JP4051818B2 - Ｃｄｍａ伝送方式を用いた無線機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）伝送方式を用いた無線機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、自動車電話や携帯電話等の移動通信の分野において、ＣＤＭＡ伝送方式を用いたものが実用化されている。
図１０に、一般的なＣＤＭＡ送信機の概要構成を示す。図中、入力端子１００からパイロット信号に用いる既知なる値、ならびにｎ個の情報入力端子１０１〜１０ｎから情報値が、それぞれ対応する位相変調回路（ＭＯＤ）１１０ならびに１１１〜１１ｎに入力される。入力情報の個数ｎは、同時多元接続する通信数を意味する。
【０００３】
各々の位相変調回路は、入力される情報に対応して、キャリア信号を位相変調して、入力端子１００〜１０ｎからの信号に対応するｎ＋１個の１次変調波を生成する。
拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎは、それぞれ、対応する１次変調波と、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎから印加される拡散符号列との積を、拡散符号列の時間期間（チップ期間）において同期して求め、求めた積を拡散符号として出力する。なお、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎが生成する拡散符号列は、それぞれ直交している。また、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎは、符号長Ｎがｎ＋１以上のＷａｌｓｈ関数の各行に対応する拡散符号系列を１シンボル期間内で、それぞれセグメント数だけ繰り返し発生する。
【０００４】
ｎ＋１個の拡散信号ならびに、各種の制御信号は、次いで総和回路（ＳＵＭ）１４０において、総和される。総和回路（ＳＵＭ）１４０の出力は、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１により帯域制限され、送信回路（ＴＸ）１４２において必要に応じて周波数変換し電力増幅して送信される。
ここで、図１０における位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎの動作を、以下に詳細に説明する。位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎのそれぞれは、図１１に示す１次変調波とシンボル構造のように、一定時間Ｔでキャリア信号を分割し、各期間の位相を図１２に示すＱＰＳＫのビット配置あるいは、図１３に示すオフセットＱＰＳＫのビット配置に従い、１期間で伝送するシンボル値００、０１、１０、１１に１対１に対応するようにキャリア信号の位相を変調して１次変調波を生成する。
【０００５】
ここに、１次変調波は、ＱＰＳＫ、オフセットＱＰＳＫなどの位相変調した信号の総称とする。さらに、１次変調波として、上記のようにＱＰＳＫが用いられる場合、ＱＰＳＫ波の位相は、０、９０、１８０、２７０度（あるいは、０、±９０、１８０度）の４種の値をとり、また、オフセットＱＰＳＫが用いられる場合、ＱＰＳＫ波の位相情報は、４５、１３５、２２５、３１５度（あるいは、±４５、±１３５度）の４種の値をとるものとする。位相差は、３６０度の剰余値であり、ＱＰＳＫとオフセットＱＰＳＫ波の位相は、全位相空間を最大に分割するように設定されており、例えば基準位相をＱＰＳＫでは０度、オフセットＱＰＳＫでは４５度と考えれば、全ての位相は互いに９０度ずつ離れている。１次変調波の４種の位相を状態００、０１、１０、１１と対応させれば、送信ビット系列を２ビットずつ纏めたダイビットに対応させることができ、１シンボルで２ビットずつ送信できる。
【０００６】
一方、シンボル期間Ｔは、シンボルレートの逆数で定義される量であり、シンボルレートが３２ｋシンボル／秒（以降、シンボル／秒をｓｐｓと記述する）の場合には、Ｔ＝３１．２５μ秒となる。従って、シンボルレートが３２ｋｓｐｓの場合、ＱＰＳＫの伝送速度は、６４ｋビット／秒（以降、ビット／秒をｂｐｓと記述する）となる。
【０００７】
次に、図１０の拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２０ｎの動作を説明する。上記のように、ＱＰＳＫあるいはオフセットＱＰＳＫの各４種の位相を表現するには、シンボル期間Ｔ内のキャリアの波形として互いに９０度ずつ異なる各４種の波形が必要であり、これら各４種の波形を記述するためには最小でもシンボル期間あたり４以上のサンプル数が必要となる。ここでは、シンボル期間あたりのサンプル数を４として説明する。
【０００８】
今、図１４に示すように、１次変調波の各シンボル期間を、互いに等しい時間区間のセグメント０からセグメント３までの４個のセグメント区間に分割する。ここで、セグメントとは、各シンボル期間内における単一の拡散符号列における最初の符号から最後の符号までの期間を意味する。さらに、各セグメント区間を、図１５に示すように、拡散符号列の符号数に等しい数のチップ区間に分割する。また、チップ値は、各チップ区間における１次変調波と拡散符号値との積で与えられるものとする。１次変調波が時間関数であるので、チップ値の時間分解能は、チップ期間τとなる。しかし、ＣＤＭＡ伝送においては、拡散操作と、後で説明する受信側での拡散操作を施すため、伝送する情報の時間分解能は、セグメント期間τＮとなる。ここに、Ｎは符号長である。
【０００９】
図１５に示す拡散信号の波形は、拡散符号列として、符号長３２のＷａｌｓｈ関数の第１の符号列を用いた場合を示している。拡散符号列としては、必ずしもＷａｌｓｈ関数を用いる必要はないが、互いに直交していることが必要である。ここに、符号列の内積がゼロになる場合に、その符号列が直交しているという。以下、符号長として３２のＷａｌｓｈ符号列について説明する。
【００１０】
まず、第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列を例にとって、その直交性について説明する。
第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列は、それぞれ次のように与えられる。
第０の符号列：（−１、−１、−１、−１、…、−１、−１、−１、−１）
第１の符号列：（−１、 １、−１、 １、…、−１、 １、−１、 １）
第２の符号列：（−１、−１、 １、 １、…、−１、−１、 １、 １）
第０と第１のＷａｌｓｈ符号列の内積（０、１）、第１と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積（１、２）、第０と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積（０、２）は、次のように計算できる。すなわち、
内積（０、１）＝１−１＋１−１＋…＋１−１＋１−１＝０
内積（１、２）＝１−１−１＋１＋…＋１−１−１＋１＝０
内積（０、２）＝１＋１−１−１＋…＋１＋１−１−１＝０
となる。これら内積が全て０となることから、Ｗａｌｓｈ関数の符号列が互いに直交していることが明らかになる。
【００１１】
一方、Ｗａｌｓｈ符号列自信の内積は、次のように計算できる。すなわち、
内積（０、０）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１＝３２
内積（１、１）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１＝３２
内積（２、２）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１＝３２
となり、符号長３２で正規化した、全ての符号列自身の内積は、常に単位１となる。これは、符号列としてＷａｌｓｈ符号列を用いる場合には、拡散符号列と逆拡散符号列として、互いに同じＷａｌｓｈ符号列を用いることができることを意味している。
【００１２】
今、あるセグメント期間において、上記に示す第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列を用いて３個の情報を多重伝送する場合を想定する。第０のＷａｌｓｈ符号列を用いて値ａを、第１のＷａｌｓｈ符号列を用いて値ｂを、第３のＷａｌｓｈ符号列を用いて値ｃを伝送しているものとすれば、総和回路（ＳＵＭ）１４０へ入力される情報（総和信号（０、１、２））を、チップ対応に記述すれば、次のようになる。
受信側で、総和信号が正しく受信できるものとすれば、受信した総和信号に拡散符号列を乗じて、対応するセグメントの１次変調信号の値が、次に示すように求まる。
【００１３】
すなわち、第０のＷａｌｓｈ符号列に対応する値は、総和信号（０、１、２）と第０のＷａｌｓｈ符号列の内積で次のように与えられる。
となる。従って、総和信号（０、１、２）・第０のＷａｌｓｈ符号列との内積を符号長３２で正規化すれば、値ａが正しく受信され、値ｂと値ｃは完全に抑圧され混信することなく正しく受信できることが明らかになる。
【００１４】
同様に、第１のＷａｌｓｈ符号列に対応する値は、総和信号（０、１、２）と第１のＷａｌｓｈ符号列の内積で与えられ、その値は３２ｂとなり、第２のＷａｌｓｈ符号列に対応する値は、総和信号（０、１、２）と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積で与えられ、その値は３２ｃとなる。従って、総和信号（０、１、２）と第１のＷａｌｓｈ符号列の内積を符号長３２で正規化すれば、値ｂが正しく受信され、総和信号（０、１、２）と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積を符号長３２で正規化すれば、値ｃが正しく受信される。
【００１５】
このように、拡散符号列が互いに直交する限り、拡散符号列の数だけ多元接続でき、かつ拡散符号列が一致する場合だけ通信することができる。
なお、図１５におけるシンボル区間１のセグメント０における１次変調波は、０〜１の正なる値であり、セグメント１における１次変調波は、０〜−１の負なる値であるので、同図における対応するシンボル区間１のセグメント０のチップ値の符号は負、正の交番に、セグメント１のチップ値の符号は正、負の交番に変化する。
【００１６】
拡散信号のチップレートは、符号長が３２の場合には、３２ｋｓｐｓ・４セグメント・３２チップ／セグメント＝４．０９６Ｍチップ／秒となる（以降、チップ／秒をｃｐｓと記述する）。
全ての拡散信号は、各チップ区間において同期して変化するので、チップ値の総和をチップ区間における信号値とする総和信号は、チップ区間内では一定値を示す波形となる。従って、３２チャネルを同時通信する２Ｍｂｐｓの最大情報速度の場合でも、１チャネルの６４ｋｂｐｓの最小情報速度で伝送している場合でも、伝送情報速度には関係なく、チップレートは常に一定の４．０９６Ｍｃｐｓとなる。
【００１７】
このようにして、情報信号ならびに必要な制御信号に対応する複数個の拡散信号を、図１０に示すように、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３０ｎから出力される互いに直交する拡散符号列を用いて、拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎで生成し、次いで複数個の拡散符号の総和を総和回路（ＳＵＭ）１４０で求め、求めた総和信号を必要に応じて送信回路（ＴＸ）において周波数変換と電力増幅して、ＣＤＭＡ信号として送信する。
【００１８】
なお、ＣＤＭＡ信号の矩形波を正確に伝送するためには、チップレートの数倍の周波数帯が必要になるが、図１０に示すように、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１の機能としてバンドパスフィルタ操作が実施され、チップレート程度に周波数帯域幅が制限される。
ここで、上記のように送信回路（ＴＸ）から送信された電波が、理想的な電波伝播路を経て通信されることは、一般的に、ほとんどない。自動車電話や携帯電話等の移動通信では、送信機自体が移動するのでドップラーシフトが生じ、キャリア周波数が偏移する。あるいは、複数の電波伝播路を経て受信されることにより、受信波の位相や振幅が時間とともに変化するフェーディング現象が生じたりする。
【００１９】
そこで、受信側において、ＣＤＭＡ受信機は、受信、同期検波、受信制御、復調、逆拡散、位相補正、判断等の主要回路で構成される。
図１６において、受信制御回路（ＣＮＴ）２０４は、受信信号から受信機の制御に必要な各種制御信号を検出し、ならびに受信に必要な複数個の逆拡散符号列を出力する。同期検出回路（ＳＹＮＣ）２０３は、受信信号から、キャリア再生波、チップ同期信号、セグメント同期信号、ならびにシンボル同期信号等を出力する。
【００２０】
復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、図１７に示す構成を有している。同図において、受信回路（ＲＸ）２００と接続される入力端子２０１０に印加される受信波は、乗算器２０１１、２０１２に入力される。ここで、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、同期検波方式を一般に用いており、キャリア再生波２０２と受信波との積を乗算器２０１１で求め、続いてキャリア周期毎にアキュムレータ２０１４で累積したキャリア周期毎の内積を求め、求めた内積をラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１６で取り込み、キャリア周期期間だけ保持し、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１６で保持した値を１次変調波の復調信号の同相成分ｉ（ｔ）としてキャリア周期毎に出力する。同時に、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、キャリア再生波２０２を移相器２０１３で９０度移相した直交キャリア信号と受信波との積を乗算器２０１２で求め、続いてキャリア周期毎にアキュムレータ２０１５で累積してキャリア周期毎の内積を求め、求めた内積をラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１７で取り込み、キャリア周期期間だけ保持し、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１７で保持した値を１次変調波の復調信号の直交成分ｑ（ｔ）としてキャリア周期毎に出力する。アキュムレータ２０１４、２０１５に入力される信号Ｒは、制御端子２０１８からキャリア周期毎に入力される累積リセット信号であり、この累積リセット信号Ｒの前縁で、アキュムレータ２０１６、２０１７は入力値を保持する。
【００２１】
復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１からの復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、直交成分ｑ（ｔ）は、図１６に示すように、ｎ＋１個の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎに入力される。図１８に、この拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎの１つの構成例を示す。
入力端子２１００、２１０１に復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）がそれぞれ入力される。乗算器２１０２、２１０３は、チップ同期信号に従い、それぞれ復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）と、端子２２ｉから入力される第ｉ番の逆拡散符号列との積を求め、セグメント同期信号に従い積の累積をセグメント毎に求める。
【００２２】
ここで、ｉはｉ番目のチャネルであることを示す、また、第ｉ番の逆拡散符号列とは、送信側で用いた第ｉ番の拡散符号列に対応する逆拡散符号列をいい、Ｗａｌｓｈ関数を用いる場合には逆拡散符号列と拡散符号列は互いに等しくなっている。なお、図１６に示すように、逆拡散回路２０１〜２０ｎのそれぞれの端子２２０〜２２ｎには、対応する逆拡散符号列が入力される。
【００２３】
続いて、図１８において、乗算器２１０２、２１０３の出力は、アキュムレータ２０１４、２０１５で累積される。アキュムレータ２１０４、２１０５には、端子２１１０から累積リセット信号Ｒがセグメント毎に入力される。アキュムレータ２１０４、２１０５の出力は、それぞれ符号長で正規化され、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２１０６、２１０７でセグメント区間保持される逆拡散信号の同相成分Ｉi ' （ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑi ' （ｔ）として出力端子２１０８、２１０９から出力される。
【００２４】
なお、拡散符号列は互いに直交しているので、逆拡散符号列が送信の拡散符号列に一致する場合には、逆拡散回路２１０〜２１ｎの出力は、有限な値を出力し、正しく受信できる。逆拡散符号列が送信の拡散符号列に一致しない場合には、逆拡散回路２１０〜２１ｎの出力は、常にゼロとなり、受信信号を結果的に出力しない。
【００２５】
同時多元接続のｎ個の情報チャネルに関する逆拡散信号の同相成分Ｉi ' （ｔ）と逆拡散信号の直交成分Ｑi ' （ｔ）は、逆拡散回路２１１〜２１ｎからそれぞれ出力される。また、これらｎチャネルに共通なパイロット信号に関する逆拡散信号の同相成分Ｉ0 ' （ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑ0 ' （ｔ）は、逆拡散回路２１０から出力される。
【００２６】
これらの逆拡散信号は、それぞれ伝播中に、位相差や振幅ひずみ、遅延などの撹乱を受ける。既知の値、例えば、”０”の位相情報の１次変調を拡散したパイロット拡散信号を送信し、受信側で検知する位相差と既知の値との誤差を測定することで伝播中に生じた撹乱の位相誤差を概略知ることができる。従って、図１６に示すように、ｎチャネルの情報に対して、既知なる値を伝送するパイロット信号を１チャネル付加して、伝播中の撹乱を概略補正するパイロット方式が用いられることが多い。
【００２７】
このため、ｎ情報チャネルに対して１パイロットチャネルを付加する場合について説明するが、１情報チャネルに１パイロットチャネルを付加する場合も、あるいは各拡散信号における１次変調波の同相成分を情報に、直交成分をパイロット信号に割り当てる場合も同様である。
図１６において、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１１〜２１ｎの各出力ならびに逆拡散回路（ｄｅＳＳ）の出力は、位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎに導かれる。図１９に、この位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎの１つの構成を示す。
【００２８】
入力端子２３００と２３０１に、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１ｉから情報チャネルｉの同相成分Ｉi ' （ｔ）と逆拡散信号の直交成分Ｑi ' （ｔ）が、それぞれ入力される。また、入力端子２３０２と２３０３に、逆拡散回路２１０からパイロットチャネルの同相成分Ｉ0 ' （ｔ）と直交成分Ｑ0 ' （ｔ）が、それぞれ入力される。続いて、情報チャネルｉの同相成分Ｉi ' （ｔ）は乗算器２３１０と２３１１に、情報チャネルｉの直交成分Ｑi ' （ｔ）は乗算器２３１２と２３１３に入力され、パイロットチャネルの同相成分Ｉ0 ' （ｔ）は乗算器２３１０と２３１２に、パイロットチャネルの直交成分Ｑ0 ' （ｔ）は乗算器２３１３と２３１１に入力される。加算器２３２０は、乗算器２３１０と２３１３の出力の和を位相補正信号の同相成分Ｉi （ｔ）として端子２３４０に出力する。さらに、加算器２３２１は、乗算器２３１２の出力と乗算器２３１１の出力の差を位相補正信号の直交成分Ｑi （ｔ）として端子２３４１に出力する。
【００２９】
位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎの出力は、図１６に示すように、判断回路（ＤＥＣ）２４１〜２４ｎに導かれる。判断回路（ＤＥＣ）２４１〜２４ｎは、位相補正信号の同相成分Ｉi （ｔ）、直交成分Ｑi （ｔ）から位相角を求めるマッピングを行い、このマッピングで得られた位相角により象限判定を行って情報シンボルとしての受信シンボルＳi （ｔ）を端子２５１〜２５ｎに出力する。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＣＤＭＡ伝送方式において、１次変調波のＰＳＫ波に、Ｗａｌｓｈ符号列などの拡散符号列を乗じ、スペクトラムを拡散した拡散信号を生成する。チップ１〜チップ３における拡散符号列の時間応答波形を示す図２において、破線は従来の拡散符号列波形の１例を示している。チップ区間１ならびにチップ区間２では符号値１を、チップ区間３では符号値−１を、チップ区間４では符号値１の場合を示しているが、他の場合も同様である。チップ区間１とチップ区間２のように隣接するチップ区間で拡散符号値が互いに等しい場合には、隣接するチップ区間での拡散信号の波形に不連続性は生じない。
【００３１】
一方、チップ区間２とチップ区間３の間、あるいはチップ区間３とチップ区間４の間などのように、拡散符号値が互いに異なる場合には、チップ区間端で激しい波形の変化が拡散信号に現れる。
全てのチップ区間でチップ区間端まで符号値を保持した場合には、図２の破線で示すような激しい波形の変動がチップ区間端で生じ、拡散信号の周波数帯域幅が極端に増大する。その結果、通信品質が劣化するという問題がある。
【００３２】
そこで、本発明は、チップ区間端における拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の増大を防止し、通信品質を向上させることを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、例えば、図２の実線の波形で示すように、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区間で連続的に変化させ、遷移区間での拡散符号値の急激な変動を排除するようにしている。
ここで、遷移区間とは、各チップ区間端近傍に隣接チップ区間に跨って設置した区間をいう。例えば、図２の場合、チップ区間１とチップ区間２の間が遷移区間２、チップ区間２とチップ区間３との間が遷移区間３、チップ区間３とチップ区間４の間が遷移区間４となる。なお、全ての遷移区間は同じ時間長Ｒとしている。
【００３４】
このように、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区間での拡散符号値の急激な変動を排除することにより、チップ区間端における拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の増大を防止することができる。
しかしながら、チップ区間端において拡散符号列波形を変化させ歪ませると、伝播すべき情報位相が変化してしまい、従来のＣＤＭＡ方式の受信機の構成のままでは、通信品質が劣化してしまうという問題が生じる。
【００３５】
そこで、本発明では、復調の際に、全てのチップ区間でチップ区間端まで受信信号を使用するのではなく、チップ中心付近の歪みの少ない区間の受信信号を有効領域とし、復調に使用する復調区間とすることにより、遷移区間周辺の不安定な値を除去し、安定な復調動作を行うことができるようにしている。すなわち、本発明の特徴は、特許請求の範囲に記載した通りのものであって、請求項１に記載の発明では、情報に対応してキャリア信号を位相変調して、１次変調波を生成する手段と、拡散符号の値が隣接チップ区間で異なる場合にチップ区間の端部領域の遷移区間で拡散符号の値を連続的に変化させ、拡散符号の値の急激な変動が排除された拡散符号列を発生する手段と、この手段によって発生された拡散符号列を前記１次変調波に乗じてスペクトラム拡散した拡散信号を生成し、その生成された拡散信号を送信する手段と、受信信号の中から、少なくとも前記拡散符号の値の急激な変動が排除された遷移区間を除いた復調区間の受信信号を選択する手段と、この手段によって選択された受信信号に対し逆拡散符号列を用いて逆拡散を行い情報を復元する手段とを備え、前記受信信号を選択する手段は、前記逆拡散符号列に基づき逆拡散符号の値が隣接するチップ区間で異なる場合にのみ、前記受信信号の中から前記復調区間の受信信号を選択するものであるＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機を特徴としている。
【００３６】
このように、受信信号の中から、少なくとも拡散符号の値の急激な変動が排除された遷移区間を除いた復調区間の受信信号を選択し、この選択された受信信号を用いて逆拡散を行っているから、送信側においてチップ区間端における拡散符号列を急激な変動を排除するように変化させても、安定した復調動作を行うことができる。
【００３７】
なお、受信信号を選択する手段としては、請求項２に記載の発明のように、受信信号を復調する復調手段と、逆拡散を行う手段との間にあって、復調手段によって復調された受信信号の中から復調区間の受信信号を選択するようにすることができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示す実施形態について説明する。
この実施形態における送信機は、図１に示すように、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎと拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎの間に拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎが挿入された構成となっている。なお、この送信機において、拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎ以外の構成は、図１０に示すものと同様である。この拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎを設けることにより、図２に示すように、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合にのみ、遷移区間で拡散符号値を緩やかに変化させることができる。
【００４０】
図３に、拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎの１つの構成を示す。図において、入力端子３００には、対応する拡散符号発生回路（ＣＧ）１３ｉからの拡散符号列が入力され、そのまま加算器３０１に入力される。出力端子３０６の出力は、クロック端子（ＣＬＫ）３０７に印加されるクロック信号の前縁で、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５に取り込まれ保持される。加算器３０１は、入力端子３００に入力される拡散符号値とラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５に保持されている値との差を出力する。この加算器３０１の出力値は、スムーサ（ＳＭＯ）３０３から出力される値と乗算器３０２において掛け算される。この乗算器３０２の出力は、加算器３０４において、ラッチレジスタ３０５の出力値と加算され、その加算値が出力端子３０６から出力される。
【００４１】
ここで、スムーサ（ＳＭＯ）３０３は、図４に示すように、出力（ｔ）が各遷移区間において０から１まで連続的に変化する値、例えば数式１で表わされる値を出力する。スムーサ出力（ｔ）は、チップ区間τに関して周期的に値を出力するので、ＲＯＭに１チップ区間分の出力値を格納しておき、その出力値を順次読み出すことにより、図４に示す値を周期的に出力することができる。
【００４２】
【数１】
【００４３】
次に、上記した拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）の動作を説明する。その動作は、チップ区間に対して周期的であるので、時刻ｔ＝Ｒ／２から時刻ｔ＝２τ＋Ｒ／２までについて説明するが、他のチップ区間も同様である。
遷移区間の後縁ｔ＝Ｒ／２で、クロック端子（ＣＬＫ）３０７にクロックが印加され、かつ次のチップ区間の拡散符号値が確定するものとする。図２に示すように、時刻ｔ＝Ｒ／２において、出力端子３０６の出力が１になっているので、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５には１が取り込まれ保持される。かつ、入力端子３００にはチップ区間２の拡散符号値１が印加される。ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５の出力と入力端子３００の入力が等しいので、加算器３０１の出力は０となる。従って、スムーサ（ＳＭＯ）３０３の出力値に係わりなく乗算器３０２の出力は、遷移区間２の全域において０となり、加算器３０４の出力は１のまま変化せず、出力端子３０５には値１が継続して出力される。さらに、遷移区間２の後縁ｔ＝τ＋Ｒ／２において、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５は、出力値１を取り込んで保持し、入力端子３００には次のチップ区間３の拡散符号値−１が印加される。
【００４４】
このため、加算器３０１の出力は−２となるが、スムーサ（ＳＭＯ）３０３は遷移区間３の前縁まで出力は０であるので、乗算器３０２は値０を継続して出力する。しかし、出力端子３０６には、乗算器３０４とラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５の和が出力されるので、ラッチレジスタ３０５に保持されている値１が、遷移区間３の前縁まで継続して出力される。遷移区間３において、スムーサ３０３の出力は前縁で値０から立ち上がり、終縁で値１まで連続して増大する。従って、乗算器３０２の出力は０〜−２に変化する。これにより、乗算器３０４の出力とラッチレジスタ３０５の保持値との和は、１〜−１に変化しながら出力端子３０６に現れる。このため、遷移区間３の拡散符号値は、図２に示すように滑らかに変化する波形に整形される。さらに、遷移区間３の終縁で、出力端子の値−１がラッチレジスタ３０５に取り込まれ、次の動作に移行し、上記と同様な動作が行われる。
【００４５】
このように拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎを設けることにより、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区間で拡散符号値を緩やかに変化させ、チップ区間端における拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の増大を防止することができる。しかしながら、チップ区間端における拡散符号列波形を歪ませると、伝播すべき情報位相が変化してしまい、従来のＣＤＭＡ方式の受信機の構成のままでは、通信品質が劣化してしまう。
【００４６】
また、所定の帯域幅で通信を行うために、送信波の周波数帯域を帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１により帯域制限しているが、その場合、上記のように位相を連続化させると、遷移区間における歪んだ波形が、前後の区間に干渉として影響を与え、通信品質を劣化させてしまう。すなわち、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１として、図６に示すように、ｋ個の遅延器１４０１〜１４０ｋと、これらの遅延器１４０１〜１４０ｋによって遅延された信号にタップ係数Ｗ1 〜Ｗk を乗じる乗算器１４１１〜１４１ｋと、乗算器１４１１〜１４１ｋからの信号を総和する総和回路（ＳＵＭ）１４２０からなるトランスバーサルフィルタを用いた場合、遷移区間において歪んだ波形に対応する信号がこのフィルタに入力されると、フィルタの出力は、遷移区間の前後の区間においてその影響を受けることになり、出力される所望の周波数帯域に対して異なる周波数成分が混入してしまい、このことが通信品質を劣化させる。
【００４７】
そこで、この実施形態における受信機においては、図６に示すように、各チップ区間における遷移区間を除いた区間内で復調区間を設定し、この復調区間における受信信号値を用いて逆拡散を行うようにしている。
このため、受信機においては、図７に示すように、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１と逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎの間に、選択回路（スイッチ回路）２５１、２５２を設け、タイミング制御回路２５３からタイミング信号が出力されているときにのみ、復調回路２０１からの復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）を、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎに出力するようにしている。なお、この受信機において、選択回路２５１、２５２、タイミング制御回路２５３を設けた点以外は、図１６に示すものと同様である。
【００４８】
ここで、タイミング制御回路２５３は、チップ毎に出力される信号、例えばチップ同期信号に基づき、各チップ区間内の復調区間において上記したタイミング信号を出力する。この復調区間は、チップ中心付近の歪みの少ない区間に設定され、その開始タイミングはＲ／２以後、終了タイミングはτ−Ｒ／２以前となっている。この場合、例えば、この受信機のシステムクロックによるサンプリングにて復調期間を設定するときには、図８に示すように、チップ区間のサンプル数がｎで復調区間のサンプル数がｍのとき、サンプル数がｍ／２になるとタイミング信号を出力し、ｎ−ｍ／２−１になるとタイミング信号の出力を停止するようにすれば、上記した復調区間においてのみタイミング信号を出力させることができる。なお、サンプル数がｍ／２になるまで、およびサンプル数がｎ−ｍ／２−１を超えてｎ−１になるまでは、受信信号値を用いない破棄区間となっている。
【００４９】
また、復調回路２０１の出力をＡ／Ｄ変換器にてＡ／Ｄ変換し、その変換値に基づいて逆拡散を行うように構成されている場合には、Ａ／Ｄ変換のタイミングで上記したサンプリングを行うようにしてもよい。
さらに、逆拡散符号値が隣接チップ区間と同じ場合は、不連続点が存在しないため、チップ区間の全てにおいて上記したタイミング信号を出力させるようにしてもよい。この場合、図９に示すように、上記した選択回路２５１、２５２、タイミング制御回路２５３と同構成の選択回路２１１２、２１１３、タイミング制御回路２１１１を逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎのそれぞれに設け、その逆拡散回路（ｄｅＳＳ）における逆拡散符号列を基に、タイミング制御回路２１１１が、逆拡散符号値が隣接チップ区間と同じあるか否かを判定して、逆拡散符号値が隣接チップ区間と異なる場合のみ上記したタイミング信号を出力するようにすればよい。このようにすることにより、逆拡散符号値が隣接チップ区間と同じ場合に、遷移区間における復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、直交成分ｑ（ｔ）も逆拡散処理に用いることができるので、復調の精度を向上させることができる。
【００５０】
従って、この実施形態によれば、送信機側にて、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区間で拡散符号値を緩やかに変化させ、チップ区間端における拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の増大を防止するとともに、受信機側にて、各チップ区間内の復調期間における受信信号値を用いて逆拡散を行うようにしているから、遷移区間での波形の歪みに影響されずに、精度よく復調を行うことができ、通信品質を向上させることができる。
【００５１】
また、上記した実施形態で示した各回路は、それぞれの機能を実現する手段として把握されるものである。
なお、上記した通信は、移動局と基地局との間で行われるものであるため、移動局、基地局とも、上記した送信機および受信機を備えている。従って、移動局を携帯電話のような無線機とした場合には、その無線機に上記した送信機および受信機が備えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るＣＤＭＡ送信機の構成を示す図である。
【図２】チップ区間１〜４における拡散符号列波形を示す図である。
【図３】拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）の構成を示す図である。
【図４】スムーサ（ＳＭＯ）の出力特性を示す図である。
【図５】帯域制限回路（ＢＰＦ）の構成を示す図である。
【図６】各チップ区間における遷移区間と復調区間を説明するための図である。
【図７】本発明の一実施形態に係るＣＤＭＡ受信機において、復調回路（ｄｅＭＯＤ）と逆拡散回路の間に、選択回路とタイミング制御回路を設けた構成を示す図である。
【図８】サンプル数に基づいて復調期間を設定する場合の説明図である。
【図９】逆拡散回路（ｄｅＳＳ）に、選択回路とタイミング制御回路を設けた構成を示す図である。
【図１０】従来のＣＤＭＡ送信機の構成を示す図である。
【図１１】図１０に示すＣＤＭＡ送信機の１次変調波の、シンボル０ならびにシンボル１区間における波形を示す図である。
【図１２】ＱＰＳＫのビット配置（ビットコンステレーション）例を示す図である。
【図１３】オフセットＱＰＳＫのビット配置（ビットコンステレーション）例を示す図である。
【図１４】１次変調波のシンボル区間におけるセグメント構成例を示す図である。
【図１５】セグメント区間におけるチップ構成例を示す図である。
【図１６】従来のＣＤＭＡ受信機の構成例を示す図である。
【図１７】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の復調回路（ｄｅＭＯＤ）の構成例を示す図である。
【図１８】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）の構成例を示す図である。
【図１９】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の位相補正回路（ＣＭＰ）の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１００〜１０ｎ…情報入力端子、
１１０〜１１ｎ…位相変調回路（ＭＯＤ）、
１２０〜１２ｎ…拡散回路（ＳＳ）、
１３０〜１３ｎ…拡散符号発生回路（ＣＧ）、
１４０…総和回路（ＳＵＭ）、
１４１…帯域制限回路（ＢＰＦ）、
１４２…送信回路（ＴＸ）、
１５１〜１５ｎ…拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）、
２０１…復調回路（ｄｅＭＯＤ）、
２０２…キャリア再生波、
２０３…同期検出回路（ＳＹＮＣ）、
２０４…受信制御回路（ＣＮＴ）、
２１０〜２１ｎ…逆拡散回路（ｄｅＳＳ）、
２３１〜２３ｎ…位相補正回路（ＣＭＰ）、
２４１〜２４ｎ…判断回路（ＤＥＣ）、
２５１〜２５ｎ…出力端子、
２５３、２１１１…タイミング制御回路、
２５１、２５２、２１１２、２１１３…選択回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）伝送方式を用いた無線機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、自動車電話や携帯電話等の移動通信の分野において、ＣＤＭＡ伝送方式を用いたものが実用化されている。
図１０に、一般的なＣＤＭＡ送信機の概要構成を示す。図中、入力端子１００からパイロット信号に用いる既知なる値、ならびにｎ個の情報入力端子１０１〜１０ｎから情報値が、それぞれ対応する位相変調回路（ＭＯＤ）１１０ならびに１１１〜１１ｎに入力される。入力情報の個数ｎは、同時多元接続する通信数を意味する。
【０００３】
各々の位相変調回路は、入力される情報に対応して、キャリア信号を位相変調して、入力端子１００〜１０ｎからの信号に対応するｎ＋１個の１次変調波を生成する。
拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎは、それぞれ、対応する１次変調波と、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎから印加される拡散符号列との積を、拡散符号列の時間期間（チップ期間）において同期して求め、求めた積を拡散符号として出力する。なお、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎが生成する拡散符号列は、それぞれ直交している。また、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎは、符号長Ｎがｎ＋１以上のＷａｌｓｈ関数の各行に対応する拡散符号系列を１シンボル期間内で、それぞれセグメント数だけ繰り返し発生する。
【０００４】
ｎ＋１個の拡散信号ならびに、各種の制御信号は、次いで総和回路（ＳＵＭ）１４０において、総和される。総和回路（ＳＵＭ）１４０の出力は、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１により帯域制限され、送信回路（ＴＸ）１４２において必要に応じて周波数変換し電力増幅して送信される。
ここで、図１０における位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎの動作を、以下に詳細に説明する。位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎのそれぞれは、図１１に示す１次変調波とシンボル構造のように、一定時間Ｔでキャリア信号を分割し、各期間の位相を図１２に示すＱＰＳＫのビット配置あるいは、図１３に示すオフセットＱＰＳＫのビット配置に従い、１期間で伝送するシンボル値００、０１、１０、１１に１対１に対応するようにキャリア信号の位相を変調して１次変調波を生成する。
【０００５】
ここに、１次変調波は、ＱＰＳＫ、オフセットＱＰＳＫなどの位相変調した信号の総称とする。さらに、１次変調波として、上記のようにＱＰＳＫが用いられる場合、ＱＰＳＫ波の位相は、０、９０、１８０、２７０度（あるいは、０、±９０、１８０度）の４種の値をとり、また、オフセットＱＰＳＫが用いられる場合、ＱＰＳＫ波の位相情報は、４５、１３５、２２５、３１５度（あるいは、±４５、±１３５度）の４種の値をとるものとする。位相差は、３６０度の剰余値であり、ＱＰＳＫとオフセットＱＰＳＫ波の位相は、全位相空間を最大に分割するように設定されており、例えば基準位相をＱＰＳＫでは０度、オフセットＱＰＳＫでは４５度と考えれば、全ての位相は互いに９０度ずつ離れている。１次変調波の４種の位相を状態００、０１、１０、１１と対応させれば、送信ビット系列を２ビットずつ纏めたダイビットに対応させることができ、１シンボルで２ビットずつ送信できる。
【０００６】
一方、シンボル期間Ｔは、シンボルレートの逆数で定義される量であり、シンボルレートが３２ｋシンボル／秒（以降、シンボル／秒をｓｐｓと記述する）の場合には、Ｔ＝３１．２５μ秒となる。従って、シンボルレートが３２ｋｓｐｓの場合、ＱＰＳＫの伝送速度は、６４ｋビット／秒（以降、ビット／秒をｂｐｓと記述する）となる。
【０００７】
次に、図１０の拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２０ｎの動作を説明する。上記のように、ＱＰＳＫあるいはオフセットＱＰＳＫの各４種の位相を表現するには、シンボル期間Ｔ内のキャリアの波形として互いに９０度ずつ異なる各４種の波形が必要であり、これら各４種の波形を記述するためには最小でもシンボル期間あたり４以上のサンプル数が必要となる。ここでは、シンボル期間あたりのサンプル数を４として説明する。
【０００８】
今、図１４に示すように、１次変調波の各シンボル期間を、互いに等しい時間区間のセグメント０からセグメント３までの４個のセグメント区間に分割する。ここで、セグメントとは、各シンボル期間内における単一の拡散符号列における最初の符号から最後の符号までの期間を意味する。さらに、各セグメント区間を、図１５に示すように、拡散符号列の符号数に等しい数のチップ区間に分割する。また、チップ値は、各チップ区間における１次変調波と拡散符号値との積で与えられるものとする。１次変調波が時間関数であるので、チップ値の時間分解能は、チップ期間τとなる。しかし、ＣＤＭＡ伝送においては、拡散操作と、後で説明する受信側での拡散操作を施すため、伝送する情報の時間分解能は、セグメント期間τＮとなる。ここに、Ｎは符号長である。
【０００９】
図１５に示す拡散信号の波形は、拡散符号列として、符号長３２のＷａｌｓｈ関数の第１の符号列を用いた場合を示している。拡散符号列としては、必ずしもＷａｌｓｈ関数を用いる必要はないが、互いに直交していることが必要である。ここに、符号列の内積がゼロになる場合に、その符号列が直交しているという。以下、符号長として３２のＷａｌｓｈ符号列について説明する。
【００１０】
まず、第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列を例にとって、その直交性について説明する。
第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列は、それぞれ次のように与えられる。
第０の符号列：（−１、−１、−１、−１、…、−１、−１、−１、−１）
第１の符号列：（−１、 １、−１、 １、…、−１、 １、−１、 １）
第２の符号列：（−１、−１、 １、 １、…、−１、−１、 １、 １）
第０と第１のＷａｌｓｈ符号列の内積（０、１）、第１と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積（１、２）、第０と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積（０、２）は、次のように計算できる。すなわち、
内積（０、１）＝１−１＋１−１＋…＋１−１＋１−１＝０
内積（１、２）＝１−１−１＋１＋…＋１−１−１＋１＝０
内積（０、２）＝１＋１−１−１＋…＋１＋１−１−１＝０
となる。これら内積が全て０となることから、Ｗａｌｓｈ関数の符号列が互いに直交していることが明らかになる。
【００１１】
一方、Ｗａｌｓｈ符号列自信の内積は、次のように計算できる。すなわち、
内積（０、０）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１＝３２
内積（１、１）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１＝３２
内積（２、２）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１＝３２
となり、符号長３２で正規化した、全ての符号列自身の内積は、常に単位１となる。これは、符号列としてＷａｌｓｈ符号列を用いる場合には、拡散符号列と逆拡散符号列として、互いに同じＷａｌｓｈ符号列を用いることができることを意味している。
【００１２】
今、あるセグメント期間において、上記に示す第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列を用いて３個の情報を多重伝送する場合を想定する。第０のＷａｌｓｈ符号列を用いて値ａを、第１のＷａｌｓｈ符号列を用いて値ｂを、第３のＷａｌｓｈ符号列を用いて値ｃを伝送しているものとすれば、総和回路（ＳＵＭ）１４０へ入力される情報（総和信号（０、１、２））を、チップ対応に記述すれば、次のようになる。
【００１３】
すなわち、第０のＷａｌｓｈ符号列に対応する値は、総和信号（０、１、２）と第０のＷａｌｓｈ符号列の内積で次のように与えられる。
【００１４】
同様に、第１のＷａｌｓｈ符号列に対応する値は、総和信号（０、１、２）と第１のＷａｌｓｈ符号列の内積で与えられ、その値は３２ｂとなり、第２のＷａｌｓｈ符号列に対応する値は、総和信号（０、１、２）と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積で与えられ、その値は３２ｃとなる。従って、総和信号（０、１、２）と第１のＷａｌｓｈ符号列の内積を符号長３２で正規化すれば、値ｂが正しく受信され、総和信号（０、１、２）と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積を符号長３２で正規化すれば、値ｃが正しく受信される。
【００１５】
このように、拡散符号列が互いに直交する限り、拡散符号列の数だけ多元接続でき、かつ拡散符号列が一致する場合だけ通信することができる。
なお、図１５におけるシンボル区間１のセグメント０における１次変調波は、０〜１の正なる値であり、セグメント１における１次変調波は、０〜−１の負なる値であるので、同図における対応するシンボル区間１のセグメント０のチップ値の符号は負、正の交番に、セグメント１のチップ値の符号は正、負の交番に変化する。
【００１６】
拡散信号のチップレートは、符号長が３２の場合には、３２ｋｓｐｓ・４セグメント・３２チップ／セグメント＝４．０９６Ｍチップ／秒となる（以降、チップ／秒をｃｐｓと記述する）。
全ての拡散信号は、各チップ区間において同期して変化するので、チップ値の総和をチップ区間における信号値とする総和信号は、チップ区間内では一定値を示す波形となる。従って、３２チャネルを同時通信する２Ｍｂｐｓの最大情報速度の場合でも、１チャネルの６４ｋｂｐｓの最小情報速度で伝送している場合でも、伝送情報速度には関係なく、チップレートは常に一定の４．０９６Ｍｃｐｓとなる。
【００１７】
このようにして、情報信号ならびに必要な制御信号に対応する複数個の拡散信号を、図１０に示すように、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３０ｎから出力される互いに直交する拡散符号列を用いて、拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎで生成し、次いで複数個の拡散符号の総和を総和回路（ＳＵＭ）１４０で求め、求めた総和信号を必要に応じて送信回路（ＴＸ）において周波数変換と電力増幅して、ＣＤＭＡ信号として送信する。
【００１８】
なお、ＣＤＭＡ信号の矩形波を正確に伝送するためには、チップレートの数倍の周波数帯が必要になるが、図１０に示すように、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１の機能としてバンドパスフィルタ操作が実施され、チップレート程度に周波数帯域幅が制限される。
ここで、上記のように送信回路（ＴＸ）から送信された電波が、理想的な電波伝播路を経て通信されることは、一般的に、ほとんどない。自動車電話や携帯電話等の移動通信では、送信機自体が移動するのでドップラーシフトが生じ、キャリア周波数が偏移する。あるいは、複数の電波伝播路を経て受信されることにより、受信波の位相や振幅が時間とともに変化するフェーディング現象が生じたりする。
【００１９】
そこで、受信側において、ＣＤＭＡ受信機は、受信、同期検波、受信制御、復調、逆拡散、位相補正、判断等の主要回路で構成される。
図１６において、受信制御回路（ＣＮＴ）２０４は、受信信号から受信機の制御に必要な各種制御信号を検出し、ならびに受信に必要な複数個の逆拡散符号列を出力する。同期検出回路（ＳＹＮＣ）２０３は、受信信号から、キャリア再生波、チップ同期信号、セグメント同期信号、ならびにシンボル同期信号等を出力する。
【００２０】
復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、図１７に示す構成を有している。同図において、受信回路（ＲＸ）２００と接続される入力端子２０１０に印加される受信波は、乗算器２０１１、２０１２に入力される。ここで、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、同期検波方式を一般に用いており、キャリア再生波２０２と受信波との積を乗算器２０１１で求め、続いてキャリア周期毎にアキュムレータ２０１４で累積したキャリア周期毎の内積を求め、求めた内積をラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１６で取り込み、キャリア周期期間だけ保持し、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１６で保持した値を１次変調波の復調信号の同相成分ｉ（ｔ）としてキャリア周期毎に出力する。同時に、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、キャリア再生波２０２を移相器２０１３で９０度移相した直交キャリア信号と受信波との積を乗算器２０１２で求め、続いてキャリア周期毎にアキュムレータ２０１５で累積してキャリア周期毎の内積を求め、求めた内積をラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１７で取り込み、キャリア周期期間だけ保持し、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１７で保持した値を１次変調波の復調信号の直交成分ｑ（ｔ）としてキャリア周期毎に出力する。アキュムレータ２０１４、２０１５に入力される信号Ｒは、制御端子２０１８からキャリア周期毎に入力される累積リセット信号であり、この累積リセット信号Ｒの前縁で、アキュムレータ２０１６、２０１７は入力値を保持する。
【００２１】
復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１からの復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、直交成分ｑ（ｔ）は、図１６に示すように、ｎ＋１個の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎに入力される。図１８に、この拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎの１つの構成例を示す。
入力端子２１００、２１０１に復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）がそれぞれ入力される。乗算器２１０２、２１０３は、チップ同期信号に従い、それぞれ復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）と、端子２２ｉから入力される第ｉ番の逆拡散符号列との積を求め、セグメント同期信号に従い積の累積をセグメント毎に求める。
【００２２】
ここで、ｉはｉ番目のチャネルであることを示す、また、第ｉ番の逆拡散符号列とは、送信側で用いた第ｉ番の拡散符号列に対応する逆拡散符号列をいい、Ｗａｌｓｈ関数を用いる場合には逆拡散符号列と拡散符号列は互いに等しくなっている。なお、図１６に示すように、逆拡散回路２０１〜２０ｎのそれぞれの端子２２０〜２２ｎには、対応する逆拡散符号列が入力される。
【００２３】
続いて、図１８において、乗算器２１０２、２１０３の出力は、アキュムレータ２０１４、２０１５で累積される。アキュムレータ２１０４、２１０５には、端子２１１０から累積リセット信号Ｒがセグメント毎に入力される。アキュムレータ２１０４、２１０５の出力は、それぞれ符号長で正規化され、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２１０６、２１０７でセグメント区間保持される逆拡散信号の同相成分Ｉi ' （ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑi ' （ｔ）として出力端子２１０８、２１０９から出力される。
【００２４】
なお、拡散符号列は互いに直交しているので、逆拡散符号列が送信の拡散符号列に一致する場合には、逆拡散回路２１０〜２１ｎの出力は、有限な値を出力し、正しく受信できる。逆拡散符号列が送信の拡散符号列に一致しない場合には、逆拡散回路２１０〜２１ｎの出力は、常にゼロとなり、受信信号を結果的に出力しない。
【００２５】
同時多元接続のｎ個の情報チャネルに関する逆拡散信号の同相成分Ｉi ' （ｔ）と逆拡散信号の直交成分Ｑi ' （ｔ）は、逆拡散回路２１１〜２１ｎからそれぞれ出力される。また、これらｎチャネルに共通なパイロット信号に関する逆拡散信号の同相成分Ｉ0 ' （ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑ0 ' （ｔ）は、逆拡散回路２１０から出力される。
【００２６】
これらの逆拡散信号は、それぞれ伝播中に、位相差や振幅ひずみ、遅延などの撹乱を受ける。既知の値、例えば、”０”の位相情報の１次変調を拡散したパイロット拡散信号を送信し、受信側で検知する位相差と既知の値との誤差を測定することで伝播中に生じた撹乱の位相誤差を概略知ることができる。従って、図１６に示すように、ｎチャネルの情報に対して、既知なる値を伝送するパイロット信号を１チャネル付加して、伝播中の撹乱を概略補正するパイロット方式が用いられることが多い。
【００２７】
このため、ｎ情報チャネルに対して１パイロットチャネルを付加する場合について説明するが、１情報チャネルに１パイロットチャネルを付加する場合も、あるいは各拡散信号における１次変調波の同相成分を情報に、直交成分をパイロット信号に割り当てる場合も同様である。
図１６において、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１１〜２１ｎの各出力ならびに逆拡散回路（ｄｅＳＳ）の出力は、位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎに導かれる。図１９に、この位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎの１つの構成を示す。
【００２８】
入力端子２３００と２３０１に、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１ｉから情報チャネルｉの同相成分Ｉi ' （ｔ）と逆拡散信号の直交成分Ｑi ' （ｔ）が、それぞれ入力される。また、入力端子２３０２と２３０３に、逆拡散回路２１０からパイロットチャネルの同相成分Ｉ0 ' （ｔ）と直交成分Ｑ0 ' （ｔ）が、それぞれ入力される。続いて、情報チャネルｉの同相成分Ｉi ' （ｔ）は乗算器２３１０と２３１１に、情報チャネルｉの直交成分Ｑi ' （ｔ）は乗算器２３１２と２３１３に入力され、パイロットチャネルの同相成分Ｉ0 ' （ｔ）は乗算器２３１０と２３１２に、パイロットチャネルの直交成分Ｑ0 ' （ｔ）は乗算器２３１３と２３１１に入力される。加算器２３２０は、乗算器２３１０と２３１３の出力の和を位相補正信号の同相成分Ｉi （ｔ）として端子２３４０に出力する。さらに、加算器２３２１は、乗算器２３１２の出力と乗算器２３１１の出力の差を位相補正信号の直交成分Ｑi （ｔ）として端子２３４１に出力する。
【００２９】
位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎの出力は、図１６に示すように、判断回路（ＤＥＣ）２４１〜２４ｎに導かれる。判断回路（ＤＥＣ）２４１〜２４ｎは、位相補正信号の同相成分Ｉi （ｔ）、直交成分Ｑi （ｔ）から位相角を求めるマッピングを行い、このマッピングで得られた位相角により象限判定を行って情報シンボルとしての受信シンボルＳi （ｔ）を端子２５１〜２５ｎに出力する。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＣＤＭＡ伝送方式において、１次変調波のＰＳＫ波に、Ｗａｌｓｈ符号列などの拡散符号列を乗じ、スペクトラムを拡散した拡散信号を生成する。チップ１〜チップ３における拡散符号列の時間応答波形を示す図２において、破線は従来の拡散符号列波形の１例を示している。チップ区間１ならびにチップ区間２では符号値１を、チップ区間３では符号値−１を、チップ区間４では符号値１の場合を示しているが、他の場合も同様である。チップ区間１とチップ区間２のように隣接するチップ区間で拡散符号値が互いに等しい場合には、隣接するチップ区間での拡散信号の波形に不連続性は生じない。
【００３１】
一方、チップ区間２とチップ区間３の間、あるいはチップ区間３とチップ区間４の間などのように、拡散符号値が互いに異なる場合には、チップ区間端で激しい波形の変化が拡散信号に現れる。
全てのチップ区間でチップ区間端まで符号値を保持した場合には、図２の破線で示すような激しい波形の変動がチップ区間端で生じ、拡散信号の周波数帯域幅が極端に増大する。その結果、通信品質が劣化するという問題がある。
【００３２】
そこで、本発明は、チップ区間端における拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の増大を防止し、通信品質を向上させることを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、例えば、図２の実線の波形で示すように、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区間で連続的に変化させ、遷移区間での拡散符号値の急激な変動を排除するようにしている。
ここで、遷移区間とは、各チップ区間端近傍に隣接チップ区間に跨って設置した区間をいう。例えば、図２の場合、チップ区間１とチップ区間２の間が遷移区間２、チップ区間２とチップ区間３との間が遷移区間３、チップ区間３とチップ区間４の間が遷移区間４となる。なお、全ての遷移区間は同じ時間長Ｒとしている。
【００３４】
このように、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区間での拡散符号値の急激な変動を排除することにより、チップ区間端における拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の増大を防止することができる。
しかしながら、チップ区間端において拡散符号列波形を変化させ歪ませると、伝播すべき情報位相が変化してしまい、従来のＣＤＭＡ方式の受信機の構成のままでは、通信品質が劣化してしまうという問題が生じる。
【００３５】
そこで、本発明では、復調の際に、全てのチップ区間でチップ区間端まで受信信号を使用するのではなく、チップ中心付近の歪みの少ない区間の受信信号を有効領域とし、復調に使用する復調区間とすることにより、遷移区間周辺の不安定な値を除去し、安定な復調動作を行うことができるようにしている。すなわち、本発明の特徴は、特許請求の範囲に記載した通りのものであって、請求項１に記載の発明では、情報に対応してキャリア信号を位相変調して、１次変調波を生成する手段と、拡散符号の値が隣接チップ区間で異なる場合にチップ区間の端部領域の遷移区間で拡散符号の値を連続的に変化させ、拡散符号の値の急激な変動が排除された拡散符号列を発生する手段と、この手段によって発生された拡散符号列を前記１次変調波に乗じてスペクトラム拡散した拡散信号を生成し、その生成された拡散信号を送信する手段と、受信信号の中から、少なくとも前記拡散符号の値の急激な変動が排除された遷移区間を除いた復調区間の受信信号を選択する手段と、この手段によって選択された受信信号に対し逆拡散符号列を用いて逆拡散を行い情報を復元する手段とを備え、前記受信信号を選択する手段は、前記逆拡散符号列に基づき逆拡散符号の値が隣接するチップ区間で異なる場合にのみ、前記受信信号の中から前記復調区間の受信信号を選択するものであるＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機を特徴としている。
【００３６】
このように、受信信号の中から、少なくとも拡散符号の値の急激な変動が排除された遷移区間を除いた復調区間の受信信号を選択し、この選択された受信信号を用いて逆拡散を行っているから、送信側においてチップ区間端における拡散符号列を急激な変動を排除するように変化させても、安定した復調動作を行うことができる。
【００３７】
なお、受信信号を選択する手段としては、請求項２に記載の発明のように、受信信号を復調する復調手段と、逆拡散を行う手段との間にあって、復調手段によって復調された受信信号の中から復調区間の受信信号を選択するようにすることができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示す実施形態について説明する。
この実施形態における送信機は、図１に示すように、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎと拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎの間に拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎが挿入された構成となっている。なお、この送信機において、拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎ以外の構成は、図１０に示すものと同様である。この拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎを設けることにより、図２に示すように、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合にのみ、遷移区間で拡散符号値を緩やかに変化させることができる。
【００４０】
図３に、拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎの１つの構成を示す。図において、入力端子３００には、対応する拡散符号発生回路（ＣＧ）１３ｉからの拡散符号列が入力され、そのまま加算器３０１に入力される。出力端子３０６の出力は、クロック端子（ＣＬＫ）３０７に印加されるクロック信号の前縁で、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５に取り込まれ保持される。加算器３０１は、入力端子３００に入力される拡散符号値とラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５に保持されている値との差を出力する。この加算器３０１の出力値は、スムーサ（ＳＭＯ）３０３から出力される値と乗算器３０２において掛け算される。この乗算器３０２の出力は、加算器３０４において、ラッチレジスタ３０５の出力値と加算され、その加算値が出力端子３０６から出力される。
【００４１】
ここで、スムーサ（ＳＭＯ）３０３は、図４に示すように、出力（ｔ）が各遷移区間において０から１まで連続的に変化する値、例えば数式１で表わされる値を出力する。スムーサ出力（ｔ）は、チップ区間τに関して周期的に値を出力するので、ＲＯＭに１チップ区間分の出力値を格納しておき、その出力値を順次読み出すことにより、図４に示す値を周期的に出力することができる。
【００４２】
【数１】
次に、上記した拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）の動作を説明する。その動作は、チップ区間に対して周期的であるので、時刻ｔ＝Ｒ／２から時刻ｔ＝２τ＋Ｒ／２までについて説明するが、他のチップ区間も同様である。
遷移区間の後縁ｔ＝Ｒ／２で、クロック端子（ＣＬＫ）３０７にクロックが印加され、かつ次のチップ区間の拡散符号値が確定するものとする。図２に示すように、時刻ｔ＝Ｒ／２において、出力端子３０６の出力が１になっているので、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５には１が取り込まれ保持される。かつ、入力端子３００にはチップ区間２の拡散符号値１が印加される。ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５の出力と入力端子３００の入力が等しいので、加算器３０１の出力は０となる。従って、スムーサ（ＳＭＯ）３０３の出力値に係わりなく乗算器３０２の出力は、遷移区間２の全域において０となり、加算器３０４の出力は１のまま変化せず、出力端子３０５には値１が継続して出力される。さらに、遷移区間２の後縁ｔ＝τ＋Ｒ／２において、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５は、出力値１を取り込んで保持し、入力端子３００には次のチップ区間３の拡散符号値−１が印加される。
【００４４】
このため、加算器３０１の出力は−２となるが、スムーサ（ＳＭＯ）３０３は遷移区間３の前縁まで出力は０であるので、乗算器３０２は値０を継続して出力する。しかし、出力端子３０６には、乗算器３０４とラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５の和が出力されるので、ラッチレジスタ３０５に保持されている値１が、遷移区間３の前縁まで継続して出力される。遷移区間３において、スムーサ３０３の出力は前縁で値０から立ち上がり、終縁で値１まで連続して増大する。従って、乗算器３０２の出力は０〜−２に変化する。これにより、乗算器３０４の出力とラッチレジスタ３０５の保持値との和は、１〜−１に変化しながら出力端子３０６に現れる。このため、遷移区間３の拡散符号値は、図２に示すように滑らかに変化する波形に整形される。さらに、遷移区間３の終縁で、出力端子の値−１がラッチレジスタ３０５に取り込まれ、次の動作に移行し、上記と同様な動作が行われる。
【００４５】
このように拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎを設けることにより、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区間で拡散符号値を緩やかに変化させ、チップ区間端における拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の増大を防止することができる。しかしながら、チップ区間端における拡散符号列波形を歪ませると、伝播すべき情報位相が変化してしまい、従来のＣＤＭＡ方式の受信機の構成のままでは、通信品質が劣化してしまう。
【００４６】
また、所定の帯域幅で通信を行うために、送信波の周波数帯域を帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１により帯域制限しているが、その場合、上記のように位相を連続化させると、遷移区間における歪んだ波形が、前後の区間に干渉として影響を与え、通信品質を劣化させてしまう。すなわち、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１として、図６に示すように、ｋ個の遅延器１４０１〜１４０ｋと、これらの遅延器１４０１〜１４０ｋによって遅延された信号にタップ係数Ｗ1 〜Ｗk を乗じる乗算器１４１１〜１４１ｋと、乗算器１４１１〜１４１ｋからの信号を総和する総和回路（ＳＵＭ）１４２０からなるトランスバーサルフィルタを用いた場合、遷移区間において歪んだ波形に対応する信号がこのフィルタに入力されると、フィルタの出力は、遷移区間の前後の区間においてその影響を受けることになり、出力される所望の周波数帯域に対して異なる周波数成分が混入してしまい、このことが通信品質を劣化させる。
【００４７】
そこで、この実施形態における受信機においては、図６に示すように、各チップ区間における遷移区間を除いた区間内で復調区間を設定し、この復調区間における受信信号値を用いて逆拡散を行うようにしている。
このため、受信機においては、図７に示すように、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１と逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎの間に、選択回路（スイッチ回路）２５１、２５２を設け、タイミング制御回路２５３からタイミング信号が出力されているときにのみ、復調回路２０１からの復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）を、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎに出力するようにしている。なお、この受信機において、選択回路２５１、２５２、タイミング制御回路２５３を設けた点以外は、図１６に示すものと同様である。
【００４８】
ここで、タイミング制御回路２５３は、チップ毎に出力される信号、例えばチップ同期信号に基づき、各チップ区間内の復調区間において上記したタイミング信号を出力する。この復調区間は、チップ中心付近の歪みの少ない区間に設定され、その開始タイミングはＲ／２以後、終了タイミングはτ−Ｒ／２以前となっている。この場合、例えば、この受信機のシステムクロックによるサンプリングにて復調期間を設定するときには、図８に示すように、チップ区間のサンプル数がｎで復調区間のサンプル数がｍのとき、サンプル数がｍ／２になるとタイミング信号を出力し、ｎ−ｍ／２−１になるとタイミング信号の出力を停止するようにすれば、上記した復調区間においてのみタイミング信号を出力させることができる。なお、サンプル数がｍ／２になるまで、およびサンプル数がｎ−ｍ／２−１を超えてｎ−１になるまでは、受信信号値を用いない破棄区間となっている。
【００４９】
また、復調回路２０１の出力をＡ／Ｄ変換器にてＡ／Ｄ変換し、その変換値に基づいて逆拡散を行うように構成されている場合には、Ａ／Ｄ変換のタイミングで上記したサンプリングを行うようにしてもよい。
さらに、逆拡散符号値が隣接チップ区間と同じ場合は、不連続点が存在しないため、チップ区間の全てにおいて上記したタイミング信号を出力させるようにしてもよい。この場合、図９に示すように、上記した選択回路２５１、２５２、タイミング制御回路２５３と同構成の選択回路２１１２、２１１３、タイミング制御回路２１１１を逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎのそれぞれに設け、その逆拡散回路（ｄｅＳＳ）における逆拡散符号列を基に、タイミング制御回路２１１１が、逆拡散符号値が隣接チップ区間と同じあるか否かを判定して、逆拡散符号値が隣接チップ区間と異なる場合のみ上記したタイミング信号を出力するようにすればよい。このようにすることにより、逆拡散符号値が隣接チップ区間と同じ場合に、遷移区間における復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、直交成分ｑ（ｔ）も逆拡散処理に用いることができるので、復調の精度を向上させることができる。
【００５０】
従って、この実施形態によれば、送信機側にて、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区間で拡散符号値を緩やかに変化させ、チップ区間端における拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の増大を防止するとともに、受信機側にて、各チップ区間内の復調期間における受信信号値を用いて逆拡散を行うようにしているから、遷移区間での波形の歪みに影響されずに、精度よく復調を行うことができ、通信品質を向上させることができる。
【００５１】
また、上記した実施形態で示した各回路は、それぞれの機能を実現する手段として把握されるものである。
なお、上記した通信は、移動局と基地局との間で行われるものであるため、移動局、基地局とも、上記した送信機および受信機を備えている。従って、移動局を携帯電話のような無線機とした場合には、その無線機に上記した送信機および受信機が備えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るＣＤＭＡ送信機の構成を示す図である。
【図２】チップ区間１〜４における拡散符号列波形を示す図である。
【図３】拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）の構成を示す図である。
【図４】スムーサ（ＳＭＯ）の出力特性を示す図である。
【図５】帯域制限回路（ＢＰＦ）の構成を示す図である。
【図６】各チップ区間における遷移区間と復調区間を説明するための図である。
【図７】本発明の一実施形態に係るＣＤＭＡ受信機において、復調回路（ｄｅＭＯＤ）と逆拡散回路の間に、選択回路とタイミング制御回路を設けた構成を示す図である。
【図８】サンプル数に基づいて復調期間を設定する場合の説明図である。
【図９】逆拡散回路（ｄｅＳＳ）に、選択回路とタイミング制御回路を設けた構成を示す図である。
【図１０】従来のＣＤＭＡ送信機の構成を示す図である。
【図１１】図１０に示すＣＤＭＡ送信機の１次変調波の、シンボル０ならびにシンボル１区間における波形を示す図である。
【図１２】ＱＰＳＫのビット配置（ビットコンステレーション）例を示す図である。
【図１３】オフセットＱＰＳＫのビット配置（ビットコンステレーション）例を示す図である。
【図１４】１次変調波のシンボル区間におけるセグメント構成例を示す図である。
【図１５】セグメント区間におけるチップ構成例を示す図である。
【図１６】従来のＣＤＭＡ受信機の構成例を示す図である。
【図１７】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の復調回路（ｄｅＭＯＤ）の構成例を示す図である。
【図１８】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）の構成例を示す図である。
【図１９】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の位相補正回路（ＣＭＰ）の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１００〜１０ｎ…情報入力端子、
１１０〜１１ｎ…位相変調回路（ＭＯＤ）、
１２０〜１２ｎ…拡散回路（ＳＳ）、
１３０〜１３ｎ…拡散符号発生回路（ＣＧ）、
１４０…総和回路（ＳＵＭ）、
１４１…帯域制限回路（ＢＰＦ）、
１４２…送信回路（ＴＸ）、
１５１〜１５ｎ…拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）、
２０１…復調回路（ｄｅＭＯＤ）、
２０２…キャリア再生波、
２０３…同期検出回路（ＳＹＮＣ）、
２０４…受信制御回路（ＣＮＴ）、
２１０〜２１ｎ…逆拡散回路（ｄｅＳＳ）、
２３１〜２３ｎ…位相補正回路（ＣＭＰ）、
２４１〜２４ｎ…判断回路（ＤＥＣ）、
２５１〜２５ｎ…出力端子、
２５３、２１１１…タイミング制御回路、
２５１、２５２、２１１２、２１１３…選択回路。
Claims (2)
- 情報に対応してキャリア信号を位相変調して、１次変調波を生成する手段と、
拡散符号の値が隣接チップ区間で異なる場合にチップ区間の端部領域の遷移区間で拡散符号の値を連続的に変化させ、拡散符号の値の急激な変動が排除された拡散符号列を発生する手段と、
この手段によって発生された拡散符号列を前記１次変調波に乗じてスペクトラム拡散した拡散信号を生成し、その生成された拡散信号を送信する手段と、
受信信号の中から、少なくとも前記拡散符号の値の急激な変動が排除された遷移区間を除いた復調区間の受信信号を選択する手段と、
この手段によって選択された受信信号に対し逆拡散符号列を用いて逆拡散を行い情報を復元する手段とを備え、
前記受信信号を選択する手段は、前記逆拡散符号列に基づき逆拡散符号の値が隣接するチップ区間で異なる場合にのみ、前記受信信号の中から前記復調区間の受信信号を選択するものであることを特徴とするＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機。 - 前記送信された拡散信号を受信して復調する手段を備え、前記受信信号を選択する手段は、前記復調された受信信号の中から前記復調区間の受信信号を選択するものであることを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機。
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