JPWO2012067167A1 - 交流−交流変換装置 - Google Patents

Abstract

交流を直流に変換する順変換器と直流を交流に変換する逆変換器とで構成される交流−交流変換装置において、第１の半導体スイッチ直列回路と、第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と第１の半導体スイッチ直列回路の直列接続点との間に第１のリアクトルを、交流入力の一端と第２の半導体スイッチ直列回路の直列接続点との間に双方向スイッチを、第２の半導体スイッチ直列回路の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、コンデンサ直列回路の直列接続点と交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続する。こうすることで、入力電圧が規定の範囲内である時には整流器のリアクトルの損失を十分小さく抑制することができる。また補償動作を行う際にはこれに加えて従来回路よりスイッチング損失を小さくすることができる。

Description

本発明は、交流電圧の変動或いは停電を補償し、安定した電圧を負荷に供給する無停電電源装置の効率改善に関する。

図１は、下記に示す特許文献１に記載された交流−交流変換装置の回路構成例を示す図である。図１において、１、２はフィルタ用コンデンサ、３、４はリアクトル、５〜８はダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)（順方向の電流のオンオフを制御可能でかつ逆方向電流に対しては常に導通状態となる半導体スイッチ）、９、１０は平滑用コンデンサである。ＩＧＢＴ５と６の直列接続回路とコンデンサ９と１０の直列接続回路との並列接続回路のＩＧＢＴ５と６の直列接続点と交流入力の一端との間にリアクトル３を、コンデンサ９と１０の直列接続点に交流入力の他端を、各々接続する回路構成は、ハーフブリッジ構成による高力率整流回路としてよく知られており、ＩＧＢＴ５、６をスイッチングすることにより交流入力電圧のピーク値より高い直流電圧を得る昇圧型の交流−直流変換回路として機能させるものである。

また、ＩＧＢＴ７と８の直列接続回路とコンデンサ９と１０の直列接続回路との並列接続回路のＩＧＢＴ７と８の直列接続点と交流出力の一端との間にリアクトル４を、コンデンサ９と１０の直列接続点に交流出力の他端を、交流出力Ｕ−Ｖ間にコンデンサ２を、各々接続する回路構成は、ハーフブリッジ構成による逆変換回路（インバータ）としてよく知られている。ＩＧＢＴ７、８をスイッチングすることにより直流電圧から正弦波の交流電圧を得る直流−交流変換回路として機能させるものである。

図１に示した交流−交流変換装置は、交流入力の電圧変動を補償し、定電圧を負荷に供給する用途や、交流入力の停電時に、図示しない蓄電手段からコンデンサ９、１０に直流電力を供給することにより無停電化した電力を負荷に供給する用途などに用いられる。

ＩＧＢＴ５と６との直列接続点とＩＧＢＴ７と８との直列接続点との間には双方向スイッチ１１が接続されているが、先に双方向スイッチ１１が接続されない場合の動作を以下に説明する。

高力率整流回路において交流入力電流Ｉ１の極性が正の場合の動作例は下記となる。
ＩＧＢＴ６をオンすると電流経路は、入力端子の一端Ｕｉ→リアクトル３→ＩＧＢＴ６→コンデンサ１０→入力端子の他端Ｖｉの経路となりリアクトル３にエネルギーが蓄積される。ＩＧＢＴ６をオフすると電流経路は、入力端子の一端Ｕｉ→リアクトル３→ＩＧＢＴ５の逆並列接続されたダイオード→コンデンサ９→入力端子の他端Ｖｉの経路で、リアクトル３のエネルギーがコンデンサ９に放出される。この動作においては、電流経路上に半導体素子が１個存在する。

また、逆変換回路（インバータ）において交流出力電流Ｉ２の極性が正の場合の動作例は以下となる。ＩＧＢＴ７がオンすると、電流経路はコンデンサ９→ＩＧＢＴ7→リアクトル４→交流出力の一端Ｕ→負荷（記載せず）→交流出力の他端Ｖ→コンデンサ９となる。ＩＧＢＴ７がオフすると、電流経路はコンデンサ１０→ＩＧＢＴ８の逆並列接続されたダイオード→リアクトル４→交流出力の一端Ｕ→負荷（記載せず）→交流出力の他端Ｖ→コンデンサ１０となる。この動作においては、電流経路上に半導体素子が１個存在する。
以上の動作においては、電流が交流入力から交流出力に達するまでに、２個の半導体素子を通過する。

次に、双方向スイッチ１１をＩＧＢＴ５と６との直列接続点とＩＧＢＴ７と８との直列接続点との間に接続した場合の動作を以下に説明する。第１の動作はＩＧＢＴ５と７とが同時にオン、又はＩＧＢＴ６と８とが同時にオンする際に双方向スイッチ１１をオンし、電流をバイパスさせる動作である。さらに第２の動作は入力電圧の変動が負荷が許容する範囲内である時に、ＩＧＢＴ５〜８のスイッチング動作を停止してオフ状態とし、双方向スイッチ１１を連続的にオンさせる動作である。第１及び第２の動作においては、交流入力から交流出力に至る電流の経路上の半導体素子は双方向スイッチ１１だけであり、損失が低減される。

交流入力電圧が交流出力に接続される負荷の許容値内の電圧（以下規定値と称する）の時に交流入力電圧を交流出力に直送することは常時商用給電方式の無停電電源装置等で一般的に行われている手法である。一方、図１に示す回路においては交流入力電圧が規定値を逸脱した場合、半導体素子のスイッチングサイクル程度の時間(通常数10μs)遅れで通常運転に復帰できる。その間のじょう乱はコンデンサ１、２、リアクトル３、４からなるフィルタにより除去されるため、常時商用給電方式と異なり、出力にじょう乱が生じないという長所がある。

双方向スイッチの構成例としては図２に示すものが知られている。また図２に示す双方向スイッチとは別の双方向スイッチの構成例を図３に示すが、これについては後で触れることにする。図２（ａ）は逆極性の電圧に対し順極性と同等の耐圧を持たせた逆阻止ＩＧＢＴＲＢ１、ＲＢ２を２個、逆並列に接続したものである。図２（ｂ）は逆方向耐圧を持たない通常のＩＧＢＴＱ１、Ｑ２各々にダイオードＤ１、Ｄ２を直列に接続することにより逆方向耐圧を持たせた回路を、さらに逆並列に接続したものである。図２（ｃ）はダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＱ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＱ２を、逆直列に接続したものである。
特開２００６−２９６０９８号公報

特許文献１に示された従来技術の手法では、第１の動作において導通損失は低減できるが、スイッチング損失は双方向スイッチ１１を設けない高力率整流器とインバータの組み合わせと同等である。また第１及び第２の動作ともに電流が入力から出力に達するまでに２個のリアクトルを通過するが、ここで発生する損失を低減することができない。

従って、本発明の目的は、上記のような課題を解決するために、スイッチング損失を軽減でき、さらにリアクトルの損失低減による小型化が図れる交流−交流変換装置を提供することである。

本発明の目的を達成するため、第１の発明では、半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流−交流変換装置において、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に双方向スイッチを、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続する。

第２の発明では、第１の発明において、前記交流入力の電圧値に応じて、前記第１の半導体スイッチ直列回路及び前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチを全てオフとし、前記双方向スイッチをオンさせる第１の制御モードを備える。

第３の発明では、第１の発明において、前記交流入力の電圧値に応じて、前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチと前記双方向スイッチとを交互にオンオフさせる第２の制御モードを備える。

第４の発明では、第１の発明において、前記交流入力の電圧値に応じて、前記双方向スイッチをオフとし、前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチをオンオフさせる第３の制御モードを備える。

第５の発明においては、第１ないし第４の発明における前記双方向スイッチ素子のオン時の電圧が、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路の素子のオン時の電圧よりも小さな素子を用いる。

第６の発明においては、半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流−交流変換装置において、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１の双方向スイッチを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第２の双方向スイッチを、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続する。

第７の発明では、第６の発明における前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチを交互にオンオフさせて、交流入力電圧より低い交流出力電圧を得る制御モードを備える。

本発明は、交流入力電圧が規定の範囲内にある時には、交流入力を直接逆変換器の出力（フィルタリアクトルの前）に接続するための双方向スイッチを備えているので、入力電圧が規定の範囲内である時には整流器のリアクトルの損失を十分小さく抑制することができる。また補償動作を行う際にはこれに加えて従来回路よりスイッチング損失を小さくすることができる。さらに整流器、インバータ双方のリアクトルのサイズを小さくすることができる。

従来の交流−交流変換装置の構成を示す回路図である。 従来の双方向スイッチの構成例を示す図である。 従来の双方向スイッチの別の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施例を示す回路図である。 交流入力と交流出力の波形例を示す図である。 図４の昇圧動作時の波形例を示す図である。 図４の降圧動作時の波形例を示す図である。 本発明の第２の実施例を示す回路図である。 図８の動作波形例を示す図である。 本発明の第３の実施例を示す回路図である。 本発明の第４の実施例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。

本発明の動作を概略すれば、交流入力電圧が規定範囲内である時には、交流入力を双方向スイッチを介して直接交流出力（出力リアクトルの前）に送出し、交流入力電圧が規定範囲外の時にはこの双方向スイッチと逆変換回路の半導体スイッチを交互にオンオフさせて、交流入力電圧を規定範囲内に昇圧又は降圧させるものである。

図４は、本発明の第１の実施例を示す回路図であり、図５〜図７はその動作波形例を示す図である。

図４において半導体により構成される交流−直流変換／直流−交流変換回路は、それぞれダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ５と６を直列接続した第１のＩＧＢＴ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ７と８を直列接続した第２のＩＧＢＴ直列回路と、コンデンサ９と１０を直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続して構成される。

交流入力の一端Ｕｉと第１のＩＧＢＴ直列回路内部の直列接続点との間にリアクトル３が、交流入力の一端Ｕｉと第２のＩＧＢＴ直列回路内部の直列接続点との間に双方向スイッチ１１が、第２のＩＧＢＴ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端Ｕとの間にリアクトル４が、各々接続される。コンデンサ直列回路内部の直列接続点は、交流入力の他端Ｖｉ及び交流出力の他端Ｖと、各々接続される。交流入力ＵｉとＶｉの間にはフィルタコンデンサ１が、交流出力ＵとＶの間にはフィルタコンデンサ２が、各々接続される。

このような構成における動作を図５〜図７に基づいて説明する。

動作モードとしては、交流入力電圧が、交流出力に接続される負荷の許容範囲内の場合の動作モード１、交流入力電圧が負荷の許容範囲より低い場合の動作モード２、交流入力電圧が負荷の許容範囲より高い場合の動作モード３がある。

まず動作モード１について説明する。大多数の負荷装置において、一定量、たとえば±10%の入力電源電圧変動が許容されている。従って、たとえば図５に示すように入力電圧がこの範囲内である時には、本装置は出力電圧を一定とするための制御動作は必要ない。この場合、双方向スイッチ１１をオン、ＩＧＢＴ７と８はオフとして交流入力を直接出力する。この時、双方向スイッチ１１、ＩＧＢＴ７と８はスイッチング損失を発生しない。ＩＧＢＴ５と６とは後で述べる補償動作に備えてコンデンサ９、１０の電圧を所定値Ｅに保つための整流動作を行うが、コンデンサ９、１０は一度充電されれば漏れ電流相当の電力を供給するのみとなるため通過電流は極めて小さく、その損失は無視できる。リアクトル３の電流通過にともなう損失も同様に微小であり、従来例より損失は小さくなる。以下、この運転状態を直送モードと称する。

次に動作モード２について説明する。図６は、入力電圧が規定値より下回った、たとえば-20%となった場合の動作波形を示す図である。図６において出力電圧極性が正の時にはＩＧＢＴ7と双方向スイッチ１１とを、負のときにはＩＧＢＴ８と双方向スイッチ１１とを交互にオンオフする。ＩＧＢＴ７、８がオンする時比率αは下記により定められる。
交流入力電圧瞬時値v1を
v1=V1・sinθ ・・・式（１）
とする。ここでθは各時刻の位相（電気角）である。
一方、所望の交流出力電圧瞬時値v2を
v2=V2・sinθ ・・・式（２）
とする。

たとえば出力電圧極性が正の時に、U1-V電圧は、ＩＧＢＴ７がオンの時にはＥ、双方向スイッチ１１がオンの時にはv1となるので、１スイッチングサイクル平均値vuは下記式（３）で求められる。

vu=αE+(1-α)・v1 ・・・式（３）
ここでリアクトル４による電圧降下が小さく、交流出力電圧は概ねvuに等しいとすれば、式（１）、式（２）、式（３）より
V2・sinθ=αE+(1-α)・V1・sinθ ・・・式（４）
となるように各時刻のαを定めればv2を所望の値に保つことができる。よって
α=(V2-V1)sinθ/(E-V1・sinθ) ・・・式（５）
となる。

図６は、式（５）によって求めたα指令値から、当業者に良く知られた三角波比較方式を用いて、ＩＧＢＴ７、８のオン・オフを決定する方法を示したものである。図では省略しているが、ＩＧＢＴ７及び８がオフの場合、双方向スイッチ１１がオンしているものとする。ＩＧＢＴ７と８とが交互にオンオフする通常のインバータおよび特許文献１で示された回路ではU1-V間電圧は＋Ｅと−Ｅの間で変化するため、スイッチングにともなう半導体スイッチの電圧変化幅は２Ｅである。一方、図６の例では電圧変化幅はE-|V1・sinθ|となり、常に上記より小さくなる。スイッチング損失は概ね電圧変化幅に比例するので、スイッチング損失はより小さくなる。以下、この運転状態を昇圧モードと称する。

次に動作モード３について説明する。図７は、入力電圧が規定値を上回った、たとえば+20%となった場合の動作波形を示す図である。図７において出力電圧極性が正の時にはＩＧＢＴ８と双方向スイッチ１１とを、負の時にはＩＧＢＴ７と双方向スイッチ１１とを交互にオンオフする。ＩＧＢＴ７、８がオンする時比率αは下記により定められる。

たとえば出力電圧極性が正の時にU1-V電圧はＩＧＢＴ８がオンの時には−Ｅ、双方向スイッチ１１がオンの時にはv1となるので、１スイッチングサイクル平均値vuは下記式（６）で求められる。

vu=-αE+(1-α)・v1 ・・・式（６）
ここでリアクトル４による電圧降下が小さく、交流出力電圧は概ねvuに等しいとすれば、式（１）、式（２）、式（６）より
V2・sinθ=-αE+(1-α)・V1・sinθ ・・・式（７）
となるように各時刻のαを定めればv2を所望の値に保つことができる。よって
α=(V1-V2)sinθ/(E+V1・sinθ) ・・・式（８）
となる。

図７は式（８）によって求めたα指令値から、図６と同様に当業者に良く知られた三角波比較方式を用いてＩＧＢＴ７、８のオンオフを決定する方法を示したものである。ここでは信号波と三角波の大小関係とＩＧＢＴ７、８のオンオフ状態とを上述した昇圧モードと統一化するために、信号波には-αを用いている。また昇圧モードと同様に、ＩＧＢＴ７及び８がオフの場合、双方向スイッチ１１がオンしているものとする。この場合、スイッチングにともなう半導体スイッチの電圧変化幅はE+|V1・sinθ|となり、昇圧モードよりは大きいが、通常のインバータ及び特許文献１で示された回路の変化幅２Ｅより小さくなり、昇圧モードと同様にスイッチング損失は小さくなる。以下、この状態を降圧モードと称する。

以上のとおり、昇圧モードではインバータは直流回路から電力の一部を供給し、降圧モードではインバータは直流回路にて電力の一部を吸収する。この電力は整流器により供給または回生される。このため、整流器は負荷電力を100％通過させる必要がなくなり、整流器を構成する部品であるリアクトル３、ＩＧＢＴ５、６の定格はインバータを構成する部品であるリアクトル４、ＩＧＢＴ７、８に比べ大幅に電力定格を小さくできる。

さらに、インバータのリアクトル４も小形化できる。理由は以下の通りである。通常のインバータに対し、図６では電圧変化幅が極めて小さく、図７ではパルス幅が極めて小さい。リアクトルのリプル電流は電圧変化幅×パルス幅に比例し、インダクタンスに反比例するので、インダクタンスが同じ場合はリプル電流に起因する損失（主に鉄損）が小さくなり、リプル電流を同じにする場合はインダクタンス値を小さくできるためである。

なお、本装置を無停電電源装置として使用する場合には直流部に蓄電装置を接続し、入力が補償可能な範囲を逸脱した場合に双方向スイッチ１１をオフして、ＩＧＢＴ７と８とで通常のインバータと同様な動作を行う。この場合、インバータのリアクトル４のリプル電流は通常より大きくなり、それにともなう損失も大きくなる。しかしながら一般的に無停電電源装置の停電補償時間は10分以内であるのに対し、リアクトルの熱時定数は数10分から数時間ある。従って、リアクトルを小形化設計しても温度が過大になる問題は回避し易い。

本装置の損失は直送モードで最も小さく、次いで昇圧モード、降圧モードの順となる。負荷電力一定の場合、損失のトータル電力量は各モードの比率に影響される。降圧モードでは損失低減効果が小さいが、実際の運用において降圧モードだけが続くことはまれである。

本装置においては、特許文献１と同様に、直送モードから昇圧又は降圧モードへの移行は１スイッチングサイクル内の短い時間で行われ、かつ切替点と負荷との間にＬＣフィルタが存在するため、モードの切替によるじょう乱が出力に現れることは回避できる。

図８は、本発明の第２の実施例を示す回路図である。図４と同一部分は同一記号を付してその説明は省略する。

実施例２は、降圧モードでのスイッチング損失低減を目的としたもので、U1-V間に双方向半導体スイッチ１２を加えたものである。その動作原理を図９に示す。降圧モードにおいて双方向スイッチ１１と１２とを交互にオンオフする。この構成は交流チョッパ回路で、双方向スイッチ１１がオンするとU1-V間電圧は入力電圧と等しくなり、双方向スイッチ１２がオンすると0Vとなる。たとえば双方向スイッチ１１がオンする時比率を位相に関わらず一定値0.9とすれば、出力電圧は入力電圧の0.9倍となる。この回路では電圧変化幅は入力電圧瞬時値に等しくなる。

実施例１、２において、直送モードにおいては常に双方向スイッチ１１が導通し、昇圧モード又は降圧モードにおいても双方向スイッチ１１の導通率が最も高い。双方向スイッチ１１の順電圧降下のみを小さくすることで、最低限のコストで効率改善を図ることができる。

双方向スイッチの順電圧降下のみを小さくする具体的な例について説明すると、たとえば図３に示す双方向スイッチは、図２に示すものとは別構成で、接続状態としては図２（ｃ）と同様であるが、スイッチング素子にMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)を用いている。MOSFETはIGBTと異なり、電流と順電圧降下が比例する抵抗特性を持つため、理論上は並列数を増やすことで順電圧降下を限りなく零に近づけることができる。またゲートに電圧が与えられると逆方向にも導通するので、条件によっては並列ダイオードよりも順電圧降下を小さくすることができる。特に近年SiC（Silicon Carbide：シリコンカーバイド）を用いたMOSFETが実用化されつつあり、大幅な順電圧降下が見込まれている。このSiCを用いたMOSFETを図３の構成で用いれば更に順電圧降下が小さくなり、導通損失を低減できる。SiCを用いたMOSFETが従来のものより高価になった場合も、上述の理由により双方向スイッチ部分のみに用いることで、最小限のコストアップで大きな損失低減効果を得ることができる。

図１０は、本発明の第３の実施例を示す回路図であって、三相回路への適用例を示すものである。この三相回路は、図４で説明した第１の実施例の回路を３回路用いて構成する例である。図４の回路のコンデンサ直列回路内部の直列接続点を三相回路の中性点電位とし、３回路共通とする。スイッチング回路は、順変換回路部及び逆変換回路部共にコンデンサ直列回路（４５、４６）と並列に各々３回路分が接続される。順変換回路部はＩＧＢＴ３３と３９の直列回路、ＩＧＢＴ３４と４０の直列回路及びＩＧＢＴ３５と４１の直列回路が、コンデンサ４５と４６の直列回路と並列に接続される。逆変換回路部はＩＧＢＴ３６と４２の直列回路、ＩＧＢＴ３７と４３の直列回路及びＩＧＢＴ３８と４４の直列回路が、コンデンサ４５と４６の直列回路と並列に接続される。リアクトル２７〜３２の接続位置、及び双方向スイッチ４７〜４９の接続位置は実施例１と同様である。動作は実施例１と同様であるので、その説明を省略する。

図１１は、本発明の第４の実施例を示す回路図である。図４で説明した第１の実施例の回路を２回路用いて、３相回路を構成する場合の実施例である。図４の回路のコンデンサ直列回路内部の直列接続点を三相入出力の一線と共通接続した所謂Ｖ結線変換回路である。スイッチング回路は、順変換回路部及び逆変換回路部共にコンデンサ直列回路と並列に各々２回路分が接続される。順変換回路部はＩＧＢＴ３３と３９の直列回路及びＩＧＢＴ３５と４１の直列回路が、コンデンサ４５と４６の直列回路と並列に接続される。逆変換回路部はＩＧＢＴ３６と４２の直列回路及びＩＧＢＴ３８と４４の直列回路が、コンデンサ４５と４６の直列回路と並列に接続される。リアクトル２７、２９、３０、３２の接続位置、及び双方向スイッチ４７、４９の接続位置は実施例１と同様である。動作は実施例１と同様であるので、その説明を省略する。

尚、上記実施例にはスイッチング素子としてＩＧＢＴを適用した例を示したが、スイッチング素子はＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラ素子などでも実現可能である。

本発明は、交流入力電圧を順変換回路と逆変換回路を用いて安定化された交流出力電圧に変換する構成であり、無停電電源装置（ＵＰＳ：Uninterruptible Power Supply）、交流安定化電源（ＡＶＲ：Automatic Voltage Regulator）、交流電力調整装置（ＡＰＲ：AC Power Regulator）などへの適用が可能である。

双方向スイッチの順電圧降下のみを小さくする具体的な例について説明すると、たとえば図３に示す双方向スイッチは、図２に示すものとは別構成で、接続状態としては図２（ｃ）と同様であるが、スイッチング素子にMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)を用いている。MOSFETはIGBTと異なり、電流と順電圧降下が比例する抵抗特性を持つため、理論上は並列数を増やすことで順電圧降下を限りなく零に近づけることができる。またゲートに電圧が与えられると逆方向にも導通するので、条件によっては並列ダイオードよりも順電圧降下を小さくすることができる。特に近年SiC（Silicon Carbide：シリコンカーバイド）を用いたMOSFETが実用化されつつあり、大幅な順電圧降下の低減が見込まれている。このSiCを用いたMOSFETを図３の構成で用いれば更に順電圧降下が小さくなり、導通損失を低減できる。SiCを用いたMOSFETが従来のものより高価になった場合も、上述の理由により双方向スイッチ部分のみに用いることで、最小限のコストアップで大きな損失低減効果を得ることができる。

第５の発明においては、第１〜第４の発明における前記双方向スイッチのオン時の電圧は、前記第1及び第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチのオン時の電圧よりも小さな双方向スイッチを用いる。

Claims (7)

1. 半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流−交流変換装置において、
   それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に双方向スイッチを、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続したことを特徴とする交流−交流変換装置。
2. 前記交流入力の電圧値に応じて、前記第１の半導体スイッチ直列回路及び前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチを全てオフとし、前記双方向スイッチをオンさせる第１の制御モードを備えることを特徴とする請求項１に記載の交流−交流変換装置。
3. 前記交流入力の電圧値に応じて、前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチと前記双方向スイッチとを交互にオンオフさせる第２の制御モードを備えることを特徴とする請求項１に記載の交流−交流変換装置。
4. 前記交流入力の電圧値に応じて、前記双方向スイッチをオフとし、前記第２の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチをオンオフさせる第３の制御モードを備えることを特徴とする請求項１に記載の交流−交流変換装置。
5. 前記双方向スイッチ素子のオン時の電圧が、前記第１及び第２の半導体スイッチ直列回路の素子のオン時の電圧よりも小さな素子を用いることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載の交流−交流変換装置。
6. 半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流−交流変換装置において、
   それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第１の双方向スイッチを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第２の双方向スイッチを、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第２のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続したことを特徴とする交流−交流変換装置。
7. 前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチを交互にオンオフさせて、交流入力電圧より低い交流出力電圧を得る制御モードを備えることを特徴とする請求項６に記載の交流−交流変換装置。

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