JPWO2013140712A1 - Self-detecting heterodyne system and radar apparatus including the same - Google Patents

Abstract

自己検波ヘテロダインシステムは、第１および第２のイメージリジェクションミキサ（１１，１２）と、中間周波信号で受信ミキサ出力信号を同期検波することで検波出力信号を生成する中間周波検波器（１３）と、第１または第２のイメージリジェクションミキサに係る信号側波帯とイメージ側波帯とを反転させるように切り替え可能な切替手段（２４）とを備えている。The self-detection heterodyne system includes first and second image rejection mixers (11, 12) and an intermediate frequency detector (13) that generates a detection output signal by synchronously detecting the reception mixer output signal with the intermediate frequency signal. And a switching means (24) capable of switching so as to invert the signal sideband and the image sideband related to the first or second image rejection mixer.

Description

本発明は、自己検波ヘテロダインシステムに関し、特に、イメージリジェクションミキサを備えた自己検波ヘテロダインシステムに関するものである。   The present invention relates to a self-detection heterodyne system, and more particularly to a self-detection heterodyne system including an image rejection mixer.

近年、社会的に環境技術に関心が高まる中、状況に応じた各種制御を行うためのセンサー技術に注目が集まっている。その中で、離れた場所にある物体をリモートセンシングする方式として、例えば赤外線や超音波を使用するものがあるが、より高感度に物体を検出できることへの要求が高まっており、電波を利用した方式に対する関心が特に高い。   In recent years, with increasing interest in environmental technology in society, attention has been focused on sensor technology for performing various controls according to the situation. Among them, as a method of remotely sensing an object in a remote place, for example, there is a method using infrared rays or ultrasonic waves, but the demand for detecting an object with higher sensitivity is increasing, and radio waves are used. Interest in the method is particularly high.

電波方式であるレーダ装置には、パルス方式、ＣＷ（連続波）方式、スペクトラム拡散方式等の種類がある。この中でＣＷ方式では、テスト用の高周波信号を送信すると共に、対象物に反射して戻ってくる受信信号を自らが発信した送信信号と同期を取ってミキシングするという自己検波の動作に基づいてセンシングが行われる。このＣＷ方式において、受信の系として、複数回に分けて周波数変換を行うヘテロダイン方式を用いれば、より高い検出感度を得ることができる。   There are various types of radar apparatuses that are radio systems, such as a pulse system, a CW (continuous wave) system, and a spread spectrum system. Among them, the CW method is based on a self-detection operation in which a high-frequency signal for testing is transmitted and a reception signal reflected back to the object is mixed in synchronization with a transmission signal transmitted by itself. Sensing is performed. In this CW system, if a heterodyne system that performs frequency conversion in a plurality of times is used as a reception system, higher detection sensitivity can be obtained.

以下、図７を参照しながら、特許文献１に例示される従来の自己検波ヘテロダインシステムについて説明する。   Hereinafter, a conventional self-detecting heterodyne system exemplified in Patent Document 1 will be described with reference to FIG.

図７において、高周波信号源６００は、ミリ波帯の信号を発生させるものであり、周波数がｆの高周波信号を発生させる。高周波信号は、分配器６０１で２分岐され、一方は周波数シフタ６０４へ、他方は遅延器６０２を介して第１局部発振器６０３へ出力される。   In FIG. 7, a high-frequency signal source 600 generates a millimeter-wave band signal, and generates a high-frequency signal having a frequency f. The high-frequency signal is branched into two by the distributor 601, one being output to the frequency shifter 604 and the other being output to the first local oscillator 603 via the delay device 602.

周波数シフタ６０４は、シンセサイザ６０６で生成される周波数がｆ２である信号（以下、信号Ｆ２と称する。）により、高周波信号の周波数をシフトする機能を有する。周波数シフタ６０４は、高周波信号および信号Ｆ２を用いて、周波数がｆ１の送信信号を生成し、テスト対象６０８に向けて送信する。特許文献１には、周波数シフタ６０４は、機械式のドップラー周波数シフタとして記載されており、駆動信号発生器６０５によって駆動される。また、送信信号の周波数は、信号Ｆ２の周波数のｉ倍（ｉは整数）だけ高周波信号からシフトしている。ここで、高周波信号、信号Ｆ２、および送信信号の周波数は、ｆ＝ｆ１＋ｉ×ｆ２を満たすものとする。   The frequency shifter 604 has a function of shifting the frequency of the high-frequency signal by a signal generated by the synthesizer 606 and having a frequency f2 (hereinafter referred to as a signal F2). The frequency shifter 604 generates a transmission signal having a frequency f1 using the high-frequency signal and the signal F2, and transmits the transmission signal to the test target 608. In Patent Document 1, the frequency shifter 604 is described as a mechanical Doppler frequency shifter and is driven by a drive signal generator 605. The frequency of the transmission signal is shifted from the high frequency signal by i times (i is an integer) the frequency of the signal F2. Here, it is assumed that the frequencies of the high-frequency signal, the signal F2, and the transmission signal satisfy f = f1 + i × f2.

送信信号は、テスト対象６０８で反射される際にテスト対象の動きに応じて周波数がシフトするいわゆるドップラーシフトを起こす。これにより、テスト対象６０８の動きが反映されて変調を帯びた送信信号は、受信信号として戻ってくる。   When the transmission signal is reflected by the test object 608, a so-called Doppler shift in which the frequency shifts according to the movement of the test object occurs. As a result, the transmission signal having the modulation reflecting the movement of the test object 608 returns as the reception signal.

ミキサ６０９に入力された受信信号は、第１局部発振器６０３から出力される周波数がｆの信号とミキシングされ、周波数がｉ×ｆ２である第１中間周波信号に変換される。遅延器６０２は、テスト対象で反射され戻ってくる間の伝播遅延を補償する。第１中間周波信号は、ミキサ６１１において、第２局部発振器６０７から出力される周波数がｆ３の信号とミキシングされ、周波数がｉ×ｆ２−ｆ３である第２中間周波信号に変換される。第２局部発振器６０７は、シンセサイザ６０６が生成する周波数がｆ３である信号によって制御される。   The reception signal input to the mixer 609 is mixed with a signal having a frequency f output from the first local oscillator 603, and converted to a first intermediate frequency signal having a frequency i × f2. Delay device 602 compensates for propagation delay while being reflected back from the test object. In the mixer 611, the first intermediate frequency signal is mixed with a signal having a frequency f3 output from the second local oscillator 607, and converted to a second intermediate frequency signal having a frequency of i × f2−f3. The second local oscillator 607 is controlled by a signal whose frequency generated by the synthesizer 606 is f3.

第２中間周波数信号は、同期検波器６１３において、シンセサイザ６０６が生成する周波数がｉ×ｆ２−ｆ３である信号で同期検波される。そして、その結果が受信出力信号として出力される。このようにしてテスト対象６０８の動きに応じた電気信号を復調して取り出すことができる。   The second intermediate frequency signal is synchronously detected by the synchronous detector 613 with a signal whose frequency generated by the synthesizer 606 is i × f2−f3. The result is output as a reception output signal. In this way, an electrical signal corresponding to the movement of the test object 608 can be demodulated and extracted.

図７において、ドップラー周波数シフタ６０４によって送信信号を生成しているが、イメージリジェクションミキサを用いた単側波帯変調器によっても生成することが可能である。ここで、非特許文献１に開示されている単側波帯変調器の構成について、以下、図８および図９を用いて説明する。   In FIG. 7, the transmission signal is generated by the Doppler frequency shifter 604, but it can also be generated by a single sideband modulator using an image rejection mixer. Here, the configuration of the single sideband modulator disclosed in Non-Patent Document 1 will be described below with reference to FIGS.

図８は、単側波帯変調器の構成図である。この単側波帯変調器は、ミキサ７００，７０１、および入力された信号から互いに９０度の位相差をもつ２つの信号を生成する９０度移相器７０２，７０３を有する。   FIG. 8 is a block diagram of a single sideband modulator. This single sideband modulator has mixers 700 and 701 and 90-degree phase shifters 702 and 703 that generate two signals having a phase difference of 90 degrees from the input signals.

９０度移相器７０３は、周波数がｆＬＯである局部発振高周波信号を受け、位相が０度である信号をミキサ７００に、位相が−９０度である信号をミキサ７０１に出力する。このように、位相差が互いに９０度である２つの信号は直交信号と呼ばれ、直交ミキサ７０４はこれら直交局部発振高周波信号が入力されるミキサ７００，７０１を有する。   The 90-degree phase shifter 703 receives a local oscillation high-frequency signal having a frequency of fLO, and outputs a signal having a phase of 0 degree to the mixer 700 and a signal having a phase of −90 degrees to the mixer 701. As described above, two signals having a phase difference of 90 degrees are called orthogonal signals, and the orthogonal mixer 704 includes mixers 700 and 701 to which these orthogonal local oscillation high-frequency signals are input.

９０度移相器７０２は、周波数がｆＩＦである中間周波信号を受け、位相が０度である信号をミキサ７００に、位相が−９０度である信号をミキサ７０１に出力する。直交ミキサ７０４は、９０度移相器７０２，７０３のそれぞれの出力を信号処理して２つの出力信号を生成する。直交ミキサ７０４の２つの出力信号は加算されて送信信号となる。   The 90-degree phase shifter 702 receives an intermediate frequency signal having a frequency of fIF, and outputs a signal having a phase of 0 degree to the mixer 700 and a signal having a phase of −90 degrees to the mixer 701. The quadrature mixer 704 performs signal processing on the outputs of the 90-degree phase shifters 702 and 703 to generate two output signals. The two output signals of the orthogonal mixer 704 are added to become a transmission signal.

なお、イメージリジェクションミキサ７０５は、９０度移相器７０２と直交ミキサ７０４とから構成され、後述するように、不要なイメージ側波帯の周波数成分を抑圧する機能を有する。このように構成された単側波帯変調器の送信信号の周波数スペクトル図を図９（ａ）に示す。   Note that the image rejection mixer 705 includes a 90-degree phase shifter 702 and a quadrature mixer 704, and has a function of suppressing unnecessary image sideband frequency components, as will be described later. FIG. 9A shows a frequency spectrum diagram of a transmission signal of the single sideband modulator configured as described above.

ｆＬＯ−ｆＩＦで示される周波数にもっとも大きなパワーをもった周波数成分８００が現れると共に、ｆＬＯおよびｆＬＯ＋ｆＩＦで示される周波数にそれぞれ小さなパワーの周波数成分８０１，８０２が現れる。   A frequency component 800 having the largest power appears at a frequency indicated by fLO−fIF, and frequency components 801 and 802 having small power appear at frequencies indicated by fLO and fLO + fIF, respectively.

周波数成分８０２は、９０度移相器７０２，７０３や直交ミキサ７０４を通過する信号の振幅や位相が、理想特性からずれた場合に生じるものであり、望ましくない不要成分である。局部発振周波数ｆＬＯに対して上下の近傍周波数帯を側波帯と呼び、希望周波数成分８００が現れる側波帯を信号側波帯、不要周波数成分８０２が現れる側波帯をイメージ側波帯と呼ぶ。図９（ａ）では、局部発振周波数に対して下側の下側波帯が信号側波帯、上側の上側波帯がイメージ側波帯となっている。   The frequency component 802 is generated when the amplitude and phase of the signal passing through the 90-degree phase shifters 702 and 703 and the quadrature mixer 704 deviate from ideal characteristics, and is an undesirable unnecessary component. The adjacent frequency bands above and below the local oscillation frequency fLO are called sidebands, the sideband where the desired frequency component 800 appears is called the signal sideband, and the sideband where the unnecessary frequency component 802 appears is called the image sideband. . In FIG. 9A, the lower sideband below the local oscillation frequency is the signal sideband, and the upper sideband is the image sideband.

信号側波帯の希望周波数成分８００に対するイメージ側波帯の不要周波数成分８０２の比率はイメージリジェクション量と呼ばれる。このイメージリジェクション量は、通常、−４０ｄＢ以下であることが望ましい。そのため、イメージリジェクション量が適切な値となるように、９０度移相器７０２あるいは９０度移相器７０３で生成される２つの出力信号の互いの位相差を調整するなどの方法がとられる。ここで、イメージリジェクション量が適切な値となっているか否かを確認するためには、イメージリジェクション量をモニターする必要がある。つまり、高周波信号である送信信号をモニターする必要があるが、モニターする信号が高周波のままだと扱いにくいため、送信信号を二乗検波器に通して、イメージリジェクション量に応じた低周波数成分に変換することが行われる。   The ratio of the unwanted frequency component 802 in the image sideband to the desired frequency component 800 in the signal sideband is called an image rejection amount. In general, the image rejection amount is desirably −40 dB or less. Therefore, a method such as adjusting the phase difference between the two output signals generated by the 90-degree phase shifter 702 or the 90-degree phase shifter 703 so that the image rejection amount becomes an appropriate value is employed. . Here, in order to confirm whether or not the image rejection amount is an appropriate value, it is necessary to monitor the image rejection amount. In other words, it is necessary to monitor the transmission signal, which is a high-frequency signal, but it is difficult to handle if the signal to be monitored remains at a high frequency, so the transmission signal is passed through a square detector to reduce the low-frequency component according to the amount of image rejection. Conversion is done.

図９（ｂ）は、二乗検波器の出力の周波数スペクトル図である。図９（ｂ）に示すように、２×ｆＩＦで示される周波数に現れる周波数成分８０４は、イメージ側波帯の不要周波数成分８０２に比例した大きさとなる。周波数成分８０４は、低周波であるため信号処理が容易となる。例えば、周波数が２×ｆＩＦである信号を通過させるバンドパスフィルタで、その信号を抜き出して検波することで、イメージリジェクション量をモニターすることができる。したがって、そのモニター値に応じて、９０度移相器７０２あるいは９０度移相器７０３で生成される信号の位相調整を行うことでイメージリジェクション量を最適にすることが可能となる。   FIG. 9B is a frequency spectrum diagram of the output of the square detector. As shown in FIG. 9B, the frequency component 804 that appears at the frequency indicated by 2 × fIF has a magnitude proportional to the unnecessary frequency component 802 of the image sideband. Since the frequency component 804 has a low frequency, signal processing becomes easy. For example, the amount of image rejection can be monitored by extracting and detecting the signal with a band-pass filter that passes a signal having a frequency of 2 × fIF. Therefore, the amount of image rejection can be optimized by adjusting the phase of the signal generated by the 90-degree phase shifter 702 or the 90-degree phase shifter 703 according to the monitor value.

米国特許第５２６３１９３号明細書US Pat. No. 5,263,193

D. M. Treyer and W. Bachtold, "Investigation of a Self-Calibration SSB Modulator," IEEE Trans. Microw.Theory Tech., vol. 53, no. 12, pp. 3806-3816, Dec. 2005D. M. Treyer and W. Bachtold, "Investigation of a Self-Calibration SSB Modulator," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., Vol. 53, no. 12, pp. 3806-3816, Dec. 2005

ところが、図７に示したヘテロダイン方式の受信システムにおいては、イメージ妨害が課題となる。具体的に、本来受信したい信号側波帯の希望信号に加えて、イメージ側波帯の不要信号が同時に受信された場合、どちらの信号も同じ中間周波数に変換され、希望信号と不要信号が重なり合うため受信感度が低下してしまう。これがイメージ妨害である。イメージ妨害を回避する手法のひとつとして、ミキサ６０９をイメージリジェクションミキサで構成することがあげられる。図８ではイメージリジェクションミキサ７０５を用いた単側波帯変調器の構成を示したが、受信ミキサとして使用するイメージリジェクションミキサは、図１０に示すように、図８の一部を変更した構成となる。すなわち、送信信号に換えて受信信号を２分して直交ミキサ９０４に入力し、直交ミキサ９０４の２つの出力のうち一方（ミキサ９０１の出力）に９０度の位相差を与えた後に他方（ミキサ９００の出力）と加算して中間周波信号として出力させる構成になる。このように構成されたイメージリジェクションミキサ９０５に、受信信号としてイメージ側波帯の信号を入力した場合は、出力に中間周波信号は現れず、信号側波帯の信号を入力した場合にのみ出力に中間周波信号が現れる。   However, in the heterodyne reception system shown in FIG. 7, image disturbance becomes a problem. Specifically, when an image sideband unwanted signal is received at the same time in addition to the desired signal sideband desired signal, both signals are converted to the same intermediate frequency, and the desired signal and the unwanted signal overlap. Therefore, the reception sensitivity is lowered. This is image disturbance. One technique for avoiding image interference is to configure the mixer 609 with an image rejection mixer. Although FIG. 8 shows the configuration of a single sideband modulator using the image rejection mixer 705, the image rejection mixer used as a reception mixer has a part of FIG. 8 changed as shown in FIG. It becomes composition. That is, the received signal is divided into two in place of the transmission signal and input to the quadrature mixer 904, and one of the two outputs of the quadrature mixer 904 (the output of the mixer 901) is given a phase difference of 90 degrees and then the other (mixer) 900 output) and output as an intermediate frequency signal. When an image sideband signal is input as a received signal to the image rejection mixer 905 configured as described above, an intermediate frequency signal does not appear in the output, and only when a signal sideband signal is input. An intermediate frequency signal appears.

しかしながら、９０度移相器９０２や直交ミキサ９０４を通過する信号の振幅や位相が理想特性からずれた場合、イメージ側波帯の信号がイメージリジェクションミキサ９０５に入力されても、その信号は十分には抑圧されないおそれがある。この場合、イメージリジェクションミキサ９０５の出力に、イメージ側波帯の信号が漏れてきて受信感度が低下する可能性がある。   However, if the amplitude and phase of the signal passing through the 90-degree phase shifter 902 and the quadrature mixer 904 deviate from ideal characteristics, the signal is sufficient even if the image sideband signal is input to the image rejection mixer 905. May not be suppressed. In this case, there is a possibility that the image sideband signal leaks to the output of the image rejection mixer 905 and the reception sensitivity is lowered.

図８に示す、送信システムに用いた単側波帯変調器の場合と同様に、信号側波帯の信号を入力した場合の利得に対するイメージ側波帯の信号を入力した場合の利得をイメージリジェクション量と呼ぶことができる。受信システムにおいて、このイメージリジェクション量の調整を行うためには、イメージ側波帯の信号を発生させるための専用の信号源を用意する必要がある。そして、その信号源で発生する信号をイメージリジェクションミキサ９０５に入力しながら、受信出力信号が最小となるように、９０度移相器９０２を通過する信号の位相を調整する必要がある。   As in the case of the single sideband modulator used in the transmission system shown in FIG. 8, the gain when the image sideband signal is input relative to the gain when the signal sideband signal is input is image-rejected. It can be called the action amount. In order to adjust the image rejection amount in the receiving system, it is necessary to prepare a dedicated signal source for generating the image sideband signal. Then, it is necessary to adjust the phase of the signal passing through the 90-degree phase shifter 902 so that the received output signal is minimized while the signal generated by the signal source is input to the image rejection mixer 905.

このように、従来の自己検波ヘテロダインシステムにおいては、送信側のイメージリジェクション量を調整するために、二乗検波器やバンドパスフィルタが必要となる。さらに、受信側におけるイメージリジェクション量を調整するために、イメージ側波帯の信号を発生させる専用の信号源を備える必要がある。つまり、受信感度を良好に保つためには、システム全体の回路規模が増大してしまう。   As described above, in the conventional self-detection heterodyne system, a square detector and a band-pass filter are required to adjust the image rejection amount on the transmission side. Furthermore, in order to adjust the image rejection amount on the receiving side, it is necessary to provide a dedicated signal source for generating an image sideband signal. That is, in order to keep the reception sensitivity good, the circuit scale of the entire system increases.

かかる点に鑑みて、本発明は、小さい回路規模でありながらも、良好な受信感度を実現することができる自己検波ヘテロダインシステムを提供することを課題とする。   In view of this point, an object of the present invention is to provide a self-detecting heterodyne system that can realize good reception sensitivity even with a small circuit scale.

上記課題を解決するため本発明によって次のような解決手段を講じた。すなわち、自己検波ヘテロダインシステムは、中間周波信号と、直交局部発振高周波信号とを混合することによって、送信信号を生成するように構成された第１のイメージリジェクションミキサと、前記直交局部発振高周波信号と受信信号とを混合することによって、受信ミキサ出力信号を生成するように構成された第２のイメージリジェクションミキサと、前記中間周波信号で前記受信ミキサ出力信号を同期検波することで検波出力信号を生成する中間周波検波器と、前記第１または第２のイメージリジェクションミキサのいずれか一方に設けられ、当該イメージリジェクションミキサに係る信号側波帯とイメージ側波帯との位置関係が反転した状態となるように切り替え可能な切替手段とを備えている。   In order to solve the above problems, the present invention has taken the following solutions. That is, the self-detection heterodyne system includes a first image rejection mixer configured to generate a transmission signal by mixing an intermediate frequency signal and an orthogonal local oscillation high frequency signal, and the orthogonal local oscillation high frequency signal. A second image rejection mixer configured to generate a received mixer output signal by mixing the received signal and the received signal, and a detection output signal by synchronously detecting the received mixer output signal with the intermediate frequency signal The intermediate frequency detector for generating the image and the first or second image rejection mixer are provided, and the positional relationship between the signal sideband and the image sideband related to the image rejection mixer is inverted. Switching means that can be switched so as to achieve the above state.

これによると、第１のイメージリジェクションミキサによって、送信信号が生成される。また、第２のイメージリジェクションミキサによって、受信ミキサ出力信号が生成される。また、第１および第２のイメージリジェクションミキサは、イメージ側波帯の信号を抑圧するものである。そして、中間周波検波器によって、中間周波信号で受信ミキサ出力信号を同期検波することで検波出力信号が生成される。   According to this, a transmission signal is generated by the first image rejection mixer. Further, a reception mixer output signal is generated by the second image rejection mixer. The first and second image rejection mixers suppress image sideband signals. Then, a detection output signal is generated by synchronously detecting the reception mixer output signal with the intermediate frequency signal by the intermediate frequency detector.

また、例えば第１のイメージリジェクションミキサには切替手段が設けられており、切替手段によって、第１のイメージリジェクションミキサにおける信号側波帯とイメージ側波帯とが反転可能になっている。つまり、送信信号と受信信号とで信号側波帯とイメージ側波帯との位置関係が入れ替わった状態となる。したがって、例えば、送信信号が信号側波帯の信号である場合、第２のイメージリジェクションミキサに入力される受信信号はイメージ側波帯の信号であるため抑圧される。第２のイメージリジェクションミキサに切替手段を設けた場合も同様である。   Further, for example, the first image rejection mixer is provided with switching means, and the switching means enables the signal sideband and the image sideband in the first image rejection mixer to be inverted. That is, the positional relationship between the signal sideband and the image sideband is switched between the transmission signal and the reception signal. Therefore, for example, when the transmission signal is a signal in the signal sideband, the reception signal input to the second image rejection mixer is suppressed because it is an image sideband signal. The same applies when the second image rejection mixer is provided with switching means.

したがって、切替手段をいずれか一方のイメージリジェクションミキサに設け、信号側波帯とイメージ側波帯とが入れ替え可能な構成であればよいため、小さい回路規模で、かつ良好な受信感度を維持することができる。   Therefore, since any switching means may be provided in any one of the image rejection mixers so that the signal sideband and the image sideband can be interchanged, a small circuit scale and good reception sensitivity can be maintained. be able to.

また、レーダ装置は、上記自己検波ヘテロダインシステムを備えている。これによると、レーダ装置の小型化および高感度化を図ることができる。   The radar apparatus includes the self-detection heterodyne system. According to this, it is possible to reduce the size and the sensitivity of the radar apparatus.

本発明によると、小さい回路規模でありながらも、良好な受信感度を実現することができる自己検波ヘテロダインシステムを提供することができる。   According to the present invention, it is possible to provide a self-detecting heterodyne system capable of realizing good reception sensitivity even with a small circuit scale.

図１は、第１の実施形態に係る自己検波ヘテロダインシステムの概略構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of the self-detection heterodyne system according to the first embodiment. 図２は、図１の自己検波ヘテロダインシステムの具体例を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of the self-detection heterodyne system of FIG. 図３は、第１の実施形態に係る自己検波ヘテロダインシステムの動作を説明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the self-detection heterodyne system according to the first embodiment. 図４は、第２の実施形態に係る自己検波ヘテロダインシステムを示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a self-detection heterodyne system according to the second embodiment. 図５は、第３の実施形態に係る自己検波ヘテロダインシステムを示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a self-detection heterodyne system according to the third embodiment. 図６は、第４の実施形態に係るレーダ装置を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a radar apparatus according to the fourth embodiment. 図７は、従来の自己検波ヘテロダインシステムを示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a conventional self-detecting heterodyne system. 図８は、従来の単側波帯変調器を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a conventional single sideband modulator. 図９は、図８の単側波帯変調器の動作を説明するための図である。FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the single sideband modulator of FIG. 図１０は、従来の受信システムに用いられるイメージリジェクションミキサを示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing an image rejection mixer used in a conventional receiving system.

以下、図面を参照しながら本発明に係る実施形態を詳細に説明する。なお、以下の説明で用いる図について、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。   Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, about the figure used in the following description, the same code | symbol is attached | subjected to the same component and the overlapping description is abbreviate | omitted.

＜第１実施形態＞
図１は、第１の実施形態に係る自己検波ヘテロダインシステムの概略構成を示すブロック図である。自己検波ヘテロダインシステムは、第１および第２のイメージリジェクションミキサ１１，１２と、中間周波検波器１３と、コントローラ１４とを有している。<First Embodiment>
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of the self-detection heterodyne system according to the first embodiment. The self-detection heterodyne system includes first and second image rejection mixers 11 and 12, an intermediate frequency detector 13, and a controller 14.

第１のイメージリジェクションミキサ１１は、直交した局部発振高周波信号で駆動され、この直交局部発振高周波信号と、中間周波信号とをミキシングして、信号側波帯が上側波帯または下側波帯のいずれかに位置する単側波帯信号である送信信号を生成する。また、イメージリジェクションミキサ１１は、信号側波帯と反対の側波帯であるイメージ側波帯に位置する信号を抑圧するように構成されている。送信信号は、対象物体で反射し、その物体の動きに応じて周波数がドップラーシフトした信号となる。そして、その信号が受信信号として自己検波ヘテロダインシステムに戻ってくる。   The first image rejection mixer 11 is driven by orthogonal local oscillation high-frequency signals, and this orthogonal local oscillation high-frequency signal and the intermediate frequency signal are mixed so that the signal sideband is the upper sideband or the lower sideband. A transmission signal which is a single sideband signal located in any of the above is generated. The image rejection mixer 11 is configured to suppress a signal located in the image sideband that is the sideband opposite to the signal sideband. The transmission signal is reflected by the target object and becomes a signal whose frequency is Doppler shifted according to the movement of the object. The signal then returns to the self-detecting heterodyne system as a received signal.

第２のイメージリジェクションミキサ１２は、イメージリジェクションミキサ１１と同様に直交局部発振高周波信号で駆動される。イメージリジェクションミキサ１２は、送信信号と同一周波数帯の受信信号を受信し、受信信号を中間周波である受信ミキサ出力信号に変換する。また、イメージリジェクションミキサ１２は、イメージ側波帯の信号を抑圧するように構成されている。   Similar to the image rejection mixer 11, the second image rejection mixer 12 is driven by an orthogonal local oscillation high-frequency signal. The image rejection mixer 12 receives a reception signal in the same frequency band as the transmission signal, and converts the reception signal into a reception mixer output signal that is an intermediate frequency. The image rejection mixer 12 is configured to suppress the image sideband signal.

これらイメージリジェクションミキサ１１，１２は、コントローラ１４から出力されるコントロール信号に応じて、後述するイメージリジェクション量が調整可能に構成されている。   The image rejection mixers 11 and 12 are configured to be able to adjust an image rejection amount described later in accordance with a control signal output from the controller 14.

中間周波検波器１３は、受信ミキサ出力信号が入力され、イメージリジェクションミキサ１１に入力される中間周波信号で、受信ミキサ出力信号を同期検波することで、受信信号に含まれる対象物体の動きが反映された電気信号を復調する。そして、その結果を検波出力信号として出力する。   The intermediate frequency detector 13 receives the output of the reception mixer output signal and performs synchronous detection of the reception mixer output signal with the intermediate frequency signal input to the image rejection mixer 11, so that the movement of the target object included in the reception signal is detected. Demodulate the reflected electrical signal. Then, the result is output as a detection output signal.

コントローラ１４は、検波出力信号のＤＣオフセットに応じた制御値のコントロール信号を生成する。イメージリジェクションミキサ１１，１２はコントロール信号の制御値に応じてイメージリジェクション量を調整する。なお、ＤＣオフセットがない場合、コントロール信号の制御値を例えばゼロにすればよい。   The controller 14 generates a control signal having a control value corresponding to the DC offset of the detection output signal. The image rejection mixers 11 and 12 adjust the image rejection amount according to the control value of the control signal. If there is no DC offset, the control value of the control signal may be set to zero, for example.

図２は、図１の自己検波ヘテロダインシステムのさらに具体的なブロック図である。図２に示すように、イメージリジェクションミキサ１１は、第１の直交ミキサ２１と、９０度移相器である第１の移相器２２と、切替手段としてのスイッチ２４とを有している。信号源２３は直交局部発振高周波信号を発生させる。直交局部発振高周波信号は、位相差が略９０度である２つの信号を有する。   FIG. 2 is a more specific block diagram of the self-detecting heterodyne system of FIG. As shown in FIG. 2, the image rejection mixer 11 includes a first quadrature mixer 21, a first phase shifter 22 that is a 90-degree phase shifter, and a switch 24 as a switching unit. . The signal source 23 generates an orthogonal local oscillation high frequency signal. The orthogonal local oscillation high-frequency signal has two signals having a phase difference of approximately 90 degrees.

直交ミキサ２１は、２つのミキサ２１０，２１１で構成されている。ミキサ２１０には、直交局部発振高周波信号に含まれる２つの信号のいずれか一方と、移相器２２の出力のいずれか一方とが入力される。ミキサ２１１には、直交局部発振高周波信号の他方と、移相器２２の出力の他方とが入力される。   The orthogonal mixer 21 is composed of two mixers 210 and 211. One of the two signals included in the orthogonal local oscillation high-frequency signal and one of the outputs of the phase shifter 22 are input to the mixer 210. The other of the orthogonal local oscillation high-frequency signals and the other of the outputs of the phase shifter 22 are input to the mixer 211.

移相器２２は、入力された中間周波信号から、位相差が互いに略９０度となる直交中間周波信号を生成して出力する。   The phase shifter 22 generates and outputs an orthogonal intermediate frequency signal having a phase difference of approximately 90 degrees from the input intermediate frequency signal.

スイッチ２４は、直交局部発振高周波信号のそれぞれをいずれのミキサ２１０，２１１に接続するかを切り替える。具体的に、スイッチ２４が第１の状態として図中Ａを選択する状態であるとき、第１の局部発振高周波信号はミキサ２１０に接続され、第２の局部発振高周波信号はミキサ２１１に接続される。一方、スイッチ２４が第２の状態として図中Ｂを選択する状態であるとき、第１の局部発振高周波信号はミキサ２１１に接続され、第２の局部発振高周波信号はミキサ２１０に接続される。なお、図示しないが、スイッチ２４は、例えばコントローラ１４によって切替制御されてもよい。   The switch 24 switches which of the mixers 210 and 211 is connected to each of the orthogonal local oscillation high-frequency signals. Specifically, when the switch 24 is in the state of selecting A in the figure as the first state, the first local oscillation high-frequency signal is connected to the mixer 210, and the second local oscillation high-frequency signal is connected to the mixer 211. The On the other hand, when the switch 24 is in the state of selecting B in the figure as the second state, the first local oscillation high-frequency signal is connected to the mixer 211 and the second local oscillation high-frequency signal is connected to the mixer 210. Although not shown, the switch 24 may be controlled to be switched by the controller 14, for example.

そして、直交ミキサ２１の２つの出力信号が加算されることで単側波帯の送信信号が生成される。スイッチ２４を切り替えることで、送信信号が現れる信号側波帯を上側波帯と下側波帯のいずれに割り当てるかを設定することができる。   Then, the two output signals of the orthogonal mixer 21 are added to generate a single sideband transmission signal. By switching the switch 24, it is possible to set whether the signal sideband in which the transmission signal appears is assigned to the upper sideband or the lower sideband.

イメージリジェクションミキサ１２は、第２の直交ミキサ２５と、９０度移相器である第２の移相器２６とを備えている。   The image rejection mixer 12 includes a second quadrature mixer 25 and a second phase shifter 26 that is a 90-degree phase shifter.

直交ミキサ２５は、直交局部発振高周波信号と受信信号とを受けて、２つの中間周波信号を生成する。直交ミキサ２５は、２つのミキサ２５０，２５１を備えている。ミキサ２５０には、受信信号と、第１の直交局部発振高周波信号とが入力される。ミキサ２５１には、受信信号と、第２の直交局部発振高周波信号とが入力される。そして、ミキサ２５１の出力である中間周波信号は移相器２６に入力され、略９０度の位相変位が加えられる。その後、移相器２６およびミキサ２５０のそれぞれの出力が加算されることで受信ミキサ出力信号が生成される。なお、ミキサ２５０の出力である中間周波信号を移相器２６に入力し、略９０度の位相変位を加えてもよい。つまり、直交ミキサ２５の２つの出力のうちの一方の位相を略９０度シフトすればよい。   The quadrature mixer 25 receives the quadrature local oscillation high frequency signal and the reception signal, and generates two intermediate frequency signals. The orthogonal mixer 25 includes two mixers 250 and 251. The mixer 250 receives the received signal and the first orthogonal local oscillation high frequency signal. The mixer 251 receives the received signal and the second orthogonal local oscillation high frequency signal. Then, the intermediate frequency signal that is the output of the mixer 251 is input to the phase shifter 26, and a phase displacement of approximately 90 degrees is applied. Thereafter, the outputs of the phase shifter 26 and the mixer 250 are added to generate a reception mixer output signal. Note that an intermediate frequency signal, which is the output of the mixer 250, may be input to the phase shifter 26 to add a phase shift of approximately 90 degrees. That is, the phase of one of the two outputs of the quadrature mixer 25 may be shifted by approximately 90 degrees.

本実施形態において、コントローラ１４から出力されるコントロール信号は移相器２２，２６に接続されており、移相器２２，２６がそれぞれを通過する信号の位相をコントロール信号に応じて調整することで、イメージリジェクション量の調整が可能となっている。   In the present embodiment, the control signal output from the controller 14 is connected to the phase shifters 22 and 26, and the phase shifters 22 and 26 adjust the phase of the signal passing through each of them according to the control signal. The image rejection amount can be adjusted.

以上のように構成された自己検波ヘテロダインシステムについて、以下、図３を用いてその動作を説明する。まず、自己検波ヘテロダインシステムが、移動体の検出を行う通常モードに設定されているとする。この場合において、スイッチ２４は第１の状態であり、信号側波帯は下側波帯にあるものとする。このときの送信信号のスペクトル図を図３（ａ）に示す。   The operation of the self-detecting heterodyne system configured as described above will be described below with reference to FIG. First, it is assumed that the self-detection heterodyne system is set to a normal mode for detecting a moving object. In this case, it is assumed that the switch 24 is in the first state and the signal sideband is in the lower sideband. A spectrum diagram of the transmission signal at this time is shown in FIG.

図３（ａ）に示すように、ｆＬＯ−ｆＩＦで示される周波数に最も大きなパワーの周波数成分３００が現れると共に、ｆＬＯおよびｆＬＯ＋ｆＩＦで示される周波数には小さなパワーの周波数成分３０１，３０２が現れる。周波数成分３０２は、イメージ側波帯に位置し、移相器２２や直交ミキサ２１を通過する信号の振幅や位相が理想特性からずれた場合に生じるものであり、望ましくない不要成分である。信号側波帯の希望周波数成分３００に対するイメージ側波帯の不要周波数成分３０２の比率がイメージリジェクション量である。   As shown in FIG. 3A, a frequency component 300 having the largest power appears at the frequency indicated by fLO−fIF, and frequency components 301 and 302 having small power appear at the frequencies indicated by fLO and fLO + fIF. The frequency component 302 is generated when the amplitude and phase of a signal that is located in the image sideband and passes through the phase shifter 22 and the quadrature mixer 21 deviate from the ideal characteristics, and is an undesirable unnecessary component. The ratio of the unwanted frequency component 302 of the image sideband to the desired frequency component 300 of the signal sideband is the image rejection amount.

一方、受信の系における、受信信号から検波出力信号への変換利得と周波数との関係を図３（ｃ）に示す。図３（ｃ）に示すように、イメージ側波帯に位置する、周波数がｆＬＯ＋ｆＩＦである信号の変換利得が抑圧されている場合、イメージリジェクションミキサ１２におけるイメージリジェクション量は最適であると言える。ところが、移相器２６や直交ミキサ２５を通過する信号の振幅や位相が理想特性からずれることにより、周波数がｆＬＯ−ｆＩＦである信号側波帯の変換利得に対するイメージ側波帯の変換利得の抑圧度であるイメージリジェクション量は劣化する。   On the other hand, FIG. 3C shows the relationship between the conversion gain from the received signal to the detection output signal and the frequency in the reception system. As shown in FIG. 3C, when the conversion gain of the signal having the frequency fLO + fIF located in the image sideband is suppressed, it can be said that the image rejection amount in the image rejection mixer 12 is optimal. . However, since the amplitude and phase of the signal passing through the phase shifter 26 and the quadrature mixer 25 deviate from the ideal characteristics, the image sideband conversion gain is suppressed with respect to the conversion gain of the signal sideband whose frequency is fLO-fIF. The image rejection amount, which is the degree, deteriorates.

そこで、イメージリジェクションミキサ１１，１２におけるイメージリジェクション量を最適状態に調整するために、自己検波ヘテロダインシステムを調整モードに設定する。この場合において、スイッチ２４は第２の状態となる。このときの送信信号のスペクトル図は図３（ｂ）に示すように、信号側波帯とイメージ側波帯が図３（ａ）の場合から反転した状態となる。   Therefore, in order to adjust the image rejection amount in the image rejection mixers 11 and 12 to the optimum state, the self-detection heterodyne system is set to the adjustment mode. In this case, the switch 24 is in the second state. In the spectrum diagram of the transmission signal at this time, as shown in FIG. 3B, the signal sideband and the image sideband are inverted from the case of FIG.

ここで、イメージリジェクションミキサ１１，１２のイメージリジェクション量が最適状態にある場合は、図３（ｂ）に示すような周波数成分を含んだ送信信号が受信信号として受信の系に入力されても、その信号は抑圧される。受信の系においては、上側波帯である周波数成分３０２はイメージ側波帯に位置するため、図３（ｃ）に示すように抑圧されるからである。その結果、中間周波検波器１３の出力には検波出力信号が現れない。   Here, when the image rejection amounts of the image rejection mixers 11 and 12 are in the optimum state, a transmission signal including a frequency component as shown in FIG. 3B is input to the reception system as a reception signal. However, the signal is suppressed. This is because, in the reception system, the frequency component 302 that is the upper sideband is located in the image sideband and is suppressed as shown in FIG. As a result, no detection output signal appears at the output of the intermediate frequency detector 13.

しかしながら、イメージリジェクション量が劣化している場合、つまり図３（ｃ）に示す、ｆＬＯ＋ｆＩＦの周波数における変換利得の抑圧度が劣化している場合、イメージ側波帯に位置する信号の抑圧が不十分となるため、検波出力信号にはＤＣオフセットが発生する。すなわち、ＤＣオフセットは、イメージリジェクション量の劣化度合いを表す指標となる。そこで、コントローラ１４は、検波出力信号のＤＣオフセットが最小になるようにコントロール信号の制御値を決定し、このコントロール信号で移相器２２，２６の位相を制御する。これにより、送信側および受信側の双方におけるイメージリジェクション量を最適状態にすることができる。   However, when the image rejection amount is deteriorated, that is, when the degree of suppression of the conversion gain at the frequency fLO + fIF shown in FIG. 3C is deteriorated, the suppression of the signal located in the image sideband is not performed. Therefore, a DC offset is generated in the detection output signal. That is, the DC offset is an index representing the degree of degradation of the image rejection amount. Therefore, the controller 14 determines the control value of the control signal so that the DC offset of the detection output signal is minimized, and controls the phase of the phase shifters 22 and 26 with this control signal. As a result, the image rejection amount on both the transmission side and the reception side can be optimized.

図３（ｄ）は、スイッチ２４が第２の状態である調整モードにおいて、イメージリジェクションミキサ１１，１２に接続された直交局部発振高周波信号に含まれる２つの信号の位相差が理想状態から６度ずれて９６度であった場合に、移相器２２，２６が与える位相変位を変化させたときのＤＣオフセットをシミュレーションした結果である。図３（ｄ）に示すように、直交局部発振高周波信号の互いの位相差の誤差を打ち消すように、コントローラ１４が、移相器２２，２６における位相変位を、理想特性に−６度の補正を加えた８４度に設定することで、ＤＣオフセットが最小となることがわかる。なお、コントローラ１４は、ＤＣオフセットがより小さくなるように、移相器２２，２６における位相変位を制御してもよい。   FIG. 3D shows that, in the adjustment mode in which the switch 24 is in the second state, the phase difference between the two signals included in the orthogonal local oscillation high-frequency signal connected to the image rejection mixers 11 and 12 is 6 from the ideal state. This is a result of simulating a DC offset when the phase displacement given by the phase shifters 22 and 26 is changed when the angle is 96 degrees. As shown in FIG. 3D, the controller 14 corrects the phase shift in the phase shifters 22 and 26 by -6 degrees to the ideal characteristic so as to cancel the error of the phase difference between the orthogonal local oscillation high-frequency signals. It can be seen that the DC offset is minimized by setting the angle to 84 degrees with the addition of. The controller 14 may control the phase displacement in the phase shifters 22 and 26 so that the DC offset becomes smaller.

そして、調整モードにおいてイメージリジェクション量の制御が完了すると、スイッチ２４は第１の状態となり、自己検波ヘテロダインシステムが通常モードに移行する。   When the control of the image rejection amount is completed in the adjustment mode, the switch 24 enters the first state, and the self-detection heterodyne system shifts to the normal mode.

以上、本実施形態によると、従来技術で問題であった、送信信号のイメージリジェクション量を最適に調整するために、モニター用の二乗検波器やバンドパスフィルタを設ける必要がない。さらに、受信の系の変換利得のイメージリジェクション量を調整するために、イメージ側波帯の信号を発生させるための専用の信号源を用意する必要もない。   As described above, according to the present embodiment, it is not necessary to provide a monitor square detector or a band-pass filter in order to optimally adjust the image rejection amount of the transmission signal, which was a problem in the prior art. Furthermore, it is not necessary to prepare a dedicated signal source for generating image sideband signals in order to adjust the image rejection amount of the conversion gain of the receiving system.

つまり、本実施形態では、イメージリジェクションミキサ１１内にスイッチ２４を追加することで、通常モードの動作に最低限必要な小さい回路規模のままで、イメージリジェクション量の調整を行うことができる。さらに、イメージリジェクションミキサ１１，１２におけるイメージリジェクション量をそれぞれ個別にではなく、同時に調整することができる。これにより、良好な受信感度を維持することができる。   That is, in this embodiment, by adding the switch 24 in the image rejection mixer 11, the image rejection amount can be adjusted with the minimum circuit scale necessary for the operation in the normal mode. Furthermore, the image rejection amounts in the image rejection mixers 11 and 12 can be adjusted simultaneously instead of individually. As a result, good reception sensitivity can be maintained.

＜第２の実施形態＞
図４は、第２の実施形態に係る自己検波ヘテロダインシステムを示すブロック図である。本実施形態と第１の実施形態との相違点は、移相器の挿入箇所であり、本実施形態における移相器４１，４２は中間周波ではなく高周波において位相変位を与える働きを持つ。以下、第１の実施形態との相違点について説明する。<Second Embodiment>
FIG. 4 is a block diagram showing a self-detection heterodyne system according to the second embodiment. The difference between the present embodiment and the first embodiment is the insertion position of the phase shifter, and the phase shifters 41 and 42 in this embodiment have a function of giving a phase displacement at a high frequency instead of an intermediate frequency. Hereinafter, differences from the first embodiment will be described.

イメージリジェクションミキサ１１において、ミキサ２１０の出力信号は、第１の移相器としての移相器４１に入力されて、略９０度の位相変位が加えられる。そして、移相器４１およびミキサ２１１のそれぞれの出力が加算されて、送信信号が生成される。なお、ミキサ２１１の出力信号を移相器４１に入力し、略９０度の位相変位を加えてもよい。つまり、直交ミキサ２１の２つの出力のうちの一方の位相を略９０度シフトすればよい。   In the image rejection mixer 11, the output signal of the mixer 210 is input to the phase shifter 41 as the first phase shifter, and a phase shift of approximately 90 degrees is added. Then, the respective outputs of the phase shifter 41 and the mixer 211 are added to generate a transmission signal. Note that the output signal of the mixer 211 may be input to the phase shifter 41 to add a phase displacement of approximately 90 degrees. That is, the phase of one of the two outputs of the orthogonal mixer 21 may be shifted by approximately 90 degrees.

イメージリジェクションミキサ１２において、受信信号は２分され、一方が第２の移相器としての移相器４２に入力されて、他方に対して略９０度の位相差をもった信号となる。そして、これら２つの信号は、直交ミキサ２５に入力され、直交局部発振高周波信号とミキシングされる。その後、直交ミキサ２５の２つの出力が加算されて受信ミキサ出力信号が生成される。   In the image rejection mixer 12, the received signal is divided into two, and one is input to the phase shifter 42 as the second phase shifter, and becomes a signal having a phase difference of about 90 degrees with respect to the other. These two signals are input to the orthogonal mixer 25 and mixed with the orthogonal local oscillation high frequency signal. Thereafter, the two outputs of the orthogonal mixer 25 are added to generate a reception mixer output signal.

本実施形態のように構成された自己検波ヘテロダインシステムにおいても、送信信号のスペクトル図は図３(ａ)もしくは(ｂ)のようになり、受信の系における変換利得の特性図は図３（ｃ）のようになるため、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。   Also in the self-detection heterodyne system configured as in the present embodiment, the spectrum diagram of the transmission signal is as shown in FIG. 3A or 3B, and the characteristic diagram of the conversion gain in the reception system is FIG. Therefore, the same effect as in the first embodiment can be obtained.

なお、本実施形態では、移相器４１，４２を通過する信号は高周波であるため、これらを半導体基板上に形成した場合、９０度の位相変位を与えるために必要な回路の占有面積は、２つの移相器が中間周波を扱う場合に比べて小さくなるという利点がある。   In the present embodiment, since the signals passing through the phase shifters 41 and 42 are high frequency, when these are formed on a semiconductor substrate, the area occupied by the circuit necessary to give a phase displacement of 90 degrees is There is an advantage that the two phase shifters are smaller than the case where the intermediate frequency is handled.

＜第３の実施形態＞
図５は、第３の実施形態に係る自己検波ヘテロダインシステムの具体例を示すブロック図である。本実施形態では、コントローラ１４は、移相器ではなく、直交高周波信号源２３を制御する。具体的に、本実施形態に係る自己検波ヘテロダインシステムが調整モードであるとき、コントローラ１４は、検波出力信号のＤＣオフセットに応じて、直交高周波信号源２３で発生する２つの信号の位相差を調整する。<Third Embodiment>
FIG. 5 is a block diagram showing a specific example of the self-detection heterodyne system according to the third embodiment. In the present embodiment, the controller 14 controls the quadrature high-frequency signal source 23 instead of the phase shifter. Specifically, when the self-detection heterodyne system according to this embodiment is in the adjustment mode, the controller 14 adjusts the phase difference between the two signals generated by the orthogonal high-frequency signal source 23 according to the DC offset of the detection output signal. To do.

以上、本実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、コントロール信号による制御対象が１つで済む。   As described above, also in this embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained. Furthermore, only one control object is required by the control signal.

なお、上記各実施形態のイメージリジェクションミキサ１１において、直交高周波信号源２３と直交ミキサ２１との間にスイッチ２４を設けた場合について説明したが、直交中間周波信号と直交ミキサ２１との間にスイッチ２４を設けてもよい。また、スイッチ２４を切り替えることによって、直交ミキサ２１から出力される２つの信号のうちの一方の位相を反転させてもよい。つまり、図３（ａ），（ｂ）に示したように、スイッチ２４を切り替えることによって、信号側波帯とイメージ側波帯とが入れ替われるような構成であればよい。   In the image rejection mixer 11 of each of the above embodiments, the case where the switch 24 is provided between the orthogonal high-frequency signal source 23 and the orthogonal mixer 21 has been described. A switch 24 may be provided. Further, by switching the switch 24, one of the two signals output from the quadrature mixer 21 may be inverted. In other words, as shown in FIGS. 3A and 3B, the signal sideband and the image sideband may be switched by switching the switch 24.

また、イメージリジェクションミキサ１１にスイッチ２４を設けた場合について説明したが、イメージリジェクションミキサ１２にスイッチ２４を設けてもよく、例えば、直交高周波信号源２３と直交ミキサ２５との間にスイッチ２４を設けてもよい。つまり、受信の系においても、信号側波帯とイメージ側波帯とが入れ替え可能な構成であればよく、図３（ｃ）に示したように、変換利得が抑圧される周波数が、上側波帯であるｆＬＯ＋ｆＩＦと下側波帯であるｆＬＯ−ｆＩＦとに切替可能であればよい。   Further, although the case where the switch 24 is provided in the image rejection mixer 11 has been described, the switch 24 may be provided in the image rejection mixer 12, for example, the switch 24 between the orthogonal high-frequency signal source 23 and the orthogonal mixer 25. May be provided. In other words, the receiving system may be configured so that the signal sideband and the image sideband can be interchanged. As shown in FIG. 3C, the frequency at which the conversion gain is suppressed is the upper sideband. It is only necessary to be able to switch between fLO + fIF, which is a band, and fLO-fIF, which is a lower sideband.

また、上記各実施形態において、コントローラ１４を省略してもよい。例えば、図２において、イメージリジェクションミキサ１１に設けられたスイッチ２４を切り替えることによって、送信信号と受信信号とで、信号側波帯とイメージ側波帯とが反転可能となるように構成されていればよい。   In each of the above embodiments, the controller 14 may be omitted. For example, in FIG. 2, by switching the switch 24 provided in the image rejection mixer 11, the signal sideband and the image sideband can be inverted between the transmission signal and the reception signal. Just do it.

＜第４の実施形態＞
図６は、第４の実施形態に係るレーダ装置のブロック図である。本実施形態のレーダ装置３０は、図１に示す自己検波ヘテロダインシステムと、送信アンテナ３１と、受信アンテナ３２と、ベースバンド信号処理部３５とを備えている。なお、本実施形態のレーダ装置３０には、上記各実施形態の自己検波ヘテロダインシステムのいずれを用いてもよい。<Fourth Embodiment>
FIG. 6 is a block diagram of a radar apparatus according to the fourth embodiment. The radar apparatus 30 of this embodiment includes the self-detection heterodyne system shown in FIG. 1, a transmission antenna 31, a reception antenna 32, and a baseband signal processing unit 35. Note that any of the self-detection heterodyne systems of the above embodiments may be used for the radar device 30 of the present embodiment.

レーダ装置３０において、イメージリジェクションミキサ１１で生成された送信信号は、送信アンテナ３１から外部に出力される。送信信号は物体４０に当たって反射し、その物体の動きに応じて周波数がドップラーシフトし、受信信号として受信アンテナ３２によって受信される。受信された受信信号は、自己検波ヘテロダインシステムによって検波出力信号に変換される。   In the radar device 30, the transmission signal generated by the image rejection mixer 11 is output from the transmission antenna 31 to the outside. The transmission signal hits the object 40 and is reflected, the frequency is Doppler shifted according to the movement of the object, and is received by the reception antenna 32 as a reception signal. The received signal is converted into a detection output signal by a self-detection heterodyne system.

ベースバンド信号処理部３５は、検波出力信号を分析して、分析結果を出力する。分析結果は例えば、物体４０の相対速度やレーダ装置３０から物体４０までの距離などの物体４０に関する情報である。   The baseband signal processing unit 35 analyzes the detection output signal and outputs the analysis result. The analysis result is information about the object 40 such as the relative speed of the object 40 and the distance from the radar apparatus 30 to the object 40.

以上、本実施形態によると、小さい回路規模で、かつ受信感度が高い自己検波ヘテロダインシステムを用いることで、レーダ装置３０の小型化および高感度化が可能になる。なお、送信アンテナ３１および受信アンテナ３２をレーダ装置３０の外部に設けてもよい。   As described above, according to this embodiment, the radar apparatus 30 can be reduced in size and increased in sensitivity by using a self-detection heterodyne system having a small circuit scale and high reception sensitivity. Note that the transmission antenna 31 and the reception antenna 32 may be provided outside the radar apparatus 30.

本発明に係る自己検波ヘテロダインシステムは、小型化および高感度化が求められるレーダ装置等に有用である。   The self-detecting heterodyne system according to the present invention is useful for a radar apparatus and the like that are required to be downsized and highly sensitive.

１１ 第１のイメージリジェクションミキサ
１２ 第２のイメージリジェクションミキサ
１３ 中間周波検波器
１４ コントローラ
２１ 第１の直交ミキサ
２２，４１ 第１の移相器
２４ スイッチ
２５ 第２の直交ミキサ
２６，４２ 第２の移相器
３０ レーダ装置
３５ ベースバンド信号処理部
４０ 物体（対象物）DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 1st image rejection mixer 12 2nd image rejection mixer 13 Intermediate frequency detector 14 Controller 21 1st quadrature mixer 22,41 1st phase shifter 24 Switch 25 2nd quadrature mixer 26,42 2nd Phase shifter 2 30 Radar device 35 Baseband signal processor 40 Object (object)

Claims (8)

自己検波ヘテロダインシステムであって、
中間周波信号と、直交局部発振高周波信号とを混合することによって、送信信号を生成するように構成された第１のイメージリジェクションミキサと、
前記直交局部発振高周波信号と受信信号とを混合することによって、受信ミキサ出力信号を生成するように構成された第２のイメージリジェクションミキサと、
前記中間周波信号で前記受信ミキサ出力信号を同期検波することで検波出力信号を生成する中間周波検波器と、
前記第１または第２のイメージリジェクションミキサのいずれか一方に設けられ、当該イメージリジェクションミキサに係る信号側波帯とイメージ側波帯との位置関係が反転した状態となるように切り替え可能な切替手段とを備えている
ことを特徴とする自己検波ヘテロダインシステム。A self-detecting heterodyne system,
A first image rejection mixer configured to generate a transmission signal by mixing the intermediate frequency signal and the orthogonal local oscillation high frequency signal;
A second image rejection mixer configured to generate a reception mixer output signal by mixing the orthogonal local oscillation high frequency signal and the reception signal;
An intermediate frequency detector that generates a detection output signal by synchronously detecting the reception mixer output signal with the intermediate frequency signal;
Provided in one of the first or second image rejection mixer, and can be switched so that the positional relationship between the signal sideband and the image sideband related to the image rejection mixer is inverted. A self-detecting heterodyne system comprising switching means. 請求項１の自己検波ヘテロダインシステムにおいて、
前記第１のイメージリジェクションミキサは、
前記中間周波信号を受け、直交中間周波信号を生成する第１の移相器と、
前記直交局部発振高周波信号と、前記直交中間周波信号とが入力される第１の直交ミキサとを有し、
前記第１の直交ミキサの２つの出力同士を加算することで前記送信信号を生成するものであり、
前記第２のイメージリジェクションミキサは、
前記直交局部発振高周波信号と、前記受信信号とが入力される第２の直交ミキサと、
前記第２の直交ミキサの２つの出力のうちいずれか一方の位相を、他方よりも略９０度ずらす第２の移相器とを有し、
前記第２の直交ミキサの一方の出力と前記第２の移相器の出力とを加算することで前記受信ミキサ出力信号を生成するものである
ことを特徴とする自己検波ヘテロダインシステム。The self-detecting heterodyne system of claim 1
The first image rejection mixer is:
A first phase shifter that receives the intermediate frequency signal and generates a quadrature intermediate frequency signal;
A first orthogonal mixer to which the orthogonal local oscillation high frequency signal and the orthogonal intermediate frequency signal are input;
The transmission signal is generated by adding two outputs of the first orthogonal mixer.
The second image rejection mixer is:
A second orthogonal mixer to which the orthogonal local oscillation high-frequency signal and the reception signal are input;
A second phase shifter that shifts the phase of either one of the two outputs of the second quadrature mixer by approximately 90 degrees from the other;
A self-detecting heterodyne system characterized by generating the reception mixer output signal by adding one output of the second quadrature mixer and the output of the second phase shifter. 請求項１の自己検波ヘテロダインシステムにおいて、
前記第１のイメージリジェクションミキサは、
前記中間周波信号と、前記直交局部発振高周波信号とが入力される第１の直交ミキサと、
前記第１の直交ミキサの２つの出力のうちいずれか一方の位相を、他方よりも略９０度ずらす第１の移相器とを有し、
前記第１の直交ミキサの一方の出力と前記第１の移相器の出力とを加算することで前記送信信号を生成するものであり、
前記第２のイメージリジェクションミキサは、
前記受信信号の位相を略９０度ずらす第２の移相器と、
前記受信信号と前記第２の移相器の出力とが入力される第２の直交ミキサとを有し、
前記第２の直交ミキサの２つの出力同士を加算することで前記受信ミキサ出力信号を生成するものである
ことを特徴とする自己検波ヘテロダインシステム。The self-detecting heterodyne system of claim 1
The first image rejection mixer is:
A first orthogonal mixer to which the intermediate frequency signal and the orthogonal local oscillation high frequency signal are input;
A first phase shifter that shifts the phase of one of the two outputs of the first quadrature mixer by approximately 90 degrees from the other;
The transmission signal is generated by adding one output of the first quadrature mixer and the output of the first phase shifter,
The second image rejection mixer is:
A second phase shifter that shifts the phase of the received signal by approximately 90 degrees;
A second quadrature mixer to which the received signal and the output of the second phase shifter are input;
A self-detecting heterodyne system characterized in that the reception mixer output signal is generated by adding two outputs of the second quadrature mixer. 請求項１の自己検波ヘテロダインシステムにおいて、
さらにコントローラを備え、
前記コントローラは、前記第１および第２のイメージリジェクションミキサのそれぞれにおけるイメージリジェクション量を制御する
ことを特徴とする自己検波ヘテロダインシステム。The self-detecting heterodyne system of claim 1
It also has a controller
The self-detecting heterodyne system, wherein the controller controls an image rejection amount in each of the first and second image rejection mixers. 請求項１の自己検波ヘテロダインシステムにおいて、
さらにコントローラを備え、
前記コントローラは、前記直交局部発振高周波信号の互いの位相差を調整する
ことを特徴とする自己検波ヘテロダインシステム。The self-detecting heterodyne system of claim 1
It also has a controller
The said controller adjusts the mutual phase difference of the said orthogonal local oscillation high frequency signal, The self-detection heterodyne system characterized by the above-mentioned. 請求項２の自己検波ヘテロダインシステムにおいて、
さらにコントローラを備え、
前記コントローラは、前記第１および第２の移相器における位相を調整する
ことを特徴とする自己検波ヘテロダインシステム。The self-detecting heterodyne system of claim 2,
It also has a controller
The self-detecting heterodyne system, wherein the controller adjusts phases in the first and second phase shifters. 請求項３の自己検波ヘテロダインシステムにおいて、
さらにコントローラを備え、
前記コントローラは、前記第１および第２の移相器における位相を調整する
ことを特徴とする自己検波ヘテロダインシステム。The self-detecting heterodyne system of claim 3
It also has a controller
The self-detecting heterodyne system, wherein the controller adjusts phases in the first and second phase shifters. 請求項１の自己検波ヘテロダインシステムと、
前記自己検波ヘテロダインシステムで生成された前記検波出力信号を分析するベースバンド信号処理部とを備え、
前記自己検波ヘテロダインシステムは、対象物に対して前記送信信号を出力し、当該対象物で反射された信号を前記受信信号として受信するものであり、
前記ベースバンド信号処理部は、前記検波出力信号を分析することで前記対象物に関する情報を出力するものである
ことを特徴とするレーダ装置。The self-detecting heterodyne system of claim 1;
A baseband signal processing unit that analyzes the detection output signal generated by the self-detection heterodyne system;
The self-detection heterodyne system outputs the transmission signal to an object and receives a signal reflected by the object as the reception signal,
The radar apparatus according to claim 1, wherein the baseband signal processing unit outputs information on the object by analyzing the detection output signal.

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