を用
いて構成しているため、ＤＢＭのバランスの崩れによる
特性劣化の問題を回避できる。また、この発明では、第
１及び第２の入力信号をそれぞれ２π（ｒａｄ．）の位
相範囲を等位相間隔で、かつ、２ⁿ（ただし、ｎは自然
数）で表される整数を除く複数のうちの任意の数に位相
分割して、それぞれの信号をスイッチ回路によりスイッ
チング後、加算合成することにより、スイッチ回路を用
いた従来回路に比べて出力信号波形の粗さが同じ回路を
少ない位相分割数の構成で実現できる。

【００２２】請求項３記載の発明では、入力された第２
のチャンネル信号を第２の切換信号発生手段からの切換
信号により選択出力する複数の第２のスイッチ回路の出
力信号を合成して第１の入力信号の周波数と第２の入力
信号の周波数との和又は差の周波数成分を有する信号を
出力するようにしたため、請求項１記載の発明の作用に
加えて、更に最終段に出力信号を得るための加算回路を
不要にできる。

【００２３】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明の第１の実施の形
態の回路構成図、図２は図１の動作説明用波形図を示
す。図１に示す実施の形態は、入力端子１及び７と、ス
イッチ回路２、４及び６と、−２π／３移相回路３及び
８と、−４π／３移相回路５及び９と、加算回路１０及
び出力端子１１とから構成されている。

【００２４】次に、図１の回路構成図の動作について説
明する。入力端子１より第１の入力信号ｅ_１（ｔ）がス
イッチ回路２、−２π／３移相回路３及び−４π／３移
相回路５にそれぞれ供給される。この第１の入力信号ｅ
_１（ｔ）は、図２（Ａ）に示す波形で、Ａ_１ｓｉｎω_１
ｔで表されるものとする。−２π／３移相回路３はこの
第１の入力信号ｅ_１（ｔ）を−２π／３（ｒａｄ．）移
相し、図２（Ｂ）に示す波形で、Ａ_１ｓｉｎ（ω_１ｔ−
２π／３）、つまり−Ａ_１ｃｏｓ（ω_１ｔ−π／６）で
表される信号ｅ_２（ｔ）を生成してスイッチ回路４に供
給する。

【００２５】また、−４π／３移相回路５は第１の入力
信号ｅ_１（ｔ）を−４π／３（ｒａｄ．）移相し、図２
（Ｃ）に示す波形で、Ａ_１ｓｉｎ（ω_１ｔ−４π／
３）、つまり−Ａ_１ｓｉｎ（ω_１ｔ−π／３）で表され
る信号ｅ_３（ｔ）を生成してスイッチ回路６に供給す
る。すなわち、入力信号ｅ_１（ｔ）は２π（ｒａｄ．）
の位相範囲を等位相間隔で３分割されて信号ｅ
_１（ｔ）、ｅ_２（ｔ）及びｅ_３（ｔ）とされることとな
る。

【００２６】一方、入力端子７より図２（Ｄ）に示す波
形の第２の入力信号ｅ_４（ｔ）がスイッチング用の方形
波として、スイッチ回路２に直接供給される一方、−２
π／３移相回路８及び−４π／３移相回路９にそれぞれ
供給され、−２π／３（ｒａｄ．）、−４π／３（ｒａ
ｄ．）それぞれ移相される。すなわち、第２の入力信号
ｅ_４（ｔ）も２π（ｒａｄ．）の位相範囲を等位相間隔
で３分割されて信号ｅ_４（ｔ）、ｅ_５（ｔ）及びｅ
_６（ｔ）とされることとなる。

【００２７】この第２の入力信号ｅ_４（ｔ）は次式で表
される。

【００２８】 e₄(t)=(A₂/2)+(2A₂/π){sinω₂t+(1/3)sin3ω₂t+(1/5)sin5ω₂t +(1/7)sin7ω₂t + ...} (6) また、−２π／３移相回路８の出力信号ｅ_５（ｔ）は次
式で表され、図２（Ｅ）に示すように第２の入力信号ｅ
_４（ｔ）を−２π／３（ｒａｄ．）移相した波形であ
る。

【００２９】 e₅(t)=(A₂/2)-(2A₂/π){cos(ω₂t-π/6)-(1/3)cos3(ω₂t- π/6) +(1/5)cos5(ω₂t-π/6)-(1/7)cos7(ω₂t-π/6) + ...} (7) 更に、−４π／３移相回路９の出力信号ｅ_６（ｔ）は次
式で表され、図２（Ｆ）に示すように第２の入力信号ｅ
_４（ｔ）を−４π／３（ｒａｄ．）移相した波形であ
る。

【００３０】 e₆(t)=(A₂/2)-(2A₂/π){sin( ω₂t- π/3)+(1/3)sin3(ω₂t-π/3) +(1/5)sin5(ω₂t-π/3)+(1/7)sin7(ω₂t-π/3) + ...} (8) 図１のスイッチ回路２は、第１の入力信号ｅ_１（ｔ）を
第２の入力信号ｅ_４（ｔ）でスイッチングして、図２
（Ｇ）に示す波形の次式で表される信号ｅ_７（ｔ）を生
成して加算回路１０へ出力する。

【００３１】 e₇(t)=(A₁A₂/2)sinω₁t-(A₁A₂/π)[{cos( ω₁+ω₂)t-cos(ω₁-ω₂)t} +(1/3){cos(ω₁+3ω₂)t-cos(ω₁-3ω₂)t} +(1/5){cos(ω₁+5ω₂)t-cos(ω₁-5ω₂)t} +(1/7){cos(ω₁+7ω₂)t-cos(ω₁-7ω₂)t} + ...] (9) 一方、図１のスイッチ回路４、６はそれぞれ第１の信号
ｅ_２（ｔ）、ｅ_３（ｔ）を第２の信号ｅ_５（ｔ）、ｅ_６
（ｔ）でスイッチングして、図２（Ｈ）、（Ｉ）に示す
波形の次式で表される信号ｅ_８（ｔ）、ｅ_９（ｔ）を生
成して加算回路１０へ出力する。

【００３２】 e₈(t) = -(A₁A₂/2)cos(ω₁t-π/6)+(A₁A₂/π)[{cos(ω₁-ω₂)t +cos(ω₁t+ω₂t-π/3} -(1/3){cos(ω₁t-3ω₂t+π/3)+cos(ω₁t+3ω₂t-π/3)} +(1/5){cos(ω₁t-5ω₂t+2π/3)+cos(ω₁t+5ω₂t-π)} -(1/7){cos(ω₁t-7ω₂t+π)+cos(ω₁t+7ω₂t-4π/3)}+ ...] (10) e₉(t) = -(A₁A₂)sin(ω₁t-π/3)-(A₁A₂/π)[{cos(ω₁t+ω₂t-2π/3) -cos(ω₁-ω₂)t} -(1/3){cos(ω₁t+3ω₂t-4π/3)-cos(ω₁t-3ω₂t+2π/3)} -(1/5){cos(ω₁t+5ω₂t-2π)-cos(ω₁t-5ω₂t+4π/3)} -(1/7){cos(ω₁t+7ω₂t-2π/3)-cos(ω₁t-7ω₂t+2π)}+ ...] (11) 加算回路１０は上記のスイッチ回路２、４及び６の各出
力信号ｅ_７（ｔ）、ｅ_８（ｔ）及びｅ_９（ｔ）をそれぞ
れ加算し、図２（Ｊ）に示す波形の、次式で表される出
力信号ｅ_１０（ｔ）を図１の出力端子１１へ出力する。

【００３３】 e₁₀(t) = e₇(t)+e₈(t)+e₉(t) =(3A₁A₂/π){cos(ω₁-ω₂)t-(1/5)cos(ω₁+5ω₂)t +(1/7)cos(ω₁-7ω₂)t-(1/11)cos(ω₁+11ω₂)t +(1/13)cos(ω₁-13ω₂)t +...} (12) （１２）式からわかるように、出力信号ｅ_１０（ｔ）に
は奇数次高調波成分のうち３次高調波成分、９次高調波
成分、１５次高調波成分、２１次高調波成分、．．．等
が除去されている。図３は（１２）式で示される図１の
周波数変換回路の出力信号の周波数スペクトラムを示
す。

【００３４】図２に示す動作波形からわかるように、図
２（Ｊ）に示した出力信号ｅ_１０（ｔ）は（１２）式に
示した級数式と一致しており、図１３（Ｇ）に示した従
来回路の出力信号ｅ_５７（ｔ）に比べて波形の粗さが細
かくなっている。また、（１２）式及び図３からも明ら
かなように、５次高調波成分以上をフィルタで除去すれ
ばよいから、従来方式よりも周波数特性の傾斜部分がな
だらかな簡単で安価な構成のフィルタを使用して高調波
成分の除去ができる。

【００３５】次に、本発明の他の実施の形態について説
明する。図４は本発明の第２の実施の形態の回路構成図
を示す。この例は、位相分割数が”５”の場合であり、
入力端子１５より入力された第１の入力信号ｅ₁₁（ｔ）
は、スイッチ回路１６に直接供給される一方、移相回路
１７、１８、１９及び２０にそれぞれ供給され、それぞ
れで−２π／５（ｒａｄ．）、−４π／５（ｒａ
ｄ．）、−６π／５（ｒａｄ．）及び−８π／５（ｒａ
ｄ．）移相されて信号ｅ₁₂（ｔ）、信号ｅ₁₃（ｔ）、信
号ｅ₁₄（ｔ）及び信号ｅ₁₅（ｔ）とされた後、対応する
スイッチ回路２１、２２、２３及び２４に供給される。

【００３６】スイッチ回路１６は第１の入力信号ｅ
₁₁（ｔ）を入力端子２５よりの矩形波である第２の入力
信号ｅ₁₆（ｔ）によりスイッチングして、信号ｅ
₂₁（ｔ）を出力する。また、これと同時に、スイッチ回
路２１、２２、２３及び２４は入力信号ｅ₁₂（ｔ）、ｅ
₁₃（ｔ）、ｅ₁₄（ｔ）及びｅ₁₅（ｔ）を、第２の入力信
号ｅ₁₆（ｔ）を移相回路２６、２７、２８及び２９によ
りそれぞれ−２π／５（ｒａｄ．）、−４π／５（ｒａ
ｄ．）、−６π／５（ｒａｄ．）及び−８π／５（ｒａ
ｄ．）移相された信号ｅ₁₇（ｔ）、信号ｅ₁₈（ｔ）、信
号ｅ₁₉（ｔ）及び信号ｅ₂₀（ｔ）によりスイッチングし
て、信号ｅ₂₂（ｔ）、ｅ₂₃（ｔ）、ｅ₂₄（ｔ）及びｅ₂₅
（ｔ）を出力する。

【００３７】加算回路３０はこれらのスイッチ回路１
６、２１、２２、２３及び２４の各出力信号ｅ
₂₁（ｔ）、ｅ₂₂（ｔ）、ｅ₂₃（ｔ）、ｅ₂₄（ｔ）及びｅ
₂₅（ｔ）をそれぞれ加算合成し、次式で表される信号ｅ
₂₆（ｔ）を出力端子３１へ出力する。 e₂₆(t)=e₂₁(t)+e₂₂(t)+e₂₃(t)+e₂₄(t)+e₂₅(t) =5A₁A₂/π{cos(ω₁-ω₂)t-(1/9)cos(ω₁+9ω₂)t+(1/11)cos(ω₁-11ω₂t)t -(1/19)cos(ω₁+19ω₂)+(1/21)cos(ω₁-21ω₂)t-・・・} (13) 上式から分かるように、加算回路３０の出力信号ｅ
₂₆（ｔ）は、入力端子１５に入力された第１の入力信号
と、入力端子２５に入力された第２の入力信号のそれぞ
れの角周波数の差の角周波数（ω₁−ω₂）を有する周波
数変換信号であり、その波形は図１の実施の形態よりも
更に細かい。また、出力信号ｅ₂₆（ｔ）の周波数スペク
トラムは、（１３）式より図５に示される。

【００３８】この周波数スペクトラムから分かるよう
に、出力信号ｅ₂₆（ｔ）に含まれる高調波成分は図１の
出力信号ｅ₁₀（ｔ）よりも更に高次側に移行しており、
よって、第１の実施の形態よりも更に周波数特性の傾斜
部分がなだらかな簡単で安価な構成のフィルタを使用し
て高調波成分の除去ができる。

【００３９】図１の実施の形態では位相分割数を最小単
位の”３”とし、図４の実施の形態では位相分割数を”
５”としたが、これに限らず位相分割数は”７”、”
９”その他の奇数を最小単位とし、かつ、その２ⁿ（た
だし、ｎは自然数）倍でもよい。すなわち、例えば、位
相分割数は最小単位”３”から”６”、”１２”、”２
４”、”４８”、．．．でもよく、また、”５”、”１
０”、”２０”、”４０”、．．．でもよく、”
７”、”１４”、”２８”、”５６”．．．でもよく、
要は２ⁿで表される整数を除くすべての数が位相分割数
として可能である。

【００４０】位相分割数が”３”である図１の実施の形
態は、従来回路に当てはめると位相分割数が”６”の回
路に相当し、位相分割数が”５”である図４の実施の形
態は、位相分割数が”１０”である従来回路に相当す
る。従って、図１２に示した位相分割数”４”の場合の
従来回路に比べて、図１の回路の方が出力周波数変換信
号の波形の粗さを２倍と大幅に改善でき、しかも回路構
成が簡単にできる。

【００４１】これにより、上記の第１及び第２の実施の
形態は、バランス調整不要を活かす集積回路化への応用
や、ＳＳＢ変調回路、その他信号スペクトル変更装置へ
の応用（例えば、秘話装置）など種々の応用に活用でき
る。

【００４２】ところで、上記の第１及び第２の実施の形
態では、いずれも従来回路と同様に、最終段に加算回路
１０、３０が必要であるため、加算回路によるレベル混
合誤差による特性劣化が生じることがある。

【００４３】そこで、次に説明する本発明の第３の実施
の形態はこの加算回路によるレベル混合誤差による特性
劣化も防止できるようにしたものである。図６は本発明
になる周波数変換回路の第３の実施の形態の回路構成
図、図７は図６の動作説明用信号波形図である。

【００４４】図６において、入力端子４１より図７
（Ａ）に示す第１の入力信号ｅ_３１（ｔ）が入力されて
位相分割回路４２に供給され、ここで、π（ｒａｄ．）
の位相範囲を等位相間隔で３分割されることにより、そ
れぞれ互いに異なる３種類の位相を持つ信号ｅ
_３１（ｔ）、ｅ_３２（ｔ）及びｅ_３３（ｔ）に分割され
る。図７（Ｂ）及び（Ｃ）はそれぞれ上記の信号ｅ_３２
（ｔ）及びｅ_３３（ｔ）の波形を示す。ここで、図７
（Ａ）〜（Ｃ）からわかるように、ｅ_３１（ｔ）はＡ_１
ｓｉｎω_１ｔ、ｅ_３２（ｔ）はＡ_１ｓｉｎ（ω_１ｔ−π
／３）、ｅ_３２（ｔ）はＡ_１ｓｉｎ（ω_１ｔ−２π／
３）である。

【００４５】一方、第２の入力信号ｅ_３８（ｔ）は図７
（Ｈ）に示す矩形波で、入力端子４６より切換信号発生
回路４７、スイッチ回路４８及びインバータ５１にそれ
ぞれ供給される。切換信号発生回路４７は、第２の入力
信号ｅ_３８（ｔ）に同期した、互いに位相が異なる信号
ｅ_３４（ｔ）、ｅ_３５（ｔ）及びｅ_３６（ｔ）をそれぞ
れ生成して並列に出力する。図７（Ｄ）、（Ｅ）及び
（Ｆ）はそれぞれ上記の信号ｅ_３４（ｔ）、ｅ
_３５（ｔ）及びｅ_３６（ｔ）の波形を示す。ここで、第
２の入力信号ｅ_３８（ｔ）の振幅は、−π＜ω_２ｔ＜０
において”０”、０＜ω_２ｔ＜πにおいて”Ａ_２”とす
ると、次式で表される。

【００４６】

【数１】 ただし、上式中、ｎは自然数である。

【００４７】上記のスイッチ回路４３、４４及び４５は
入力信号ｅ_３１（ｔ）、ｅ_３２（ｔ）及びｅ_３３（ｔ）
を、対応して入力される切換信号ｅ_３４（ｔ）、ｅ_３５
（ｔ）及びｅ_３６（ｔ）のハイレベル期間入力を通過さ
せ、ローレベル期間入力を遮断するスイッチング動作を
行い、これにより選択出力した信号を合成して図７
（Ｇ）に示す如き波形の信号ｅ_３７（ｔ）を生成させ
る。

【００４８】この信号ｅ_３７（ｔ）はスイッチ回路４８
に供給される一方、反転増幅器４９で反転増幅された
後、スイッチ回路５０に供給される。スイッチ回路４８
は入力端子４６よりの第２の入力信号ｅ_３８（ｔ）がス
イッチング信号として入力され、また、スイッチ回路５
０は第２の入力信号ｅ_３８（ｔ）をインバータ５１で極
性反転した図７（Ｉ）に示す信号ｅ_３９（ｔ）がスイッ
チング信号として入力され、それぞれスイッチング信号
ｅ_３８（ｔ）、ｅ_３９（ｔ）がハイレベルの期間のみ入
力信号を通過させるスイッチング動作を行う。

【００４９】スイッチ回路４８及び５０の出力信号はそ
れぞれ加算合成されて、図７（Ｊ）に示す信号ｅ
_４０（ｔ）とされ、出力端子５２へ出力される。この出
力信号ｅ_４０（ｔ）は次式で表されるように、第１の入
力信号ｅ_３１（ｔ）と第２の入力信号ｅ_３８（ｔ）の差
の角周波数（ω_１−ω_２）を基本角周波数に有する周波
数変換信号である。

【００５０】 e₄₀(t)＝−(A₁A₂/π)[sin{ω₂t-ω₁t-(π/6)}+(1/5)sin{5ω₂t+ω₁t+(5π/6)} -(1/7)sin{7ω₂t-ω₁t-(π/6)}+・・・] (15) また、この出力信号ｅ_４０（ｔ）の周波数スペクトラム
は、（１５）式から図８に示す如く、前記図３と同様に
ω_２の３次高調波成分や９次高調波成分などが零とな
る。従って、この発明の形態も従来に比べて周波数特性
の傾斜部分の緩やかなフィルタを使用して基本波を容易
に検出することができる。

【００５１】図６に示した位相分割回路４２は、図９
（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）のいずれかの構成とされてい
る。図９（Ａ）は入力端子５５に入力された第１の入力
信号ｅ _３１（ｔ）をスルーで出力端子５８へ出力すると
共に、−π／３移相回路５６と−２π／３移相回路５７
によりそれぞれ独立に出力信号ｅ_３２（ｔ）、ｅ
_３３（ｔ）を生成して出力端子５９、６０へ出力する構
成である。

【００５２】図９（Ｂ）は入力端子５５に入力された第
１の入力信号ｅ_３１（ｔ）をスルーで出力端子５８へ出
力すると共に、−π／３移相回路５６を介して出力信号
ｅ_３２（ｔ）を生成して出力端子５９へ出力し、かつ、
更に−π／３移相回路６１を通すことにより計−２π／
３（ｒａｄ．）移相した信号ｅ_３３（ｔ）を生成して出
力端子６０へ出力する構成である。

【００５３】図９（Ｃ）は入力端子５５に入力された第
１の入力信号ｅ_３１（ｔ）をスルーで出力端子５８へ出
力すると共に、−２π／３移相回路５７により出力信号
ｅ_３３（ｔ）を生成して出力端子６０へ出力する点は図
９（Ａ）の構成と同一であるが、出力信号ｅ_３２（ｔ）
の生成の仕方が図９（Ａ）、（Ｂ）と異なる。すなわ
ち、入力信号ｅ_３１（ｔ）と−２π／３移相回路５７の
出力信号ｅ_３３（ｔ）とを加算回路６２で加算し、その
加算信号を適当な利得で増幅する増幅器６３を通して−
π／３（ｒａｄ．）移相された信号ｅ_３２（ｔ）を生成
し、これを出力端子５９へ出力する構成である。

【００５４】また、図６に示した切換信号発生回路４７
は、例えば図１０に示す回路構成とされている。図１０
において、入力端子６５（図６の入力端子４６）より入
力された第２の入力信号ｅ_３８（ｔ）は、２入力排他的
論理和回路（ＥＸ−ＯＲゲート）６９の一方の入力端子
に入力される一方、−π／３移相回路６６により−π／
３（ｒａｄ．）移相されてＥＸ−ＯＲゲート６９の他方
の入力端子に入力されることにより、ＥＸ−ＯＲゲート
６９より図７（Ｄ）に示す信号ｅ_３４（ｔ）が取り出さ
れ、出力端子７２へ出力される。

【００５５】また、−π／３移相回路６６の出力信号は
ＥＸ−ＯＲゲート７０の一方の入力端子に入力される一
方、−π／３移相回路６７により更に−π／３（ｒａ
ｄ．）移相されてＥＸ−ＯＲゲート７０の他方の入力端
子に入力されることにより、ＥＸ−ＯＲゲート７０より
図７（Ｅ）に示す信号ｅ_３５（ｔ）が取り出され、出力
端子７３へ出力される。

【００５６】更に、インバータ６８により−π（ｒａ
ｄ．）移相された第２の入力信号と、−π／３移相回路
６７より計−２π／３（ｒａｄ．）移相されて取り出さ
れた第２の入力信号とはそれぞれＥＸ−ＯＲゲート７１
に供給され、ここで排他的論理和演算されて図７（Ｆ）
に示す信号ｅ_３６（ｔ）に生成されて出力端子７４へ出
力される。

【００５７】図６に示した第３の実施の形態は３分割位
相方式であり、位相分割回路４２より出力される３種類
の入力信号のうち隣接する信号間の位相は図７（Ａ）〜
（Ｃ）に示したように、−π／３（ｒａｄ．）である
が、本発明は同様に、隣接する信号間の位相が−π／５
（ｒａｄ．）となる５分割位相方式や、隣接する信号間
の位相が−π／７（ｒａｄ．）となる７分割位相方式の
ように奇数の位相分割方式に適用できる。この場合、出
力周波数変換信号の波形の粗さは位相分割数が多くなる
ほど細かくなるが、基本的回路動作は位相分割数に関係
なく図６と同様である。

【００５８】なお、図６では出力端子５２へ出力される
信号は、第１の入力信号の周波数と第２の入力信号の周
波数との差の周波数を基本周波数として有しているが、
第１の入力信号位相又は第２の入力信号位相の配列を逆
にすることにより、和の基本周波数の出力信号が得られ
ることは従来回路とその動作からも明らかである。

【００５９】このように、図６の実施の形態では、ＤＢ
Ｍの代わりにスイッチ回路４３〜４５、４８及び５０を
用いて構成しているため、ＤＢＭの動作にありがちなバ
ランス崩れによる特性劣化の問題は基本的に生じること
はなく、また、従来回路及び図１、図４の実施の形態に
必須の加算回路をスイッチ回路に置き換えることで不要
としているため、加算回路による信号レベルの混合誤差
による特性劣化の問題も生じることはない。

【００６０】また、図６の実施の形態では位相分割数を
最小単位の”３”としたが、これに限らず位相分割数
は”７”、”９”その他の奇数を最小単位とし、かつ、
その２ⁿ（ただし、ｎは自然数）倍でもよい。すなわ
ち、例えば、位相分割数は前記した図１、図４の実施の
形態と同様に、２ⁿで表される整数を除くすべての数が
位相分割数として可能である。

【００６１】位相分割数が”３”である図６の実施の形
態は、従来回路に当てはめると位相分割数が”６”の回
路に相当する。従って、図１２に示した位相分割数”
４”の場合の従来回路に比べて、図６の回路の方が出力
周波数変換信号の波形の粗さを大幅に改善でき、しかも
回路構成が簡単にできる。これにより、この実施の形態
も、図１、図４と同様に、バランス調整不要を活かす集
積回路化への応用や、ＳＳＢ変調回路、その他信号スペ
クトル変更装置への応用（例えば、秘話装置）など種々
の応用に活用できる。

【００６２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＤＢＭの代わりにスイッチ回路を用いて構成しているた
め、ＤＢＭのバランスの崩れによる特性劣化の問題を回
避できると共に、スイッチ回路を用いた従来回路に比べ
て出力信号波形の粗さが同じ回路を少ない位相分割数の
構成で実現できるため、回路構成を従来に比べて簡単に
でき、また、同程度の規模の回路では従来に比べて周波
数変換された出力信号の波形の粗さを大幅に改善でき
る。

【００６３】更に、本発明によれば、第１及び第２のス
イッチ回路を縦続に接続し、第１及び第２の切換信号発
生手段を設けることにより、出力信号を得るための加算
回路を不要にしたため、加算回路における信号レベルの
混合誤差による特性劣化を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の回路構成図であ
る。

【図２】図１の動作説明用信号波形図である。

【図３】図１の出力信号の周波数スペクトラムを示す図
である。

【図４】本発明の第２の実施の形態の回路構成図であ
る。

【図５】図４の出力信号の周波数スペクトラムを示す図
である。

【図６】本発明の第３の実施の形態の回路構成図であ
る。

【図７】図６の動作説明用信号波形図である。

【図８】図６の出力信号の周波数スペクトラムを示す図
である。

【図９】図６の位相分割回路の各例のブロック図であ
る。

【図１０】図６の切換信号発生回路の一例の回路構成図
である。

【図１１】従来の周波数変換回路の一例の回路構成図で
ある。

【図１２】従来の周波数変換回路の他の例の回路構成図
である。

【図１３】図１１の動作説明用信号波形図である。

【図１４】図１１の出力信号の周波数スペクトラムを示
す図である。

【符号の説明】

１、１５、４１ 第１の入力信号入力端子 ２、４、６、１６、２１、２２、２３、２４ スイッチ
回路 ３、５、１７、１８、１９、２０ 移相回路（位相分割
手段） ７、２５、４６ 第２の入力信号入力端子 ８、９、２６、２７、２８、２９ 移相回路（切換信号
発生手段） １０、３０ 加算回路 １１、３１、５２ 出力端子 ４２ 位相分割回路（第１の位相分割手段） ４３、４４、４５ スイッチ回路（第１のスイッチ回
路） ４７ 切換信号発生回路（第１の切換信号発生手段） ４８、５０ スイッチ回路（第２のスイッチ回路） ４９ 反転増幅器（第２の位相分割手段） ５１ インバータ（第２の切換信号発生手段） ５６、５７、６１、６６、６７ 移相回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の入力信号を互いに位相の異なる複
   数のチャンネル信号に位相分割する位相分割手段と、 第２の入力信号に基づいて前記チャンネル信号と同数
   で、かつ、互いに位相の異なる切換信号を発生する切換
   信号発生手段と、 前記複数のチャンネル信号に１対１に対応して複数設け
   られ、入力されたチャンネル信号を前記切換信号発生手
   段からの切換信号により選択出力する複数のスイッチ回
   路と、 前記複数のスイッチ回路の出力信号をそれぞれ合成して
   出力する加算回路とを有し、前記加算回路から前記第１
   の入力信号の周波数と前記第２の入力信号の周波数との
   和又は差の周波数成分を有する信号を出力することを特
   徴とする周波数変換回路。
2. 【請求項２】 前記位相分割手段は、前記第１の入力信
   号の２π（ｒａｄ．）の位相範囲を等位相間隔で、か
   つ、２ⁿ（ただし、ｎは自然数）で表される整数を除く
   複数のうちの任意の数のチャンネル信号に前記第１の入
   力信号を位相分割し、 前記切換信号発生手段は、前記第２の入力信号の２π
   （ｒａｄ．）の位相範囲を等位相間隔で、かつ、前記チ
   ャンネル信号と同数だけ位相分割した切換信号を前記第
   ２の入力信号から生成し、 前記複数のスイッチ回路は、前記位相分割手段からのチ
   ャンネル信号の数だけ設けられ、前記チャンネル信号を
   そのチャンネル信号と同じ移相量の前記切換信号に基づ
   きスイッチング動作して入力チャンネル信号を選択出力
   し、 前記加算回路から前記第１の入力信号の周波数と前記第
   ２の入力信号の周波数との和又は差の周波数を基本周波
   数とする信号を出力することを特徴とする請求項１記載
   の周波数変換回路。
3. 【請求項３】 第１の入力信号を互いに位相の異なる複
   数の第１のチャンネル信号に位相分割する第１の位相分
   割手段と、 第２の入力信号に基づいて前記第１のチャンネル信号と
   同数で、かつ、互いに位相の異なる切換信号を発生する
   第１の切換信号発生手段と、 前記複数の第１のチャンネル信号に１対１に対応して複
   数設けられ、入力された第１のチャンネル信号を前記第
   １の切換信号発生手段からの切換信号により選択出力す
   る複数の第１のスイッチ回路と、 前記複数の第１のスイッチ回路の出力信号をそれぞれ合
   成してから互いに位相の異なる複数の第２のチャンネル
   信号を出力する第２の位相分割手段と、 前記第２の入力信号に基づいて前記第２のチャンネル信
   号と同数で、かつ、互いに位相の異なる切換信号を発生
   する第２の切換信号発生手段と、 前記複数の第２のチャンネル信号に１対１に対応して複
   数設けられ、入力された第２のチャンネル信号を前記第
   ２の切換信号発生手段からの切換信号により選択出力す
   る複数の第２のスイッチ回路と、 を有し、前記第２のスイッチ回路の出力信号を合成して
   前記第１の入力信号の周波数と前記第２の入力信号の周
   波数との和又は差の周波数成分を有する信号を出力する
   ことを特徴とする周波数変換回路。
4. 【請求項４】 前記第１の位相分割手段は、前記第１の
   入力信号のπ（ｒａｄ．）の位相範囲を等位相間隔で、
   かつ、２ⁿ（ただし、ｎは自然数）で表される整数を除
   く複数のうちの任意の数の第１のチャンネル信号に前記
   第１の入力信号を位相分割し、 前記第１の切換信号発生手段は、前記第２の入力信号の
   π（ｒａｄ．）の位相範囲を等位相間隔で、かつ、前記
   第１のチャンネル信号と同数だけ位相分割した切換信号
   を前記第２の入力信号から生成し、 前記第２の位相分割手段は、前記第１のスイッチ回路の
   出力信号を合成した信号を０度と−１８０度の二つの位
   相に分割し、 前記第２の切換信号発生手段は、前記第２の入力信号を
   ０度と−１８０度の二つの位相に分割して二つの切換信
   号を発生し、 前記第１の切換信号発生手段からの切換信号による前記
   複数の第１のチャンネル信号の切り換えの順番に応じ
   て、前記第１の入力信号の周波数と前記第２の入力信号
   の周波数との和又は差の周波数成分を有する信号を、前
   記第２のスイッチ回路の出力信号を合成して出力するこ
   とを特徴とする請求項３記載の周波数変換回路。
5. 【請求項５】 前記第１の位相分割手段による位相分割
   数、及び前記第１の切換信号発生手段により発生される
   切換信号数は、それぞれ奇数であることを特徴とする請
   求項３又は４記載の周波数変換回路。