JPWO2019044832A1 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、パワー半導体素子をスイッチング素子として備えるスイッチングモジュール（３００）と、前記スイッチングモジュールの制御端子に、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を出力するゲートドライバ（３２０）と、前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子との間を、間隔を介して面状に対向する複数の導体によって接続する配線体（１０８）と、を備える電力変換装置（１）である。

Description

本発明は、電力変換装置及び電力変換方法に関し、特に、モータ駆動の鉄道車両、鉄鋼の圧延機、風力発電機等に用いられる大電力の電力変換装置に適用して好適なものである。

鉄道車両、鉄鋼の圧延機、風力発電機等に対して、大電力を直流と交流の間で変換する電力変換装置は、電力変換のためのスイッチング素子として、１ｋＶを超える高電圧の下で数百Ａ以上の大電流を制御できるパワー半導体素子を利用する。例えば、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌｏｒ
Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をスイッチング素子として利用した電力変換装置が知られている（特許文献１）。

ＩＧＢＴは、入力部をＭＯＳＦＥＴ構造とし、出力部をＢＩＰＯＬＡＲ構造として複合化し、バイポーラでありながら、低い飽和電圧と、比較的速いスイッチング特性を両立させた素子であって、主電源を通電する２つの主端子（コレクタ端子、エミッタ端子）と、電流を制御する制御端子としてのゲート端子とを備え、ゲート端子にはゲート電圧を制御するゲート駆動回路が接続されている。ゲート駆動回路がゲート電圧を変化させることにより、コレクタ端子とエミッタ端子との間に流れる主電流を制御する。

一方、電力変換装置の効率向上と小型化を目的に、シリコンに代えて、ＳｉＣ（炭化シリコン）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、又は、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体の素子が電力変換装置に適用されてきている（非特許文献１）。

ワイドバンドギャップ半導体は、絶縁破壊電界強度がシリコンの数倍（ＳｉＣ、ＧａＮは約１０倍、ダイヤモンドは約３０倍）と大きいため、チップの不純物濃度を高めることができることに加えて、チップの厚みを薄く構成できる。これにより、電流通電時の導通抵抗が小さくなって、導通損失を低減することができる。したがって、スイッチング素子の導通抵抗が小さく抑制されることから、スイッチング素子をバイポーラ構造のＩＧＢＴではなく、より早いスイッチング特性を持った、ユニポーラ構造のパワーＭＯＳＦＥＴにすることもできる。さらに、シリコン半導体は２００℃程度が限界であったが、ワイドバンドギャップ半導体は、これを超える高温まで耐えることができるため、電力変換器の冷却器を簡素化して、電力変換器を小型にすることもできる。

特開２０１５−１９８５４５号公報

"Gate-Driver with Full Protection for SiC-MOSFET Modules", VDE Conference Publication, Karsten Fink and Andreas Volke, Power Integrations GmbH, Germany, Winson Wei, Power Integrations, China, and Eugen Wiesner and Eckhard ThaI, Mitsubishi Electric Europe B.V., Germany,Date of Conference: 28-30 June 2016.

ゲート駆動回路は、スイッチング素子に配線（ゲート配線）によって接続するが、その配線長は５０ｃｍ〜１ｍ程度になっている。配線長をこのように長くしているのは、パワー半導体素子が高電圧・大電流でスイッチングを実行すると、スイッチングの際の電磁界ノイズによってゲート駆動回路が誤動作しないようにするためである。そして、ワイドバンドギャップ半導体が電力変換器のスイッチング素子に適用されて、電力変換装置の冷却器を小型化できることを説明したが、配線長を長くすることにより、ゲート駆動回路に、スイッチング素子の発熱の影響が及ばないようにして、ゲート駆動回路の劣化を抑制することができる。

また、スイッチング素子のターンオフ時、または、スイッチング素子に対して逆並列に接続されたフリーホイールダイオードの電流オフ（以下、「リバースリカバリ」ともいう）時に、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間の電圧の急峻な変化によりコレクタ−ゲート間の帰還容量を介してコレクタからゲートに電流が流れてゲート電圧が変動し、それにより、スイッチング素子が誤動作を起こさないようにするために、スイッチング素子のゲート−エミッタ端子間にコンデンサを接続することもこころみられている。

帰還容量によりゲート電圧の変動が拡大することは、ワイドバンドギャップ半導体でも同じである。ワイドバンドギャップ半導体を利用したＭＯＳＦＥＴは、不純物濃度を高めて抵抗を低減してその厚みを薄くしようとするが、反対に、帰還容量が増加してしまう。

しかしながら、スイッチング素子にコンデンサを適用しようにも、スイッチング素子に直接コンデンサを接続すると、スイッチングの際の発熱により、コンデンサの容量が低下したり、コンデンサの接続部が断線したり、そして、コンデンサが短絡するといった課題がある。

そこで、コンデンサを、既述の長いゲート配線を介して、ゲート駆動回路側に接続することが考えられるが、そうすると、ゲート電圧の変動を抑制する効果が低下してしまう。

本発明は、このような課題を解決するために、ゲート駆動回路をスイッチング素子から離して接続し、かつ、スイッチング動作によってスイッチング素子が高温になっても、ゲート電圧の変動を抑制してスイッチング素子の誤作動を防ぎ、以って、信頼性が向上された電力変換装置及び電力変換方法を提案することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明は、電力を直流と交流との間で変換する電力変換装置であって、パワー半導体素子をスイッチング素子として備えるスイッチングモジュールと、前記スイッチングモジュールの制御端子に、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を出力するゲートドライバと、前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子との間を、間隔を介して面状に対向する複数の導体によって接続する配線体と、を備えることを特徴とする。本発明はさらに、電力変換装置を用いた電力変換方法に係る。

本発明によれば、ゲート駆動回路をスイッチング素子から離して接続し、かつ、スイッチング動作によってスイッチング素子が高温になっても、ゲート電圧の変動を抑制してスイッチング素子の誤作動を防ぎ、以って、信頼性が向上された電力変換装置及び電力変換方法を提案することができる。

第１の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 図１の電力変換装置のゲート配線体の全体を斜めから見た斜視図である。 図１に示す電力変換装置の電気的な構成例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置の動作波形の一例である。 寄生電流が流れる様子を示すブロック図である。 第２の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第３の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第４の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第５の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第６の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第７の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面に基づいて説明する。図１は、電力変換装置の第１の実施の形態に係るブロック図、詳しくは、電力変換装置のスイッチングシステムのブロック図である。電力変換装置１は、スイッチング素子を備えるスイッチングモジュール３００と、ゲート駆動回路（ゲートドライバ）３２０と、これらを電気的に接続する配線としてのゲート配線体１０８とを備える。

ゲート配線体を、以後、配線、又は、ゲート配線と略して記載することがある。なお、ゲート配線体１０８は、後述のとおり、好適な実施形態として、複数の平板状の導体から構成されるため（図２）、ゲート配線バー１０８とも記述される。

また、スイッチング素子はＩＧＢＴでよい。以後、スイッチングモジュール３００をＩＧＢＴモジュール３００と記述する。なお、ＩＢＧＴはシリコン半導体、又は、ワイドバンドギャップ半導体でよい。また、スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体からなるパワーＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ：Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってもよい。

図１に従い説明を続ける。ゲートドライバ３２０は、上アームソース補助端子１１１、上アームゲート端子１１２、下アームソース補助端子１１３、及び、下アームゲート端子１１４を備える。

ＩＧＢＴモジュール３００は、交流主端子１０１、直流Ｐ端子１０２、直流Ｎ端子１０３、上アームソース補助端子１０４、上アームゲート端子３０３（後述の上アームゲート端子１０５に相当）、下アームソース補助端子１０６及び下アームゲート端子３１３（後述の下アームゲート端子１０７に相当）を備える。

上アームゲート端子１１２は、ゲート配線バー１０８を介して上アームゲート端子３０３に接続されており、上アームソース補助端子１１１が近傍に設けられている。この上アームゲート端子３０３の近傍には上アームソース補助端子１０４が設けられている。

下アームゲート端子１１４は、ゲート配線バー１０８を介して下アームゲート端子３１３に接続されており、下アームソース補助端子１１３が近傍に設けられている。この下アームゲート端子３１３の近傍には下アームソース補助端子１０６が設けられている。

ＩＧＢＴモジュール３００には、上アーム及び下アーム２つの直流Ｐ端子１０２及び上アーム及び下アーム２つの直流Ｎ端子１０３がそれぞれ設けられているとともに、上アーム及び下アーム２つの交流主端子１０１がそれぞれ設けられている。

次に、ゲート配線体１０８を詳しく説明する。ゲート配線体１０８は、従来のような電線からなる配線に比較して、ＩＧＢＴモジュール３００とゲートドライバ３２０との間のインダクタンスを数分の１から十数分の一の範囲で低減できるような態様でよく、主として、複数の導体が微小な間隙を介して面状に対向している態様でよい。例えば、少なくとも、互いに平行な一対の平板状の導体が対向している構成でよい。「平板状」を「矩形状」、「面状」、又は、「層状」と言い換えてもよい。

薄膜状の絶縁体を挟持するように複数の導体を積層し、絶縁体と複数の導体とをラミネートして互いに接合することにより、ゲート配線体１０８を製造することができる。ゲート配線体１０８は、複数の導体が面状に対向しているものであればよく、平板状の導体であるほか、複数の導体が、同軸状、又は、同心円状に組み合わされたものでもよい。すなわち、導体１０８Ａと導体１０８Ｂとは対向する面積が大きくなるようになっており、かつ、導体１０８Ａと導体１０８Ｂとの間隔を極力小さくしてインダクタンスを低減している。導体は、銅またはアルミなどの導電性を有する材料、その他、鉄またはステンレス等の材料でよい。面とは、平坦面、又は、曲面でよい。

図２は、図１に示すゲート配線バー１０８の斜視図である。ゲート配線バー１０８は、幅Ｗの２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂが間隔ｄを介して対向するよう構成されている。ゲート配線バー１０８のインダクタンスは、これら対向する２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂの構成や配置に応じて定まる。より広い面積の各平板１０８Ａ，１０８Ｂをより近接して配置するほど、ゲート配線バー１０８のインダクタンスは低減される。２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂの幅Ｗ及び間隔ｄについて、次式（１）に示す関係が成立することが好ましい。

ゲート配線バー１０８の幅（Ｗ）が５ｍｍ、平板１０８Ａ，１０８Ｂの間隔が１ｍｍ以下として、平板１０８Ａ，１０８Ｂをより近接して配置させるためには、シート状の絶縁体を挟んで２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂを密着させることが望ましい。例えば、２枚の平板１０８Ａと１０８Ｂとを、その間にシート状の絶縁物を挟んで積層させ、全体を絶縁物で被覆してラミネートして一体成型するラミネートバスバー構造であってよい。

電力変換器が、在来線電車に適用されるインバータである場合、ゲート配線バー１０８の配線長は約５０ｃｍ〜１ｍになる。一対の電線による配線では、インダクタンスは最大で１μＨになる一方で、ゲート配線バー１０８のインダクタンスは２００ｎＨ以下に低減される。

ゲートドライバ３２０とＩＧＢＴモジュール３００との間の距離を５０ｃｍとし、ゲート配線バー１０８のサイズを上記の通りとして、ゲートドライバ３２０とＩＧＢＴモジュール３００との間を電線で接続した場合のインダクタンスと、ゲートドライバ３２０とＩＧＢＴモジュール３００との間をゲート配線バー１０８にした場合のインダクタンスとを比較すると、前者が約３５０ｎＨであるのに比べて、後者は約３０ｎＨに低減される。

図３は、ＩＧＢＴモジュール３００、及び、ゲートドライバ３２０の電気的な構成例としての回路図である。このＩＧＢＴモジュール３００は、いわゆる２ｉｎ１型のＩＧＢＴモジュールである。スイッチング素子としての２つのＩＧＢＴ３０５，３１５が１つのパッケージに含められ、そして、これらが、前述した交流主端子１０１に接続されている交流入出力端子３２５との接続点において直列に接続されている。このＩＧＢＴモジュール３００では、下アームは上アームと同様の構成であるため、特に下アームについて言及する必要がある場合を除き、主として上アームの説明を以って下アームの説明の代用とする。

ゲートドライバ３２０では、図１において説明した上アームソース補助端子１１１、上アームゲート端子１１２、下アームソース補助端子１１３及び下アームゲート端子１１４が省略されている。

ＩＧＢＴ３０５には、上アームフリーホイールダイオード３０６が逆並列に接続されている。上アームフリーホイールダイオード３０６では、ＩＧＢＴ３０５とは逆方向に電流が流れる場合、その電流が還流される。パワー半導体素子３０５がパワーＭＯＳＦＥＴである場合、フリーホイールダイオード１０９は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ内蔵のボディダイオードによって構成することができる。

ＩＧＢＴ３０５は、ゲート端子３０３（後述する上アームゲート主端子に相当）、及び、エミッタ補助端子３０４に印加される電圧に応じてオン／オフが制御される。ＩＧＢＴ３０５は、ゲート端子３０３に正の電圧が印加されると、上アームコレクタ３３０から上アームエミッタ３３１に向けて電流が流れる。

ゲートドライバ３２０は、ＩＧＢＴ３０５のゲート端子３０３に印加する電圧を生成する。このゲートドライバ３２０は、インバータシステムの全体制御を行っているゲート指令部（ゲート指令モジュール）３２２からの駆動指令に基づいてゲート電圧を生成してＩＧＢＴ３０５のゲート端子３０３に出力する。ゲート指令部３２２は、ソフトウェア、及び／又は、ハードウェアによって構成されてよい。

ゲートドライバ３２０とゲート指令部３２２とはフォトカプラ３２４を介して接続されており、高電圧が印加されるＩＧＢＴ３０５等とゲート指令部３２２とは絶縁されている。ゲートドライバ３２０を駆動する電源は、絶縁トランスであるゲート電源トランス３２３を介してゲート電源３２１から供給されている。

ゲートドライバ３２０とＩＧＢＴモジュール３００とは、上アーム及び下アームについて各々、上述したゲート配線バー１０８を構成する２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂを介して接続されている。直流Ｐ端子１０２に接続されている上アームコレクタ主端子３０１と上アームゲート主端子３０３（上記ゲート端子に相当）との間には、帰還容量と呼ばれる寄生容量３０７が存在する一方、上アームゲート主端子３０３と上アームエミッタ３３１の間には、入力容量と呼ばれる寄生容量３０８が存在する。

ＩＧＢＴ３０５がスイッチングされる際には、上アームコレクタ主端子３０１と上アームエミッタ３３１との間に印加される電圧の急峻な変化により、帰還容量と呼ばれる寄生容量３０７を通して寄生電流が、上アームコレクタ主端子３０１から上アームゲート主端子３０３に流れ込んでしまい、上アームゲート主端子３０３のゲート電圧を変動させて誤動作を引き起こすおそれがある。しかしながら、本発明に係る電力変換装置は、そのような現象が生じないように、ゲートドライバ３２０とモジュール３００との間の配線の少なくとも一部がゲート配線バー１０８に変更されている。

図４（Ａ）〜図４（Ｃ）は、それぞれ、ＩＧＢＴ３０５に対して逆並列に接続された上アームフリーホイールダイオード３０６のリバースリカバリ時の各波形の一例を示す。

図４（Ａ）は、一点鎖線が上アームフリーホイールダイオード３０６のアノード電流Ｉａの一例を示し、二点鎖線が上アームフリーホイールダイオード３０６のアノード−カソード間の電圧Ｖａｃの一例を示す。図４（Ｂ）は、ＩＧＢＴ３０５の上アームゲート主端子３０３に流れるゲート電流Ｉｇの一例を示し、図４（Ｃ）は、ＩＧＢＴ３０５の上アームゲート主端子３０３におけるゲート電圧Ｖｇの一例を示す。

図４（Ａ）において一点鎖線で示すように上アームフリーホイールダイオード３０６のアノード電流Ｉａは、時刻ｔ１までは順方向に流れていたが、その後転流する過程で、図４（A）において二点鎖線で示すようにアノード−カソード間の電圧Ｖａｃが変動する。図４（Ａ）において一点鎖線で示すように時刻ｔ１では、上アームフリーホイールダイオード３０６のアノード電流Ｉａの転流が始まる。

図４（Ａ）において一点鎖線で示すように時刻ｔ２では、このアノード電流Ｉａが０になると、図４（A）において二点鎖線で示すように上アームフリーホイールダイオード３０６の両端（上アームコレクタ主端子３０１及び上アームエミッタ３３１）において急激に電圧が印加される。このような急激な電圧変化は、逆並列に接続されているＩＧＢＴ３０５にも印加されるため、ＩＧＢＴ３０５では、上アームコレクタ主端子３０１と上アームエミッタ３３１との間の電圧Ｖｃｅが電圧変化率ｄＶｃｅ／ｄｔに従って変化する。

図５は、ＩＧＢＴ３０５において上アームコレクタ主端子３０１と上アームゲート主端子３０３との間に寄生電流Ｉｇｒｅｓが流れる様子の一例を示す。ＩＧＢＴ３０５では、上アームコレクタ主端子３０１と上アームゲート主端子３０３との間には、一般的に、上述したように帰還容量（その値をＣｒｅｓとする）と呼ばれる寄生容量３０７が存在するため、この電圧変化に応じて、次式（２）に示す寄生電流Ｉｇｒｅｓが、上アームコレクタ主端子３０１から上アームゲート主端子３０３に流れる。

この寄生電流Ｉｇｒｅｓは、上述したＩＧＢＴ３０５の入力容量（その値をＣｉｅｓとする）とゲートドライバ３２０に分かれて流れる。ゲートドライバ３２０の出力回路やゲート配線のインピーダンスが小さければ、寄生電流Ｉｇｒｅｓは、全てゲートドライバ３２０に流れ込んで入力容量と呼ばれる寄生容量３０８を充電しないため、ゲート配線のゲート電圧は変動しないことになる。なお、ここでいうゲート配線は、本実施の形態であればゲート配線バー１０８に対応している。

一方、上述のようにゲートドライバ３２０の出力回路のインピーダンスやゲート配線（本実施形態であればゲート配線バー１０８に対応）のインダクタンス３０９が大きい場合には、寄生電流Ｉｇｒｅｓが入力容量と呼ばれる寄生容量３０８に流れ込んで充電してしまうことから、図４（Ｃ）に示すようにＩＧＢＴ３０５の上アームゲート主端子３０３のゲート電圧が増加してしまうおそれがある。

寄生電流Ｉｇｒｅｓが大きい場合、上アームゲート主端子３０３のゲート電圧ＶｇがＩＧＢＴ３０５のしきい値電圧Ｖｔを超過すると、ＩＧＢＴ３０５を誤ってオンさせてしまう。そのようなゲート配線のインダクタンス３０９はゲート配線の長さに依存しており、このゲート配線が長くなるほどインダクタンス３０９が大きくなり、ＩＧＢＴ３０５を誤ってオンさせる可能性が高まる。

このような現象への対策として本実施の形態では、前述したように、ＩＧＢＴ３０５のゲート配線の少なくとも一部を、互いに対向して近接する一対の平板１０８Ａ，１０８Ｂを含むゲート配線バー１０８で構成している。

以上のような構成のゲート配線バー１０８を備える電力変換装置１は、このゲート配線バー１０８のインダクタンスがこれら平板１０８Ａ，１０８Ｂによって小さく抑えられているため、寄生電流Ｉｇｒｅｓは、ゲートドライバ３２０に流れ込んで入力容量と呼ばれる寄生容量３０８を充電せず、ゲート配線のゲート電圧は変動しないことからＩＧＢＴ３０５が誤ってオンされることが抑制される。

本実施の形態では、このような構成のゲート配線バー１０８を採用して電力変換を行うことにより、温度上昇の影響を受けない離れた位置にまでゲートドライバ３２０を離して配置しても、ＩＧＢＴ３０５のゲート電圧の変動を抑制することができるため、たとえ、ワイドバンドギャップ半導体の性能を活かす高温での使用時にもゲートドライバ３２０の信頼性が低下せず、配置の自由度が高くなることに伴ってシステムの小型化と信頼性の向上とを両立することができる。しかも、ゲートドライバ３２０を半導体素子直近に配置する必要がないため、配置の自由度が増し、メンテナンスの際のゲートドライバ３２０にアクセスし易くして使い勝手を向上することができる。

図６は、第２の実施の形態を説明する図であって、電力変換装置のゲートドライバ３２０の一部を構成する出力回路３２０Ａの構成例を示す回路図である。なお、その出力回路３２０Ａを除く他の回路要素については図示を省略している。

この出力回路３２０Ａは、第１の実施の形態とほぼ同様な構成及び動作については説明を省略し、以下では主として両者の相違点について説明する。

第２の実施の形態では、出力回路３２０Ａのスイッチング素子としてのＰ−ＭＯＳＦＥＴ７０３及びＮ−ＭＯＳＦＥＴ７０６に、一例として、相補型のＭＯＳＦＥＴを採用している。

この出力回路３２０Ａでは、ＩＧＢＴやＳｉＣ素子をオンさせる場合、所定の駆動指令をそれぞれプラス側プリバッファ７０１及びマイナス側プリバッファ７０２に入力させると、プラス側プリバッファ７０１の出力がローレベルになりＰ−ＭＯＳＦＥＴ７０３がオンする一方、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ７０６がオフする。これにより、前述したゲート配線バー１０８に接続されるゲート端子７００にはプラス電源線ＰＰからプラスの電圧が出力されるため、出力回路３２０Ａは、IGBTやＳｉＣ素子をオンすることになる。

一方、この出力回路３２０Ａでは、そのようなＩＧＢＴやＳｉＣ素子をオフさせる場合、逆に、所定の駆動信号をそれぞれプラス側プリバッファ７０１及びマイナス側プリバッファ７０２に入力させると、プラス側プリバッファ７０１の出力がハイレベルに反転してＰ−ＭＯＳＦＥＴ７０３をオフさせる一方、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ７０６をオンさせる。これにより、前述したゲート配線バー１０８に接続されるゲート端子７００にはマイナス電源線ＭＰからマイナスの電圧が出力されるため、出力回路３２０Ａは、ＩＧＢＴやＳｉＣ素子をオフすることになる。

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴがオフ状態である場合には、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの帰還容量に起因して電流が流れ込みそうになったときでも、本実施の形態では、出力回路３２０Ａのスイッチング素子として、バイポーラトランジスタに代わりに、ユニポーラデバイスであるＭＯＳＦＥＴを採用しているため、バイポーラトランジスタと比べると動作遅延が抑制される。このため、本実施の形態によれば、前述した第１の実施の形態と同様に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに対するゲート電圧の変動を抑制することができる。

なお、図６において、出力回路３２０Ａは、プラス側プリバッファ７０１をハイ、そして、マイナス側プリバッファ７０２をハイにするオフ指令によって、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ７０６をオン，Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ７０３をオフとして、コンデンサ１０２０から電荷が放電されるようにする。

図７は、第３の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。第３の実施の形態は、ゲート配線体１０８がゲート配線の少なくとも一部の同軸ケーブル２００であることを明らかにしている。同軸ケーブル２００も、既述のゲート配線バー１０８と同様に、複数の導体が微少な間隙を介して面状に対向しており、より詳しくは、２つの導体が、同心円状に存在して、インダクタンスを低減することができる。一般的に、同軸ケーブル２００は、その両端がいわゆるＢＮＣ型であるため、ゲートドライバ３２０のコネクタをＢＣＮ型にすることにより接続部分のインダクタンスを低減することが可能である。

この同軸ケーブル２００は、上アームＳｉＣ２０１及び下アームＳｉＣ２０３を備えるＳｉＣモジュール３００側の上アームゲート端子１０５と、ゲートドライバ３２０側の上アームゲート端子１１２と、を接続して、ゲート配線のインダクタンスを抑制している。

なお、第３の実施の形態においても、既述の実施の形態と同様に、上アームＳｉＣ２０１には上アームフリーホイールダイオード２０２が逆並列に接続されているとともに、下アームＳｉＣ２０３には下アームフリーホイールダイオード２０４が逆並列に接続されている。

上述した同軸ケーブル２００は、ＳｉＣモジュール３００側の上アームソース補助端子１０４と、ゲートドライバ３２０側の上アームソース補助端子１１１とを接続するゲート配線の少なくとも一部に設けられていても良い。

一方、この同軸ケーブル２００は、上アームと同様に、下アーム側においても、ＳｉＣモジュール３００側の下アームゲート端子１０７と、ゲートドライバ３２０側の下アームゲート端子１１４とを接続するゲート配線の少なくとも一部に設けられていたり、ＳｉＣモジュール３００側の下アームソース補助端子１０９と、ゲートドライバ３２０側の下アームソース補助端子１１３とを接続するゲート配線の少なくとも一部に設けられていても良い。

第３の実施の形態によれば、このような同軸ケーブル２００の存在により、第１及び第２の実施の形態と同様に、線状のゲート配線に比べてインダクタンスを低減可能であるため、ゲート電圧の変動を抑制することができる。

次に、電力変換装置の第４の実施形態について説明する。図８は、そのブロック図である。図８において、ＩＧＢＴモジュール３００が、一つの素子が一つのパッケージに収めらている１ｉｎ１型として描かれている。この実施形態が既述の実施形態と異なる点は、ゲート配線体バー１０８に加えて、コンデンサ１０２０を備えることにより、帰還容量３０７によってゲート電圧が変動するのをより効果的に抑制できるようにしたことである。なお、図８において、ＩＧＢＴモジュール３００内の符号を、図１の上アームのＩＧＢＴの符号と同一にしている。

ゲート電圧の変動を抑制するためのコンデンサ１０２０は、ゲートドライバ３２０とゲート配線バー１０８との間、即ち、スイッチングモジュール３００よりもゲートドライバ３２０側、或いは、ゲートドライバ３２０近傍に配置されている。コンデンサ１０２０の一端は、ゲートドライバ３２０一対の出力端子の一つと導体１０８Ａとを接続する配線１１２０Ａに接続され、コンデンサ１０２０の他端は、ゲートドライバ３２０の他の出力端子と導体１０８Ｂとを接続する配線１１２０Ｂに接続されている。

フリーホイールダイオード３０６の電流オフ、すなわち、リバースリカバリの時に、コレクタ端子３０１とエミッタ端子３３１との間の電圧が急激に増加し、電圧の急激な増加に伴ってコレクタ端子３０１から帰還容量３０７を介してゲート端子３０３に電流が流れる。この電流はゲートドライバ３２０に流れて、ゲート端子３０３の電位上昇が抑制される。

ゲート配線のインダクタンスが高いと、帰還容量３０７から、電流が入力容量３０８に流れてしまうため、ゲート端子３０３の電圧が高まり、この電圧がＩＧＢＴ３０５のしきい値電圧を超えてしまうと、ＩＧＢＴ３０５がオンに誤作動してしまう。

これに対して、ゲート配線体１０８自体のインダクタンスを十分に低くできるだけでなく、ゲート電圧の変動を抑制するコンデンサ１０２０を組み合わせることにより、帰還容量３０７から流れ込む電流をコンデンサ１０２０が十分に吸収し、入力容量３０８に流れ込む電流を無くするか、或いは、顕著に減少させることによって、ゲート端子３０３の電圧が変動することを抑制する。

ゲート電圧の変動を抑制するためのコンデンサ１０２０を、スイッチングモジュール３００に直接ではなく、ゲート配線体１０８とゲートドライバ３２０との間に接続しても、ゲート配線体１０８自体のインダクタンスが十分に低いために、帰還容量１０５から流れ込む電流をコンデンサ１０２０が十分に誘導することができる。

コンデンサ１０２０の容量は、ＩＧＢＴ３０５の入力容量の１／２〜２倍程度において最適値が選択されればよい。例えば、定格電圧３．３ｋＶ、定格電流１２００ＡのＩＧＢＴであれば、入力容量は１００ｎＦ程度になり、コンデンサ１０２０の容量は５０ｎＦ〜２００ｎＦの範囲で選定されればよい。

コンデンサ１０２０は、ゲート配線体１０８を介して、スイッチングモジュール３００から離れて、ゲートドライバ３２０側に来るので、スイッチングモジュール３００の発熱の影響が少なくなり、コンデンサ１０２０の寿命の低下が抑制される。

例えば、２０年程度の長期間に亘ってゲートドライバ３２０が使用された場合においても、コンデンサ１０２０の機能が劣化しないため、長期間に亘って確実にＩＧＢＴ３０５のゲート端子３０３の電圧変動を抑制し、ＩＧＢＴ３０５の誤動作を防止することができる。この結果、電力変換装置は、ゲートドライバ３２０の一対の出力端子から制御信号をスイッチングモジュール３００に入力することにより電力変換を実施しても、電力変換の信頼性を向上できる。

さらに、ゲート電圧変動抑制用コンデンサ１０２０がスイッチングモジュール３００から離れて配置され得るため、コンデンサ１０２０に対する絶縁耐圧の確保も不要であり、コンデンサ１０２０のコストを抑制でき、しかも、そのサイズを小さくすることができる。

次に、図９は、電力変換装置の第５の実施形態に係るブロック図である。第５の実施の形態が第４の実施の形態と異なる点は、ゲートドライバ３２０とゲート配線体１０８とを接続する一方の配線と他方の配線との間にコンデンサ１０２０と直列に接続されるダンピング抵抗２０１０を備えることである。

帰還容量３０７を介してゲートに流れ込む電流の周波数成分が、ゲート配線体１０８、コンデンサ１０２０、及び、入力容量３０８からなる閉回路の共振周波数と同じか、または近い値になると、この閉回路にて共振が発生する可能性がある。式（３）に共振条件を示す。

式（３）において、ｆｃは共振周波数、Ｌｇはゲート配線部１００のインダクタンス、Ｃｇはゲート電圧変動抑制用コンデンサ１０２の容量、Ｃｉｅｓは入力容量を示す。

フリーホイールダイオード３０６のリバースリカバリ時にコレクタ端子３０３から帰還容量３０７を介して流れ込む寄生電流に、式（３）の共振周波数の成分が多く含まれる場合には、共振が発生し、ゲート電圧が振動してＩＧＢＴ３０５が誤動作したり、或いは、ゲート端子３０３に過電圧が発生してＩＧＢＴ３０５を破壊するおそれがある。

ダンピング抵抗２０１０が閉回路に追加されることにより共振が抑制され、共振によるＩＧＢＴ３０５の誤動作、ゲート端子３０３の過電圧に起因した、ＩＧＢＴ３０５の破壊を防止することができる。

次に、図１０は、電力変換装置の第６の実施形態に係るブロック図である。第６の実施の形態による電力変換装置は、ゲートドライバ３２０とゲート配線体１０８とを接続する一方の配線と他方の配線との間に、ゲート端子３０３の電圧変動を抑制するためのコンデンサ１０２０と並列に接続され、一方の配線及び他方の配線上のノイズを除去するサージアブソーバ４０１０を備える。

ゲート配線の一部がゲート配線体１０８に置き替えられると配線のインダクタンスが小さくなるため、サージ電圧がゲートドライバ３２０に印加され易くなる。ゲートドライバ３２０にはコンパレータまたはオペアンプなどの半導体素子が存在するため、サージ電圧の印加によって、半導体素子が破壊されてしまう。

そこで、ゲートドライバ３２０の一対の出力端子の近傍にサージアブソーバ４０１０を追加すると、このサージアブソーバ４０１０によってサージ電圧が吸収され、サージ電圧からゲートドライバ３２０を保護する。

次に、図１１は、電力変換装置の第７の実施形態に係るブロック図である。第７の実施の形態は、図８のゲート配線体バー１０８を同軸ケーブル２００に変更し、ゲートドライバ３２０の側にゲート電圧変動抑制用コンデンサ１０２０を追加して、ゲート電圧の変動を抑制している。

既述の実施の形態は、本発明を説明するための例示であり、本発明をこれらの実施の形態に限定しない。例えば、スイッチング素子は、ＳｉＣを用いたワイドバンドギャップ半導体である他、ＧａＮまたはダイヤモンドを用いた他のワイドバンドギャップ半導体であってもよい。

スイッチング素子は、ＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴのほか、Ｊ−ＦＥＴ、ＳＩＴ（Ｓｔａｔｉｃ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）でもよい。さらに、前述した実施の形態では、２つのスイッチング素子を一つのパッケージに収めたいわゆる２ｉｎ１型の半導体、１つのスイッチング素子を搭載した１ｉｎ１型の半導体、を説明したが、６個のスイッチング素子を搭載した６ｉｎ１型のワイド半導体であってもよい。

ゲート配線はその全部がゲート配線体１０８に置き換えられなくても、インダクタンスが目的量低減できるのであれば、ゲート配線の一部がゲート配線体１０８に置き換えられればよい。

本発明は、モータ駆動の鉄道車両、鉄鋼の圧延機、風力発電機等に用いられる、インバータ、コンバータ等、大電力の電力変換装置に広く適用することができる。

１……電力変換装置、１０８……ゲート配線バー、１０８Ａ，１０８Ｂ……一対の平板（導体）、２００……同軸ケーブル、３００……ＩＧＢＴモジュール、３２０……ゲートドライバ（ゲート駆動装置）、３２０Ａ……出力回路、１０２０……コンデンサ（ゲート電圧変動抑制用コンデンサ）、２０１０……ダンピング抵抗、４０１０……サージアブソーバ。

Claims (12)

1. 電力を直流と交流との間で変換する電力変換装置であって、
   パワー半導体素子をスイッチング素子として備えるスイッチングモジュールと、
   前記スイッチングモジュールの制御端子に、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を出力するゲートドライバと、
   前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子との間を間隔を介して面状に対向する複数の導体によって接続する配線体と、
   を備える電力変換装置。
2. 前記配線体は、第１の導体と、第２の導体と、を備え、
   前記第１の導体と第２の導体とは夫々、互いに平行になるように配置される平板からなり、
   前記第１の導体は、前記スイッチングモジュールの制御端子のうちの一の端子と前記ゲートドライバの出力端子のうちの一の端子とを接続し、
   前記第２の導体は、前記スイッチングモジュールの制御端子のうちの他の端子と前記ゲートドライバの出力端子のうちの他の端子とを接続する、
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記第１の導体と前記第２の導体との夫々の幅をＷとし、
   前記第１の導体と前記第２の導体との間の間隔をｄとし、
   前記Ｗ及びｄが、
   W×５≧ｄである、
   請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記ゲートドライバの出力回路は、ＭＯＳＦＥＴを備える、
   請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記配線体は、第１の導体と、第２の導体と、を備え、
   前記ゲートドライバと前記第１の導体とを接続する第１の配線と、前記ゲートドライバと前記第２の導体とを接続する第２の配線と、にコンデンサが接続されている、
   請求項１記載の電力変換装置。
6. 前記第１の配線と前記第２の配線との間で、前記コンデンサと直列に抵抗が接続されている
   請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記第１の配線と前記第２の配線との間で、前記コンデンサと並列にサージアブソーバが接続されている、
   請求項５記載の電力変換装置。
8. 前記スイッチング素子が、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ、又は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタである、
   請求項１記載の電力変換装置。
9. 前記配線体が、前記第１の導体と第２の導体とが同軸状に配置された同軸ケーブルである、
   請求項１記載の電力変換装置。
10. 前記ゲートドライバが前記スイッチングモジュールから５０ｃｍから１ｍの範囲で離間して配置されている、
    請求項１記載の電力変換装置。
11. 電力を直流と交流との間で変換する電力変換装置であり、パワー半導体素子をスイッチング素子として備えるスイッチングモジュールと、前記スイッチングモジュールの制御端子に、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を出力するゲートドライバと、前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子とを接続する配線体と、
    を備える電力変換装置を用いた電力変換方法であって、
    前記スイッチングモジュールは、その主端子と前記制御端子との間の帰還容量に基づく電流を前記配線体を介してコンデンサに蓄積させることにより前記制御端子の電圧の変動を抑制するようにした、
    電力変換方法。
12. 前記配線体は、前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子との間を、間隔を介して面状に対向する複数の導体によって接続する、
    請求項１１記載の電力変換方法。

Images