JPWO2015129195A1 - 無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび無線通信方法 - Google Patents

Abstract

見通し外通信等のマルチフェージング環境においても安定したクロック同期を確保する。送信側において、クロック信号に拡散符号を掛け合わせスペクトラムを拡散させた拡散クロック信号を生成し、情報信号と拡散クロック信号とを重ね合わせた信号を周波数変換して無線送信する。一方、受信側において、無線送信された信号を受信して周波数変換し、２系統に分配する。そして、一方の信号に拡散符号を掛け合わせてスペクトラムを逆拡散することでクロック信号を抽出し、他方の信号に対して抽出したクロック信号を用いてクロック同期させる。

Description

本発明は、無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび無線通信方法に関する。

無線通信においては、構造物や自然地形等による反射や屈折、散乱等により複数の異なった経路（マルチパス）を経た到来波が相互に干渉することで、受信レベル（電界強度）が変動する（マルチパスフェージング）。見通し内通信路（Line-Of-Sight communication）では、受信側へ到来する電波のうち、直接波以外のパスから到来する到来波の強度は比較的低いため、位置関係等による伝達特性の変動は少ない。

一方、送受信間に遮蔽物が存在する見通し外（NLOS: Non-Line-Of-Sight）の通信においては、受信側に直接波は到来せず、各パスから到来波の強度に差がないことから、これら各パスからの到来波の相互干渉により、伝達特性は大きく変動する。例えば、受信側の移動により送信側との間の位置関係がわずかに変化しただけでも伝達特性は大きく変動する。このため、見通し外通信においては、マルチパスフェージングの対策として、例えば、フェージングのマージンを考慮した各種設計方式が採用されている。

また、送信対象の情報信号に誤り訂正能力の高い符号化を施して無線送信することで、小さな搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ：Carrier to Noise)でも動作可能となることが知られている。例えば、加法性白色雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise）伝送路においてＢＣＨ（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem）符号等の誤り訂正符号を適用した場合、情報ビットレートは低下するものの、Ｃ／Ｎ値に関するＢＥＲ（Bit Error Rate）特性が、誤り訂正を適用しない場合と比べて１桁以上改善することが知られている。すなわち、誤り訂正能力の高い符号化を施すことによってＢＥＲを下げ、これによって低Ｃ／Ｎ動作を可能とする。ここで、誤り訂正符号として、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ：Low Density Parity Check）符号等を用いることもできる。

見通し外通信においては、低Ｃ／Ｎ動作時に、ダウンフェージングが発生しやすい。ダウンフェージングは、レベル変動によって受信電界強度が閾値を所定時間以上継続して下回る状態である。この場合、受信側のベースバンド部でクロック信号を再生することができずにクロック同期が外れる可能性がある。無線受信装置のベースバンド部では、受信信号（ベースバンド信号）に装置クロックを同期させた上で復調処理および復号処理（誤り訂正復号）を行う。従って、ダウンフェージングが発生してクロック再生が行えなくなることにより、ベースバンド部が復号処理を実施できなくなる。

一方、情報信号を直接スペクトラム拡散方式（ＤＳ−ＳＳ：Direct Sequence Spread Spectrum）により拡散して送信し、受信側でスペクトラム逆拡散することで、見通し外通信におけるマルチパスフェージングの影響を回避することも可能である。例えば、２．４ＧＨｚ帯での見通し外通信を行う無線ＬＡＮ（Local Area Network)用の規格であるＩＥＥＥ（The Institute of Electrical and Electronics Engineers）８０２．１１ｂにおいては、２次変調としてＤＳ−ＳＳ方式を用いる。

ＤＳ−ＳＳ方式では、送信側において、情報伝送のための１次変調が施された信号（狭帯域変調波）に対して拡散符号による２次変調を施した後、伝送する。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂでは、１ＭｂｐｓにＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）、２ＭｂｐｓにＤＱＰＳＫ（Differential Quaternary Phase Shift Keying）、５．５／１１ＭｂｐｓにＣＣＫ（Complementary Code Keying）と呼ばれる搬送波の位相差を使った１次変調を施す。その後ＤＳ−ＳＳ方式の２次変調を施し、例えば、２０ＭＨｚの帯域に拡散する。

Ｓ（ｔ）を狭帯域変調波、Ｓ_PN（ｔ）を１と−１からなる拡散符号、Ｓ_SS（ｔ）をスペクトラム拡散後の信号、とすると、Ｓ_SS（ｔ）は、式で与えられる。
（式１）
Ｓ_SS(ｔ）＝Ｓ（ｔ）×Ｓ_PN（ｔ）
Ｓ（ｔ）の帯域幅をＢ、Ｓ_PNの帯域幅をＢ_PNとすると、Ｂ_PN>>Ｂとなるような拡散符号が用いられる。Ｂ_PN／Ｂを拡散比という。受信側では、送信側でスペクトラム拡散された受信信号Ｓ_SS(ｔ）に、送信側と同一の拡散符号Ｓ_PN（ｔ）を同一位相で乗算する。これにより、Ｓ_PN（ｔ）×Ｓ_PN（ｔ）＝１であることから、式２のように元の信号Ｓ（ｔ）が復元される（スペクトラム逆拡散）。
（式２）
Ｓ_SS(ｔ）×Ｓ_PN（ｔ）＝｛Ｓ（ｔ）×Ｓ_PN（ｔ）｝×Ｓ_PN（ｔ）
＝Ｓ（ｔ）×｛Ｓ_PN（ｔ）×Ｓ_PN（ｔ）｝
＝Ｓ（ｔ）
ＤＳ−ＳＳ方式は、拡散符号として、自己相関特性が強い符号を用いることで、耐干渉能力が向上することが知られている。しかしながら、ＤＳ−ＳＳ方式の無線通信に対して大容量通信が要求される場合、データ信号の占有帯域幅を広く確保する必要がある。周波数帯域の割り当てが行われている無線通信において、大容量通信に対応させて帯域幅をさらに広帯域化させることは非現実的である。

ここで、特許文献１には、受信信号のＳ／Ｎ（Signal to Noise）比が低い場合に、受信信号に応じて設定された相関しきい値を用いて相関ピークを検出し、同期タイミングの検出精度を向上させる方法が開示されている。特許文献１の技術においては、スペクトラム拡散された受信信号と拡散符号との相関検出値の平均値に、同期／非同期の状態に応じて異なるパラメータを乗算してデフォルト相関しきい値を生成する。そして、ピーク検出期間において、相関検出値とデフォルト相関しきい値とを比較することによって最終相関しきい値を生成し、生成した最終相関しきい値を相関ピーク検出部へ設定する。しかし、特許文献１の技術は、マルチパスフェージング下の通信においては、十分な効果を発揮し得ない。

また、特許文献２、３には、信号捕捉時間を短縮する技術、および、クロック信号の高調波を分散し、使用周波数帯域内に残存する高調波に対する制御を行う技術、がそれぞれ開示されている。さらに、特許文献４には、逆拡散後の受信信号からベースバンド信号を抽出し、抽出されたベースバンド信号から変換した電力値に基づいて、ベースバンド信号のラッチタイミングの基準クロックを生成するタイミング再生装置が開示されている。

特開２００７−２６７１３２号公報 特開２００５−２７７６４２号公報 特開２０１３−１４５９９９号公報 特開２００９−３３７０２号公報

特許文献１−４にも開示されているように、一般的に、誤り訂正符号を用いることで、低Ｃ／Ｎの状況下でも通信が可能となることが期待できる。しかしながら、見通し外通信等においては、マルチパスフェージング等により受信レベルが大きく変動し、低Ｃ／Ｎ通信時にダウンフェージングが発生する。この場合、クロック再生を行うことができずにクロック同期が外れ、誤り訂正符号の利点を活かすことができない。

本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、見通し外通信等のマルチフェージング環境においても安定したクロック同期を確保できる無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび無線通信方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る無線送信装置は、クロック信号を生成するクロック生成手段と、前記クロック信号に拡散符号を掛け合わせ、スペクトラムを拡散させた拡散クロック信号を生成する拡散手段と、情報信号と前記拡散クロック信号とを重ね合わせる加算器と、前記加算器の出力信号を周波数変換して、無線信号を無線送信する送信手段と、を備える。

上記目的を達成するために本発明に係る無線受信装置は、情報信号と拡散クロック信号を重ね合わせた信号を含む無線信号を受信して周波数変換し、受信信号として出力する受信手段と、前記出力された受信信号を、２系統に分配する分配器と、前記分配された一方の受信信号に拡散符号を掛け合わせてスペクトラムを逆拡散し、クロック信号を抽出する逆拡散手段と、前記分配された他方の受信信号に対し、前記抽出されたクロック信号を用いてクロック同期させるクロック同期手段と、を備える。

上記目的を達成するために本発明に係る無線通信システムは、無線信号を無線送信する上記の無線送信装置と、前記無線信号を受信する上記の無線受信装置と、を備える。

上記目的を達成するために本発明に係る無線通信方法は、送信側において、クロック信号に拡散符号を掛け合わせスペクトラムを拡散させた拡散クロック信号を生成し、情報信号と前記拡散クロック信号とを重ね合わせた信号を周波数変換して無線信号を無線送信し、受信側において、前記無線信号を受信して周波数変換して２系統に分配し、前記分配された一方の無線信号に拡散符号を掛け合わせてスペクトラムを逆拡散することで前記クロック信号を抽出し、前記分配された他方の無線信号に対し、前記抽出したクロック信号を用いてクロック同期させる。

上述した本発明の態様によれば、見通し外通信等のマルチフェージング環境においても、安定したクロック同期を確保できる。

本発明の一実施形態の無線送信装置１００のブロック構成図である。 本発明の一実施形態の拡散部１０５のブロック構成図である。 本発明の一実施形態の無線受信装置２００のブロック構成図である。 本発明の一実施形態のクロック信号のスペクトラム拡散を説明する波形図である。 本発明の一実施形態の、もとのクロック信号と拡散クロック信号の周波数スペクトラムを例示する図である。 本発明の一実施形態のＭ系列発生回路のブロック構成図である。 本発明の一実施形態の無線送信装置の加算器における信号波形の重ね合わせを模式的に示す図である。 本発明の一実施形態における別の無線送信装置１００Ｂのブロック構成図である。 本発明の一実施形態の逆拡散部２０９のブロック構成図である。 本発明の一実施形態の別の逆拡散部２０９のブロック構成図である。 本発明の一実施形態の逆拡散部２０９への入力信号波形（周波数スペクトラム）および出力信号波形（周波数スペクトラム）を模式的に示す図である。 本発明の別の実施形態の無線送信装置１００Ｃのブロック構成図である。 本発明の別の実施形態の無線受信装置２００Ｂのブロック構成図である。 本発明の無線送信装置１のブロック構成図である。 本発明の無線受信装置２のブロック構成図である。

（第１の実施形態）
本発明に係る第１の実施形態について説明する。本実施形態に係る無線送信装置のブロック構成図を図１０Ａに、無線受信装置のブロック構成図を図１０Ｂに示す。

図１０Ａにおいて、無線送信装置１は、クロック生成部１１、拡散部１２、加算器１３および送信部１４を備える。

クロック生成部１１は、クロック信号（ＣＬＫ）を生成する。拡散部１２は、クロック信号に拡散符号を掛け合わせ、スペクトラムを拡散させた拡散クロック信号（拡散ＣＬＫ）を生成する。加算器１３は、送信対象の情報信号と、拡散クロック信号と、を重ね合わせる。送信部１４は、加算器１３からの出力を周波数変換（アップコンバージョン）して無線送信する。

一方、図１０Ｂにおいて、無線受信装置２は、受信部２１、分配器２２、逆拡散部２３およびクロック同期部２４を備える。

受信部２１は、無線送信装置１から無線送信された、情報信号および拡散クロック信号を含んだ無線信号を受信する。受信部２１は、受信された無線信号を周波数変換（ダウンコンバージョン）して分配器２２へ出力する。分配器２２は、入力された無線信号を分岐し、一方の信号（情報信号＋拡散クロック信号）を逆拡散部２３へ、他方の信号（情報信号＋拡散クロック信号）をクロック同期部２４へ出力する。

逆拡散部２３は、入力された一方の信号に対して送信側と同一の拡散符号を同一位相で掛け合わせてスペクトラム逆拡散を行い、信号からクロック信号（ＣＬＫ）を抽出する。逆拡散部２３は、抽出したクロック信号をクロック同期部２４へ出力する。なお、逆拡散部２３において抽出したクロック信号を逓倍し、チップレートのタイミングを生成するようにしてもよい。

クロック同期部２４は、受信部２１から入力された他方の信号に対して、逆拡散部２３から入力されたクロック信号を用いてクロック同期処理を施す。

以上のように、本実施形態においては、無線送信装置１の拡散部１２がクロック信号をスペクトラム拡散し、情報信号および拡散クロック信号を含んだ無線信号を無線送信する。そして、無線受信装置２の逆拡散部２３が、情報信号および拡散クロック信号を含んだ無線信号をスペクトラム逆拡散し、クロック信号を抽出する。

この場合、クロック信号がスペクトラム拡散されて、周波数帯域が拡げられ、パワースペクトラム密度が低くなる。すなわち、クロック信号をＤＳ−ＳＳ方式でスペクトラム拡散することにより、クロック信号に対する耐干渉性が向上する。従って、本実施形態においては、マルチパスフェージング等が問題となる見通し外通信等環境下においても、安定したクロック同期を確保できる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について説明する。先ず、無線送信装置について説明する。本実施形態に係る無線送信装置のブロック構成図を図１Ａに示す。図１Ａにおいて、無線送信装置１００は、符号化部１０１、変調部１０２、クロック生成部１０３、加算器１０４、拡散部１０５、ＤＡ（Digital to Analog）変換器１０６、フィルタ１０７、送信部１０８および送信空中線１１３を備える。

符号化部１０１は、入力されたデータ信号を、例えば、誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化した信号を変調部１０２へ供給する。

クロック生成部１０３は、クロック信号を生成し、生成したクロック信号を変調部１０２および拡散部１０５へ供給する。本実施形態に係るクロック生成部１０３は、例えば、位相同期ループ（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）を備え、クロック信号と、拡散部１０５のチップレートのタイミング信号（クロック信号を拡散率で逓倍した信号）を出力する。なお、クロック生成部１０３が無線送信装置１００の内部クロック信号を生成する機能を備え、クロック生成部１０３から符号化部１０１へクロック信号（ビットレート）を供給することもできる。

変調部１０２は、符号化部１０１から入力された信号を、クロック生成部１０３から入力されたクロック信号を用いて変調し、変調した信号を加算器１０４に供給する。ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）で変調する場合、１シンボル期間あたりの伝送ビット量は２ビットであり、変調部１０２からは、Ｇｒａｙ符号あるいは差動符号のベースバンド信号等が出力される。ここで、本実施形態に係る変調部１０２は、クロック生成部１０３から入力されたクロック信号を、例えば、シンボルレートを規定するタイミングクロック信号として用いる。

拡散部１０５は、入力されたクロック信号に拡散符号を掛け合わせることによって、スペクトラムを拡散させた拡散クロック信号を生成し（ＤＳ−ＳＳ方式）、生成した拡散クロック信号を加算器１０４へ出力する。拡散部１０５のブロック構成図を図１Ｂに示す。なお、図１Ｂに拡散部１０５とあわせてクロック生成部１０３を示す。

図１Ｂにおいて、拡散部１０５は、ＰＮ（Pseudo Noise）コード発生器１０５１および乗算器１０５２を備える。ＰＮコード発生器１０５１は、クロック生成部１０３から入力されたチップレートのタイミング信号から拡散符号（ＰＮコード）を生成して乗算器１０５２へ出力する。乗算器１０５２は、入力されたクロック信号（ＣＬＫ）に入力された拡散符号を乗算し、スペクトラム拡散された拡散クロック信号（拡散ＣＬＫ）を生成する。

本実施形態において、拡散部１０５には、クロック生成部１０３からチップレートのタイミング信号が入力し、ＰＮコード発生器１０５１および乗算器１０５２はチップレートで動作する。拡散部１０５については後述する。

加算器１０４は、変調部１０２から入力された変調信号と、拡散部１０５から入力された拡散クロック信号とを重ね合わせ、デジタルベースバンド信号をＤＡ変換器１０６へ出力する。加算器１０４については後述する。

ＤＡ変換器１０６は、入力されたデジタルベースバンド信号を、例えば、チップレートでアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１０６において変換されたアナログ信号は、ＬＰＦ（Low Pass Filter）等の所定の周波数特性を有するフィルタ１０７を介して、送信部１０８へ入力される。

送信部１０８は、ミキサ１０９、局部発振器１１０および電力増幅器１１２を備える。ここで、ミキサ１０９および局部発振器１１０は、入力されたアナログ信号の周波数を所望の無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）に周波数変換する周波数変換器１１１を構成する。送信部１０８は、ミキサ１０９において、フィルタ１０７から入力されたアナログ信号に局部発振器１１０において生成した局部発振信号を掛け合わせる（アナログ乗算）。送信部１０８はさらに、ミキサ１０９からの出力信号を電力増幅器１１２において電力増幅し、空中線１１３から無線送信する。

次に、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃおよび図４を用いて、拡散部１０５および加算器１０４の機能について詳細に説明する。

図３Ａに示すように、本実施形態に係るクロック信号（ＣＬＫ）は、１クロックサイクル（Ｔｓ＝１／ｆｓ）のデューティが５０％の信号である。また、チップレート（＝１／Ｔｃ）の拡散符号（ＰＮコード）は、１と−１の値をとる。

拡散部１０５の乗算器１０５２は、クロック信号と拡散符号とをチップレートで乗算する。クロック信号のＨｉｇｈが１、Ｌｏｗが−１である場合、乗算結果は、クロック信号がＨｉｇｈの時間区間は拡散符号と一致し、クロック信号がＬｏｗの時間区間は拡散符号の極性を反転した信号となる。

クロック生成部１０３から出力されたクロック信号の周波数スペクトラムと、拡散部１０５から出力された拡散クロック信号の周波数スペクトラムを、図３Ｂに示す。図３Ｂに示すように、拡散クロック信号の帯域は、２／Ｔｃ（Ｔｃ：チップレート）となる。なお、図３Ｂでは、クロック信号の周波数スペクトラムは基本周波数ｆｓのみ示し、例えば、デューティが５０％のときに発生する３次（３ｆｓ）、５次（５ｆｓ）、７次（７ｆｓ）等の奇数次高調波は省略した。

ＰＮコード発生器１０５１をＭ系列発生回路（シフトレジスタ回路）で構成した場合のブロック構成図を図３Ｃに示す。Ｍ系列発生回路の生成多項式は、式３で与えられる。
（式３）
h(x)=xⁿ+h_n-1x^n-1+・・・＋h₁x＋1 式（３）
ここで、h_n＝１、h₀＝１である。ＰＮコード発生器１０５１は、Ｄ型フリップフロップＤ_ｎの出力が１の時に１を出力し、Ｄ型フリップフロップＤ_ｎの出力が０の時に−１を出力する。

そして、加算器１０４には、変調部１０２から入力された変調信号と、図３Ｂで説明した拡散クロック信号（帯域：２／Ｔｃ）と、が入力される。加算器１０４に入力される変調信号および拡散クロック信号を図４の左側に示す。加算器１０４は、入力された変調信号および拡散クロック信号を周波数領域で加算し、図４の右側に示す周波数スペクトラムを出力する。

次に、本実施形態に係る無線受信装置について説明する。本実施形態に係る無線送信装置のブロック構成図を図２に示す。図２において、無線受信装置２００は、受信空中線２０１、受信部２０２、フィルタ２０６、ＡＤ（Analog to Digital）変換器２０７、分配器２０８、逆拡散部２０９、クロック同期部２１０、復調部２１１および復号部２１２を備える。

受信空中線２０１は、無線送信装置１００の送信空中線１１３から無線送信された無線送信信号を受信し、受信部２０２へ出力する。

受信部２０２は、低雑音増幅器２０３、搬送波再生回路２０５およびミキサ２０４によって構成される。低雑音増幅器２０３は、入力された無線送信信号を増幅して搬送波再生回路２０５およびミキサ２０４へ出力する。搬送波再生回路２０５は、入力された信号から搬送波信号を再生してミキサ２０４へ出力する。ミキサ２０４は、低雑音増幅器２０３から入力された信号に、搬送波再生回路２０５において再生された搬送波信号をアナログ乗算し、中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）に周波数変換（ダウンコンバージョン）した信号を出力する。

受信部２０２から出力された信号は、ＬＰＦ等所定の周波数特性のフィルタ２０６を介してＡＤ変換器２０７に入力され、デジタルベースバンド信号に変換される。ＡＤ変換器２０７から出力されたデジタルベースバンド信号は、分配器２０８において分岐され、一方が逆拡散部２０９へ、他方がクロック同期部２１０へ出力される。

逆拡散部２０９は、拡散符号の位相を検出し、入力されたデジタルベースバンド信号を逆拡散する。図７に示すように、デジタルベースバンド信号（変調信号＋拡散クロック信号）がスペクトラム逆拡散されることにより、拡散クロック信号は元のクロック信号（周波数ｆｓ）に復元される。一方、変調信号は、逆拡散されることによってスペクトラムが拡散され（帯域：２／Ｔｃ，１／Ｔｃはチップレート）、その分、パワースペクトラム密度が低くなる。逆拡散部２０９は、逆拡散したクロック信号および拡散信号（情報信号）を、クロック同期部２１０へ出力する。なお、スペクトラム逆拡散された情報信号は、受信系の以降の処理において、クロック信号に影響を与えない。

ここで、拡散符号の同期検出は、スライディング相関器で実現することができる。この場合の逆拡散部２０９のブロック構成図を図６Ａに示す。図６Ａの逆拡散部２０９は、乗算器２０９０、レプリカＰＮコード発生器２０９１、累算器２０９２、判定回路２０９５およびタイミング発生回路２０９６によって構成される。

乗算器２０９０は、入力されたデジタルベースバンド信号（情報信号＋拡散クロック信号）に対して、レプリカＰＮコード発生器２０９１から入力された拡散符号（送信側のＰＮコードと同一のＰＮコード）を掛け合わせ、累算器２０９２へ出力する。

累算器２０９２は、入力されたデジタルベースバンド信号を拡散符号長分（＝Ｌチップ分）、積分することによって、デジタルベースバンド信号と拡散符号との相関値を計算し、判定回路２０９５へ出力する。本実施形態に係る累算器２０９２は、加算器２０９３と、１つ前の信号を保持する記憶回路（Ｄ型レジスタ）２０９４と、により構成される。

判定回路２０９５は、入力されたデジタルベースバンド信号と拡散符号との相関値を所定の閾値と比較し、同期検出の有無を判定する。判定回路２０９５は、相関値が閾値以上の場合、拡散符号の位相が同期したものとする。一方、相関値が閾値未満の場合、判定回路２０９５は、タイミング発生回路２０９６を用いて、レプリカＰＮコード発生器２０９１からの拡散符号の位相を、例えば、１チップずらすことにより、タイミング位相を制御する。

さらに、拡散符号の同期検出を、スライディング相関器以外で実現することもできる。この場合の逆拡散部２０９のブロック構成図を図６Ｂに示す。図６Ｂの逆拡散部２０９は、タップ付遅延線（tapped delay line）２０９７において、入力されたデジタルベースバンド信号（情報信号＋拡散クロック信号）にチップレートに応じた遅延を付与し、Ｌ個の乗算器２０９８へ順次出力する。これにより、拡散クロック信号から拡散符号（ＰＮコード）が復元される。そして、Ｌ個の乗算器２０９８においてそれぞれ、タップ出力に、タップ付遅延線２０９７から入力された拡散符号（ＰＮコード）Ｓ_L-1〜Ｓ₀を乗算し、加算器２０９９においてそれらの総和をとる。

これにより、クロックごとに、デジタルベースバンド信号と拡散符号との相関値が出力され、最長でも、タップ付遅延線２０９７のタップ数分（Ｌ）のクロックサイクル内に同期を検出することができる。

図２の説明に戻る。クロック同期部２１０は、分配器２０８から入力されたデジタルベースバンド信号について、逆拡散部２０９より入力されたクロック信号を基に、情報信号とのクロック同期をとる。クロック同期がとられた情報信号は、復調部２１１において復調され、復号部２１２において誤り訂正復号される。そして、誤り訂正復号された情報信号は、不図示の情報処理部等へ出力される。

本実施形態によれば、送信側において、クロック信号をＤＳ−ＳＳ方式で拡散した後でデータ信号に加算し、受信側において逆拡散してクロック信号を取り出す。これにより、見通し外通信のようなマルチパスフェージングの影響が大きい環境においても、安定したクロック同期を確保できる。安定したクロック同期を確保することにより、データ信号におけるマルチパスフェージングの影響による符号誤りは、誤り訂正符号により訂正でき、装置全体として低Ｃ／Ｎ動作が可能となる。

（第２の実施形態の変形例）
第２の実施形態の変形例について説明する。本実施形態に係る無線送信装置１００Ｂのブロック構成図を図５に示す。図５の無線直交変調器１００Ｂにおいて、変調部１０２Ｂは、複素包絡線の実数成分である同相成分（In-Phase channel）Ｉと、虚数成分である直交成分（Quadrature channel）Ｑの変調信号を出力する。変調信号の同相成分Ｉ、直交成分Ｑはそれぞれ、加算部１０４_Ｉ、１０４_Ｑへ出力される。

加算部１０４_Ｉ、１０４_Ｑはそれぞれ、入力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑに拡散部１０５から入力された拡散クロック信号を加算し、ＤＡ変換器１０６_Ｉ、１０６_Ｑへ出力する。ＤＡ変換器１０６_Ｉ、１０６_Ｑに入力された信号は、ＤＡ変換器１０６_Ｉ、１０６_Ｑにおいてアナログ信号に変換され、ルート・ナイキスト（root-Nyquist）特性を持つＬＰＦであるフィルタ１０７_Ｉ、１０７_Ｑを介してミキサ１０９_Ｉ、１０９_Ｑへ出力される。

ミキサ１０９_Ｉは、入力された信号ｕ（ｔ）_Ｉに、局部発振器１１０において生成された局発信号をアナログ乗算する。一方、ミキサ１０９_Ｑは、入力された信号ｕ（ｔ）_Ｑに、局部発振器１１０において生成され、移相器１１４においてπ／２位相シフトされた局発信号をアナログ乗算する。

加算器１１５は、ミキサ１０９_Ｉ、１０９_Ｑから出力された２つのＲＦ信号をアナログ加算し、出力信号ｓ（ｔ）を電力増幅器１１２へ出力する。出力信号ｓ（ｔ）は、電力増幅器１１２において電力増幅された後、送信空中線１１３から無線送信される。

なお、加算器１１５から出力された出力信号ｓ（ｔ）は、上記のＩ、Ｑ成分を実数部ｕ（ｔ）_Ｉ、虚数部ｕ（ｔ）_Ｑとする複素数変調信号ｚ（ｔ）（＝ｕ（ｔ）_Ｉ＋ｊｕ（ｔ）_Ｑ，ｊ^２＝−１）へ、局部発振器１１０から出力された局発信号（ｅｘｐ(ｊ2πｆ_ｃｔ)，ｆ_ｃ：局部発振器１１０の発振周波数)を複素乗算した値の実数部に対応している。図１のミキサ１０９を複素乗算回路とし、局部発振器１１０において生成した局発信号（周波数ｆ_ｃ）をｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｃｔ）と表すことで、図１は図５に対応する。

（第３の実施形態）
第３の実施形態について説明する。空中線２面（空間ダイバーシティ）と周波数２波（周波数ダイバーシティ）を用いた４重ダイバーシティによる見通し外通信に適用される無線送信装置１００Ｃおよび無線受信装置２００Ｂのブロック構成図を図８、図９にそれぞれ示す。

なお、空間ダイバーシティのブランチ数Ｌは２に制限されるものでなく、周波数ダイバーシティのブランチ数Ｌは２に制限されない。ただし、周波数ダイバーシティのブランチ数Ｌのとき、Ｌ倍の帯域が必要となり周波数効率は低下し、Ｌ倍の送信電力が必要となる。

図８では、加算器１０４、ＤＡ変換部１０６、フィルタ１０７は１系統のみ示した。図９では、受信部２０２ａ〜２０２ｄの各々は無線直交復調し、Ｉ、Ｑ成分の中間周波数（ＩＦ）信号を出力するが、フィルタ２０６、ＡＤ変換器２０７、分配器２０８、逆拡散部２０９、クロック同期部２１０、適応整合フィルタ（ＡＭＦ:Adaptive Matched Filter）２１４は、Ｉ、Ｑ成分の複素信号ごとに１系統ずつ示した。

図８において、符号化部１０１は、疎なパリティ検査行列Ｈで定義される線形ブロック符号でSum-Product復号という反復復号を用いるＬＤＰＣ符号化を行う。

変調部１０２から入力された信号と、拡散部１０５から入力された拡散クロック信号とが、加算器１０４で加算され、ＤＡ（Digital to Analog）変換器１０６、フィルタ１０７を介して、送信部１０８ａ、１０８ｂに入力される。

送信部（ＴＸ）１０８ａ、１０８ｂはそれぞれ、入力された信号を周波数ｆ１、ｆ２の信号に変換し、電力増幅して送信空中線１１３ａ、１１３ｂから無線送信する。送信空中線１１３ａ、１１３ｂから無線送信された２波の信号は、それぞれ異なる伝搬路を伝搬し、空間的に無相関になるように設置された無線受信装置２００Ｂの受信空中線２０１ａ、２０１ｂで受信される。

図９において、受信空中線２０１ａで受信された信号は、周波数分配器２１３ａで周波数ｆ１、ｆ２に分岐され、周波数ｆ１の信号は受信部（ＲＸ）２０２ａに、周波数ｆ２の信号は受信部（ＲＸ）２０２ｂに、入力される。一方、受信空中線２０１ｂで受信された信号は、周波数分配器２１３ｂで周波数ｆ１、ｆ２に分岐され、周波数ｆ１の信号は受信部（ＲＸ）２０２ｃに、周波数ｆ２の信号は受信部（ＲＸ）２０２ｄに入力される。

受信部２０２ａは、入力された信号に低雑音増幅器を介して搬送波再生回路から入力された信号をミキサにおいてアナログ乗算し、ＩＦ信号を出力する。受信部２０２ａから出力されたＩＦ信号は、フィルタ２０６ａにおいてフィルタ処理が施され、ＡＤ変換器２０７ａにおいてデジタル信号に変換された後、分配器２０８ａへ出力される。分配器２０８ａは、入力された信号を、逆拡散部２０９ａとクロック同期部２１０ａに分配する。

逆拡散部２０９ａは、入力された一方の信号（受信情報信号＋拡散クロック信号）を逆拡散して元のクロック信号を抽出し、抽出したクロック信号をクロック同期部２１０ａへ出力する。クロック同期部２１０ａは、逆拡散部２０９ａから入力されたクロック信号を用いて、入力された他方の信号について、情報信号のクロック同期をとる。

クロック同期部２１０ａにおいてクロック同期された情報信号は、ＡＭＦ２１４ａにおいて適応整合処理が施され、合成器２１５へ出力される。なお、ＡＭＦ２１４ａは公知であり、ＡＭＦ２１４ａは、適応整合処理として、伝送路応答を推定し、その逆特性を入力信号に畳み込む処理を施す。

他のブランチ、すなわち、受信部２０２ｂ〜２０２ｄへ入力された信号についても、それぞれ同様の処理がなされ、ＡＭＦ２１４ｂ〜２１４ｄの出力が合成器２１５に入力される。

合成器２１５は、各ブランチから入力された４波の信号をダイバーシティ合成する。合成器２１５では、ダイバーシティ合成として、４つのダイバーシティブランチの中から受信レベルの最も高いブランチを選択する（選択合成）。あるいは、合成器２１５は、各ブランチの信号を同相化し、重み付け合成して出力する（最大比合成、あるいは、重み付けの値を同一とする）。

合成器２１５から出力された信号は、判定帰還形等化器（ＤＦＥ：Decision Feedback Equalizer）２１６に供給される。ＤＦＥ２１６は、公知の構成とされ、過去シンボルの判定値を用いて、合成器２１５の出力信号から符号間干渉（遅延波成分）を除去し、復調部２１１へ出力する。ＤＦＥ２１６は、例えば、等化フィルタ部、等化フィルタ部の出力からデータを判定する判定部、等化フィルタ部の出力と参照信号の誤差を計算する等化誤差推定部、誤差が最小となるように等化フィルタ部のタップ利得を制御するタップ利得制御部等によって構成される。

復調部２１１は、入力された信号を復調して復号部２１２へ出力する。復号部２１２は、復調された信号をＬＤＰＣ復号し、情報信号として、不図示の情報処理部等へ出力する。

なお、図９の無線受信装置２００Ｂは、移動端末に実装されてもよい。この場合、受信用の受信空中線２０１ａ、２０１ｂは、λ／２（λは波長）以上離れていれば、ブランチ間の相関は低くなり、十分なダイバーシティ効果が得られる。

本実施形態によれば、ダイバーシティ技術、適応等化技術等により、フェージング変動に対して、受信特性を改善することができる。

本願発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。

この出願は、２０１４年２月２８日に出願された日本出願特願２０１４−０３８９４９を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

本願発明は、マルチパスフェージングが生じる伝搬路での通信に適用して好適とされる。また、本発明の活用例として、対流圏散乱伝搬通信または陸上移動通信等に適用可能である。

１ 無線送信装置
２ 無線受信装置
１１ クロック生成部
１２ 拡散部
１３ 加算器
１４ 送信部
２１ 受信部
２２ 分配器
２３ 逆拡散部
２４ クロック同期部
１００、１００Ｂ、１００Ｃ 無線送信装置
１０１ 符号化部
１０２ 変調部
１０３ クロック生成部
１０４、１０４_Ｉ、１０４_Ｑ 加算器
１０５ 拡散部
１０６、１０６_Ｉ、１０６_Ｑ ＤＡ変換器
１０７、１０７_Ｉ、１０７_Ｑ フィルタ
１０８、１０８ａ、１０８ｂ 送信部
１０９、１０９_Ｉ、１０９_Ｑ ミキサ
１１０ 局部発振器
１１１ 周波数変換部
１１２、１１２ａ、１１２ｂ 電力増幅器
１１３、１１３ａ、１１３ｂ 送信空中線
１１４ 移相器
１１５ 加算器
２００、２００Ｂ 無線受信装置
２０１ 受信空中線
２０２、２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃ、２０２ｄ 受信部
２０３ 低雑音増幅器
２０４ ミキサ
２０５ 搬送波再生回路
２０６、２０６ａ、２０６ｂ、２０６ｃ、２０６ｄ フィルタ
２０７、２０７ａ、２０７ｂ、２０７ｃ、２０７ｄ ＡＤ変換器
２０８、２０８ａ、２０８ｂ、２０８ｃ、２０８ｄ 分配器
２０９、２０９ａ、２０９ｂ、２０９ｃ、２０９ｄ 逆拡散部
２１０、２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃ、２１０ｄ クロック同期部
２１１ 復調部
２１２ 復号部
２１３ａ、２１３ｂ 周波数分配器
２１４ａ、２１４ｂ、２１４ｃ、２１４ｄ 適応整合フィルタ
２１５ 合成器
２１６ ＤＦＥ
１０５１ ＰＮコード発生器
１０５２ 乗算器
２０９０ 乗算器
２０９１ レプリカＰＮコード発生器
２０９２ 累算器
２０９３ 加算器
２０９４ Ｄ型レジスタ
２０９５ 判定回路
２０９６ タイミング発生回路
２０９７ タップ付遅延線
２０９８ 乗算器
２０９９ 加算器

Claims (10)

1. クロック信号を生成するクロック生成手段と、
   前記クロック信号に拡散符号を掛け合わせ、スペクトラムを拡散させた拡散クロック信号を生成する拡散手段と、
   情報信号と前記拡散クロック信号とを重ね合わせる加算器と、
   前記加算器の出力信号を周波数変換して、無線信号を無線送信する送信手段と、
   を備えることを特徴とする無線送信装置。
2. 前記加算器は、変調手段で変調された情報信号と、前記拡散クロック信号を重ね合わせる、ことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
3. 前記クロック信号は、シンボルレートを規定するタイミングクロック信号として前記変調手段に供給される、ことを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
4. 情報信号と拡散クロック信号を重ね合わせた信号を含む無線信号を受信して周波数変換し、受信信号として出力する受信手段と、
   前記出力された受信信号を、２系統に分配する分配器と、
   前記分配された一方の受信信号に拡散符号を掛け合わせてスペクトラムを逆拡散し、クロック信号を抽出する逆拡散手段と、
   前記分配された他方の受信信号に対し、前記抽出されたクロック信号を用いてクロック同期させるクロック同期手段と、
   を備えることを特徴とする無線受信装置。
5. 前記クロック同期された情報信号を、復調手段で復調する、ことを特徴とする請求項４記載の無線受信装置。
6. 前記復調手段は、シンボルレートを規定するタイミングクロック信号として、前記抽出されたクロック信号を用いる、ことを特徴とする請求項５記載の無線受信装置。
7. 無線信号を無線送信する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の無線送信装置と、
   前記無線信号を受信する請求項４乃至６のいずれか１項に記載の無線受信装置と、
   を備えることを特徴とする無線通信システム。
8. 送信側において、
   クロック信号に拡散符号を掛け合わせスペクトラムを拡散させた拡散クロック信号を生成し、
   情報信号と前記拡散クロック信号とを重ね合わせた信号を周波数変換して無線信号を無線送信し、
   受信側において、
   前記無線信号を受信して周波数変換して２系統に分配し、
   前記分配された一方の無線信号に拡散符号を掛け合わせてスペクトラムを逆拡散することで前記クロック信号を抽出し、
   前記分配された他方の無線信号に対し、前記抽出したクロック信号を用いてクロック同期させる、
   ことを特徴とする無線通信方法。
9. 前記送信側では、変調された情報信号と前記拡散クロック信号とを重ね合わせ、
   前記受信側では、クロック同期された情報信号を、抽出されたクロック信号に基づき、復調する、
   ことを特徴とする請求項８記載の無線通信方法。
10. 前記クロック信号を、シンボルレートを規定するタイミングクロック信号として用いることによって、前記変調および前記復調を施す、
    ことを特徴とする請求項９記載の無線通信方法。

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