JP5344063B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、三相交流電源と直流電源の電圧を用いて所定の三相交流電圧を発生する電力変換装置に関する。より詳しくは、本発明は、三相交流電源の電圧変動および三相交流電源の停電が発生しても、安定した電圧を負荷に供給することができる瞬時電圧低下補償装置および無停電電源装置に関する。
この種の電力変換装置として、図１８に示す装置が知られている。この電力変換装置は、三相交流電源の電圧変動を補償して、負荷に安定した三相交流電圧を供給する装置である。この電力変換装置は、三相交流電源と負荷とをＶ結線接続し、三相交流電源の電圧とこの電圧から生成した直流電圧を用いて、所定の三相交流電圧を生成する。
図において、１は三相交流電源、２１，２２はコンデンサ、３ｕ，３ｗはコンバータ回路、４ｕ，４ｗはインバータ回路、５はフィルタ回路、６は三相負荷、Ｋ１〜Ｋ３は開閉手段である。
三相交流電源１は、Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相の各相電圧を出力する端子Ｒ，Ｓ，Ｔを備えている。三相交流電源１の端子Ｒと端子Ｓの間には、コンデンサ２１が接続される。三相交流電源１の端子Ｓと端子Ｔの間には、コンデンサ２２が接続される。
コンバータ回路３ｕは、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘを直列接続した回路、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕを直列接続した回路、双方向スイッチ素子ＳｕおよびリアクトルＬｕを主な構成要素とする。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの直列回路は、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの直列回路と並列に接続されている。コンデンサＣｐｕとコンデンサＣｎｕの接続点は、開閉手段Ｋ１を介して、三相交流電源１の端子Ｒに接続されている。コンデンサＣｎｕの他端は、開閉手段Ｋ３を介して、三相交流電源１の端子Ｓに接続されている。双方向スイッチ素子Ｓｕは、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの接続点と、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの接続点との間に接続されている。リアクトルＬｕの一端は、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの接続点に接続され、他端は、開閉手段Ｋ３を介して、三相交流電源１の端子Ｓに接続されている。
コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの直列回路の正側端子は、コンバータ回路３ｕの正電圧を出力する端子Ｐｕに接続されている。コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの直列回路の負側端子は、コンバータ回路３ｕの負電圧を出力する端子Ｎｕに接続されている。コンデンサＣｐｕとコンデンサＣｎｕの接続点は、コンバータ回路３ｕの中性点電圧を出力する端子Ｏｕに接続されている。
インバータ回路４ｕは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続した回路と双方向スイッチ素子Ｓ１とを主な構成要素とする。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路は、コンバータ回路３ｕの端子Ｐｕと端子Ｎｕに接続される。双方向スイッチ素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とコンバータ回路３ｕの端子Ｏｕとの間に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、インバータ回路４ｕが交流電圧を出力するための端子Ｕに接続されている。
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチ素子Ｓ１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など、三相交流電源１の周波数に対して十分に高い周波数でオンオフ動作が可能な半導体素子で構成されている。
コンバータ回路３ｗは、スイッチング素子Ｑｗ，Ｑｚを直列接続した回路、コンデンサＣｐｗ，Ｃｎｗを直列接続した回路、双方向スイッチ素子ＳｗおよびリアクトルＬｗを主な構成要素とする。コンバータ回路３ｗは三相交流電源１の端子Ｓと交流出力端子Ｖとを接続するラインに対してコンバータ回路３ｕと対称な回路構成をとっているので、各構成要素の接続関係の説明は省略する。
インバータ回路４ｗは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を直列接続した回路と双方向スイッチ素子Ｓ４とを主な構成要素とする。インバータ回路４ｗも、同様に、三相交流電源１の端子Ｓと交流出力端子Ｖとを接続するラインに対して、インバータ回路４ｕと対称な回路構成をとっているので、各構成要素の接続関係の説明は省略する。なお、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点は、インバータ回路４ｗが交流電圧を出力するための端子Ｗに接続されている。
上記回路構成により、コンバータ回路３ｕは、三相交流電源１の端子Ｒと端子Ｓの間の線間電圧Ｖｒｓを用いて、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕをそれぞれ等しい電圧に充電する。そして、コンバータ回路３ｕは、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの電圧を、線間電圧Ｖｒｓの振幅値よりも高い所定の電圧に維持する。
コンバータ回路３ｕは、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕ直列回路の正負の電圧及び中性点電圧を用いて、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に線間電圧Ｖｕｖを出力する。線間電圧Ｖｕｖは、線間電圧ＶｒｓにコンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕ直列回路の正負の電圧が重畳された電圧である。線間電圧Ｖｕｖの基本波は、電圧指令に応じた所定の電圧振幅を有する。
同様に、コンバータ回路３ｗは、三相交流電源１の端子Ｓと端子Ｔの間の線間電圧Ｖｔｓを用いて、コンデンサＣｐｗ，Ｃｎｗをそれぞれ等しい電圧に充電する。そして、コンバータ回路３ｗは、コンデンサＣｐｗ，Ｃｎｗの電圧を、線間電圧Ｖｔｓの振幅値よりも高い電圧に維持する。
コンバータ回路３ｗは、コンデンサＣｐｗ，Ｃｎｗ直列回路の正負の電圧及び中性点電圧を用いて、交流出力端子Ｖ−Ｗ間に線間電圧Ｖｗｖを出力する。線間電圧Ｖｗｖは、線間電圧ＶｔｓにコンデンサＣｐｗ，Ｃｎｗ直列回路の正負の電圧が重畳された電圧である。線間電圧Ｖｗｖの基本波は、電圧指令に応じた所定の電圧振幅を有している。また、線間電圧Ｖｗｖは、線間電圧Ｖｕｖに対して１２０度ずれた位相に調整されている。
この電力変換装置は、三相交流電源１の電圧が変動したとき、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｔｓに重畳する電圧量を調節して、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖを所定値に維持する。また、この電力変換装置は、三相交流電源１が停電したとき、開閉手段Ｋ１〜Ｋ３を開放する。そして、この電力変換装置は、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕ直列回路の電圧とコンデンサＣｐｗ，Ｃｎｗ直列回路の電圧を用いて、所定の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖを出力するように動作する。
上記した電力変換装置は、特許文献１に開示されている。
特開２０１２−４４８２４号公報
しかしながら、図１８に示した電力変換装置では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、それぞれコンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕ，Ｃｐｗ，Ｃｎｗの電圧で動作する。そして、各コンデンサの電圧は、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｔｓの振幅値よりも大きい。したがって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンオフ動作することにより発生するスイッチング損失が、大きくなるという問題がある。
また、この電力変換装置は、三相交流電源１が停電したとき、停電を検出するための手段を必要とする。また、この電力変換装置は、三相交流電源１とコンバータ回路３ｕ、３Ｗとの間を開放するための開閉手段Ｋ１〜Ｋ３を必要とする。
そして、開閉手段Ｋ１〜Ｋ３を半導体素子で構成すると、半導体素子に電流が流れることによって導通損失が発生するという問題がある。
一方、開閉手段Ｋ１〜Ｋ３を機械式の開閉器で構成すると、三相交流電源１が停電したとき、電圧を出力するための制御動作を瞬時に切り換えることができないという問題がある。
本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、電力損失を低減することができる電力変換装置を提供することである。また、本発明の目的は、三相交流電源の電圧変動時および三相交流電源の停電時にも、電圧を出力するための制御動作を切り換えることなく、所定の交流電圧を出力することが可能な電力変換装置を提供することである。
上記目的を達成するための第１の発明は、Ｖ結線接続され、第１および第２の線間電圧指令に基づいて三相交流電圧を出力する電力変換装置である。この電力変換装置は、第１から第３の相電圧を出力するための第１から第３の端子を備える三相交流電源の電圧と、第１の直流電源と第２の直流電源とを直列に接続してなりその直列接続点である中性点端子が前記三相交流電源の第３の端子に接続される直流電源直列回路の電圧とを入力として、三相交流電圧を出力することを特徴とする。そして、この電力変換装置は、中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，直流電源直列回路の正電圧，直流電源直列回路の負電圧および三相交流電源の第１の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第１の電圧群から第１の線間電圧指令に従って選択した電圧を第１の線間電圧として、第１の交流出力端子に出力することを特徴とする。さらに、この電力変換装置は、中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，直流電源直列回路の正電圧，直流電源直列回路の負電圧および三相交流電源の第２の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第２の電圧群から第２の線間電圧指令に従って選択した電圧を第２の線間電圧として、第２の交流出力端子に出力することを特徴とする。さらに、この電力変換装置は、三相交流電源の第３の端子の電圧を第３の交流出力端子に出力することを特徴とする。
第２の発明は、第１の発明に係る電力変換装置が、第１の線間電圧を第１の交流出力端子に出力する第１のインバータ回路と、第２の線間電圧を第２の交流出力端子に出力する第２のインバータ回路とを備えていることを特徴とする。
第３の発明は、第２の発明に係る電力変換装置において、第１と第２の線間電圧指令の周期が、予め定められた時間幅を有しかつ連続する制御期間に分割されていることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、制御期間のそれぞれで、第１の線間電圧が、第１の線間電圧指令に従って第１の電圧群に含まれる電圧の中から選択した第１の電圧と第２の電圧とからなり、第２の線間電圧が、第２の線間電圧指令に従って第２の電圧群に含まれる電圧の中から選択した第３の電圧と第４の電圧とからなることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、制御期間のそれぞれで、第１のインバータ回路は、第１の電圧と第２の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第１の交流出力端子に出力し、第２のインバータ回路は、第３の電圧と第４の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第２の交流出力端子に出力することを特徴とする。
第４の発明は、第２の発明に係る電力変換装置において、第１と第２の線間電圧指令の周期が、予め定められた時間幅を有しかつ連続する制御期間に分割されていることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、制御期間のそれぞれで、第１の線間電圧が、第１の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第１の線間電圧指令の絶対値以上であってかつその値が第１の線間電圧指令の値に一番近い第１の電圧と、第１の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第１の線間電圧指令の絶対値より小さくかつその値が第１の線間電圧指令の値に一番近い第２の電圧とからなることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、制御期間のそれぞれで、第２の線間電圧が、第２の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第２の線間電圧指令の絶対値以上であってかつその値が第２の線間電圧指令の値に一番近い第３の電圧と、第２の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第２の線間電圧指令の絶対値より小さくかつその値が第２の線間電圧指令の値に一番近い第４の電圧とからなることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、制御期間のそれぞれで、第１のインバータ回路は、第１の電圧と第２の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第１の交流出力端子に出力し、第２のインバータ回路は、第３の電圧と第４の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第２の交流出力端子に出力することを特徴とする。
第５の発明は、第３または第４の発明のいずれかに係る電力変換装置において、第１の電圧の出力時間が、第１の線間電圧指令と第１の電圧と第２の電圧とに基づいて定められ、第２の電圧の出力時間が、制御期間の時間から第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、第３の電圧の出力時間が、第２の線間電圧指令と第３の電圧と第４の電圧とに基づいて定められ、第４の電圧の出力時間が、制御期間の時間から第３の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする。
第６の発明は、第３または第４の発明のいずれかに係る電力変換装置において、第１の電圧の出力時間が、第１の線間電圧指令と第２の電圧との差電圧を、第１の電圧と第２の電圧との差電圧で除して得られる値に対応する時間であるとともに、第２の電圧の出力時間が、制御期間の時間から第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であること特徴とする。また、この電力変換装置において、第３の電圧の出力時間が、第２の線間電圧指令と第４の電圧との差電圧を、第３の電圧と第４の電圧の差電圧で除して得られる値に対応する時間であるとともに、第４の電圧の出力時間が、制御期間の時間から第３の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする。
第７の発明は、第３から第６の発明のいずれかに係る電力変換装置において、第１の線間電圧指令が三相交流電源の第３の端子に対する第１の端子の電圧に同期していることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、第２の線間電圧指令が、三相交流電源の第３の端子に対する第２の端子の電圧に同期していることを特徴とする。
第８の発明は、第７の発明に係る電力変換装置において、各制御期間における第１の線間電圧の平均値が、第１の線間電圧指令の平均値に等しいことを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、各制御期間における第２の線間電圧の平均値が、第２の線間電圧指令の平均値に等しいことを特徴とする。
第９の発明は、第２から第８の発明のいずれかに係る電力変換装置において、直流電源直列回路の正電圧と直流電源直列回路の負電圧とが、第１の線間電圧指令の振幅値および第２の線間電圧指令の振幅値よりも大きいことを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、第１の線間電圧指令と第２の線間電圧指令とが、同じ振幅値を有しかつ１２０度の位相差を有することを特徴とする。
第１０の発明は、第９の発明に係る電力変換装置において、第１のインバータ回路は、第１と第２のスイッチング素子を直列接続して直流電源直列回路の両端に接続されるとともにその直列接続点を第１の交流出力端子とする第１のスイッチング素子直列回路と、一端が第１の交流出力端子に接続され他端が三相交流電源の第１の端子に接続される第１の双方向スイッチ素子と、一端が第１の交流出力端子に接続され他端が三相交流電源の第３の端子に接続される第２の双方向スイッチ素子とからなることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、第２のインバータ回路は、第３と第４のスイッチング素子を直列接続して直流電源直列回路の両端に接続されるとともにその直列接続点を第２の交流出力端子とする第２のスイッチング素子直列回路と、一端が第２の交流出力端子に接続され他端が三相交流電源の第２の端子に接続される第３の双方向スイッチ素子と、一端が第２の交流出力端子に接続され他端が三相交流電源の第３の端子に接続される第４の双方向スイッチ素子とからなることを特徴とする。
第１１の発明は、Ｙ結線接続され、第１から第３の相電圧指令に基づいて三相交流電圧を出力する電力変換装置である。この電力変換装置は、第１から第３の相電圧を出力するための第１から第３の端子を備える三相交流電源の電圧と、第１の直流電源と第２の直流電源とを直列に接続してなりその直列接続点である中性点端子が三相交流電源の第３の端子に接続される直流電源直列回路の電圧とを入力として、三相交流電圧を出力することを特徴とする。そして、この電力変換装置は、中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，直流電源直列回路の正電圧，直流電源直列回路の負電圧および三相交流電源の第１の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第３の電圧群から第１の相電圧指令に従って選択した電圧を、第１の相電圧とすることを特徴とする。さらに、この電力変換装置は、中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，直流電源直列回路の正電圧，直流電源直列回路の負電圧および三相交流電源の第２の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第４の電圧群から第２の交流出力電圧指令に従って選択した電圧を、第２の相電圧とすることを特徴とする。さらに、この電力変換装置は、中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，直流電源直列回路の正電圧，直流電源直列回路の負電圧および三相交流電源の第３の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第５の電圧群から第３の交流出力電圧指令に従って選択した電圧を、第３の相電圧とすることを特徴とする。さらに、この電力変換装置は、第１の相電圧を第１の交流出力端子に出力し、第２の相電圧を第２の交流出力端子に出力し、第３の相電圧を第３の交流出力端子に出力することを特徴とする。
第１２の発明は、第１１の発明に係る電力変換装置が、第１の相電圧を第１の交流出力端子に出力する第１のインバータ回路と、第２の相電圧を第２の交流出力端子に出力する第２のインバータ回路と、第３の相電圧を第３の交流出力端子に出力する第３のインバータ回路とを備えていることを特徴とする。
第１３の発明は、第１２の発明に係る電力変換装置において、第１から第３の相電圧指令の周期が、予め定められた時間幅を有しかつ連続する制御期間に分割されていることを特徴とする。さらにこの電力変換装置において、それぞれの制御期間で、第１の相電圧が、第１の相電圧指令に従って第３の電圧群に含まれる電圧の中から選択した第１の電圧と第２の電圧とからなり、第２の相電圧が、第２の相電圧指令に従って第４の電圧群に含まれる電圧の中から選択した電圧を第３の電圧と第４の電圧とからなり、第３の相電圧が、第３の相電圧指令に従って第５の電圧群に含まれる電圧の中から選択した第５の電圧と第６の電圧とからなることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、制御期間のそれぞれで、第１のインバータ回路は、第１の電圧と第２の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第１の交流出力端子に出力し、第２のインバータ回路は、第３の電圧と第４の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第２の交流出力端子に出力し、第３のインバータ回路は、第５の電圧と第６の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第３の交流出力端子に出力することを特徴とする。
第１４の発明は、第１２の発明に係る電力変換装置において、第１から第３の相電圧指令の周期が、予め定められた時間幅を有しかつ連続する制御期間に分割されていることを特徴とする。さらにこの電力変換装置において、それぞれの制御期間で、第１の相電圧が、第３の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第１の相電圧指令の絶対値以上であってかつその値が第１の相電圧指令の値に一番近い第１の電圧と、第３の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第１の相電圧指令の絶対値より小さくかつその値が第１の相電圧指令の値に一番近い第２の電圧とからなることを特徴とする。さらにこの電力変換装置において、それぞれの制御期間で、第２の相電圧が、第４の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第２の相電圧指令の絶対値以上であってかつその値が第２の相電圧指令の値に一番近い第３の電圧と、第４の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第２の相電圧指令の絶対値より小さくかつその値が第２の相電圧指令の値に一番近い第４の電圧とからなることを特徴とする。さらにこの電力変換装置において、それぞれの制御期間で、第３の相電圧が、第５の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第３の相電圧指令の絶対値以上であってかつその値が第３の相電圧指令の値に一番近い第５の電圧と、第５の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が第３の相電圧指令の絶対値より小さくかつその値が第３の相電圧指令の値に一番近い第６の電圧とからなることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、制御期間のそれぞれで、第１のインバータ回路は、第１の電圧と第２の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第１の交流出力端子に出力し、第２のインバータ回路は、第３の電圧と第４の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第２の交流出力端子に出力し、第３のインバータ回路は、第５の電圧と第６の電圧とをそれぞれ任意の時間幅で相補的に第３の交流出力端子に出力することを特徴とする。
第１５の発明は、第１３または第１４の発明のいずれかに係る電力変換装置において、第１の電圧の出力時間は、第１の相電圧指令と第１の電圧と第２の電圧とに基づいて定められ、第２の電圧の出力時間は、制御期間の時間から第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする。さらに、第３の電圧の出力時間は、第２の相電圧指令と第３の電圧と第４の電圧とに基づいて定められ、第４の電圧の出力時間は、制御期間の時間から第３の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする。さらに、第５の電圧の出力時間は、第３の相電圧指令と第５の電圧と第６の電圧とに基づいて定められ、第６の電圧の出力時間は、制御期間の時間から第５の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする。
第１６の発明は、第１３または第１４の発明のいずれかに係る電力変換装置において、第１の電圧の出力時間は、第１の相電圧指令と第２の電圧との差電圧を、第１の電圧と第２の電圧の差電圧で除して得られる値に対応する時間であり、第２の電圧の出力時間は、制御期間の時間から第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする。さらに、第３の電圧の出力時間は、第２の相電圧指令と第４の電圧との差電圧を、第３の電圧と第４の電圧の差電圧で除して得られる値に対応する時間であり、第４の電圧の出力時間は、制御期間の時間から第３の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする。さらに、第５の電圧の出力時間は、第３の相電圧指令と第６の電圧との差電圧を、第５の電圧と第６の電圧の差電圧で除して得られる値に対応する時間であり、第６の電圧の出力時間は、制御期間の時間から第５の電圧の出力時間を差し引いた時間であることを特徴とする。
第１７の発明は、第１３または第１６の発明のいずれかに係る電力変換装置において、第１の相電圧指令は三相交流電源の第１の相電圧に同期し、第２の相電圧指令は三相交流電源の第２の相電圧に同期し、第３の相電圧指令は三相交流電源の第３の相電圧に同期していることを特徴とする。
第１８の発明は、第１７の発明に係る電力変換装置において、制御期間のそれぞれで、第１の相電圧の平均値は第１の相電圧指令の平均値に等しく、第２の相電圧の平均値は第２の相電圧指令の平均値に等しく、第３の相電圧の平均値は第３の相電圧指令の平均値に等しいことを特徴とする。
第１９の発明は、第１２から第１８の発明のいずれかに係る電力変換装置において、直流電源直列回路の正電圧と直流電源直列回路の負電圧とは、第１から第３の相電圧指令の振幅値よりも大きいことを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、第１から第３の相力電圧指令は同じ振幅値を有し、かつそれぞれ１２０度の位相差を有することを特徴とする。
第２０の発明は、第１９の発明に係る電力変換装置において、第１のインバータ回路は、第１と第２のスイッチング素子を直列接続して直流電源直列回路の両端に接続されかつその直列接続点を前記第１の交流出力端子とする第１のスイッチング素子直列回路と、一端が第１の交流出力端子に接続され他端が三相交流電源の第１の端子に接続される第１の双方向スイッチ素子と、一端が第１の交流出力端子に接続され他端が直流電源直列回路の中性点端子に接続される第２の双方向スイッチ素子とからなることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、第２のインバータ回路は、第３と第４のスイッチング素子を直列接続して直流電源直列回路の両端に接続されかつその直列接続点を第２の交流出力端子とする第２のスイッチング素子直列回路と、一端が第２の交流出力端子に接続され他端が三相交流電源の第２の端子に接続される第３の双方向スイッチ素子と、一端が第２の交流出力端子に接続され他端が直流電源直列回路の中性点端子に接続される第４の双方向スイッチ素子とからなることを特徴とする。さらに、この電力変換装置において、第３のインバータ回路は、第５と第６のスイッチング素子を直列接続して直流電源直列回路の両端に接続されかつその直列接続点を第３の交流出力端子とする第３のスイッチング素子直列回路と、一端が第３の交流出力端子に接続され他端が三相交流電源の第３の端子に接続される第５の双方向スイッチ素子と、一端が第３の交流出力端子に接続され他端が直流電源直列回路の中性点端子に接続される第６の双方向スイッチ素子とからなることを特徴とする。
第２１の発明は、第２０の発明に係る電力変換装置であって、さらに、リアクトルとコンデンサを直列接続してなる回路を第１から第３の交流出力端子にＹ結線接続した三相フィルタ回路を備えている。そして、この電力変換装置において、直流電源直列回路の中性点端子が、三相フィルタ回路の中性点に接続されているとともに、三相交流電源の第１から第３の端子にＹ結線接続した三相コンデンサの中性点に接続されていることを特徴とする。
第２２の発明は、第２１の発明に係る電力変換装置であって、直流電源直列回路の中性点端子が、さらに、三相交流電源の中性点端子と三相負荷の中性点端子とに接続されていることを特徴とする。
本発明を適用したＶ結線接続の電力変換装置は、線間電圧指令の周期を複数の制御期間に分割し、各制御期間において、所定の電圧群に含まれる４レベルの電圧のうちから所定の条件に基づいて選択した第１の電圧と第２の電圧とをそれぞれの所定時間出力することにより、所望の三相交流電圧を発生することができる。
また、本発明を適用したＹ結線接続の電力変換装置は、相電圧指令の周期を複数の制御期間に分割し、各制御期間において、所定の電圧群に含まれる４レベルの電圧のうちから所定の条件に基づいて選択した第１の電圧と第２の電圧とをそれぞれの所定時間出力することにより、所望の三相交流電圧を発生することができる。
そして、いずれの電力変換装置においても、三相交流電源の電圧を出力するとき、電流は、一の双方向スイッチ素子のみを通過すれば良い。したがって、本発明を適用した電力変換装置は、三相交流電源の電圧を出力するときに発生する導通損失の増加を防止することができる。
また、各制御期間において、スイッチング素子および双方向スイッチ素子は、各電圧群に含まれる４レベルの電圧から選択された２レベルの電圧間で動作する。この２レベルの電圧の差は、少なくとも直流電源直列回路の正電圧および負電圧の大きさを超えることはない。したがって、本発明を適用した電力変換装置は、スイッチング素子および双方向スイッチ素子で発生するスイッチング損失を低減することができる。
また、本発明を適用した電力変換装置は、三相交流電源の停電を検出することなく、負荷に対する三相交流電圧の供給を継続することができる。さらに、本発明を適用した電力変換装置は、三相交流電源の停電が発生したとき、三相交流電源から本電力変換装置を開放するための新たな開放手段を必要としない。
本発明の第１の実施形態を説明するための図である。 双方向スイッチ素子の実施形態を説明するための図である。 制御回路の動作を説明するためのブロック図である。 領域判定と、パルス幅指令αおよび素子選択との関係を説明するための図である。 領域１における交流出力電圧を説明するための図である。 領域２における交流出力電圧を説明するための図である。 領域３における交流出力電圧を説明するための図である。 領域４における交流出力電圧を説明するための図である。 領域５における交流出力電圧を説明するための図である。 領域６における交流出力電圧を説明するための図である。 領域判定と、パルス幅指令αおよび素子選択との他の関係を説明するための図である。 領域７における交流出力電圧を説明するための図である。 本発明の第２の実施形態を説明するための図である。 本発明の第３の実施形態を説明するための図である。 本発明の第４の実施形態を説明するための図である。 本発明の第５の実施形態を説明するための図である。 本発明の第６の実施形態を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。
以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態を、図１〜図１７を用いて詳細に説明する。図１〜図１７に示した電力変換装置は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など、三相交流電源の電圧変動および三相交流電源の停電が発生しても、負荷に安定な電圧を供給するための装置に適用される。
図１は、本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図である。この電力変換装置は、三相交流電源１と負荷６との間をＶ結線接続し、三相交流電源１の電圧とこの電圧から生成した直流電圧を用いて、所定の三相交流電圧を生成する。
図において、符号１は三相交流電源、符号２１，２２はコンデンサ、符号３は直流電源直列回路、符号４はインバータ回路、符号５はフィルタ回路、符号６は負荷、符号２００は制御回路である。
三相交流電源１は、Ｒ相電圧，Ｓ相電圧およびＴ相電圧を、それぞれ端子Ｒ（第１の端子），端子Ｓ（第３の端子）および端子Ｔ（第２の端子）から出力する。端子Ｒと端子Ｔとの間にコンデンサ２１が接続される。端子Ｔと端子Ｓとの間にコンデンサ２２が接続される。
直流電源直列回路３は、直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎとを直列接続してなる直流電源回路である。直流電源Ｐｓｐは正側の直流電源である。直流電源Ｐｓｐの一端は、正極性の電圧を出力する正側端子Ｐである。直流電源Ｐｓｎは負側の直流電源である。直流電源Ｐｓｎの一端は、負極正の電圧を出力する負側端子Ｎである。直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎとの直列接続点は、ゼロ電圧を出力する中性点端子Ｏである。中性点端子Ｏは、三相交流電源１の端子Ｓに接続されている。
インバータ回路４は、第１のスイッチング素子直列回路と第２のスイッチング素子直列回路と双方向スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４とを主な構成要素とする。
第１のスイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路３の正側端子Ｐにその一端が接続されるスイッチング素子Ｑ１（第１のスイッチング素子）と、負側端子Ｎにその一端が接続されるスイッチング素子Ｑ２（第２のスイッチング素子）とを直列に接続してなる回路である。第２のスイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路３の正側端子Ｐにその一端が接続されるスイッチング素子Ｑ３（第３のスイッチング素子）と、負側端子Ｎにその一端が接続されるスイッチング素子Ｑ４（第４のスイッチング素子）とを直列に接続してなる回路である。
ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、商用周波数よりも十分に高い周波数でオンオフ動作をすることができれば、ＩＧＢＴに代えて他の半導体素子で構成しても良い。
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の直列接続点は、インバータ回路４からＵ相電圧を出力するための交流出力端子Ｕ（第１の交流出力端子）に接続される。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の直列接続点は、インバータ回路４からＷ相電圧を出力するための交流出力端子Ｗ（第２の交流出力端子）に接続される。そして、直流電源直列回路３の中性点端子Ｏが、インバータ回路４からＶ相電圧を出力するための交流出力端子Ｖ（第３の交流出力端子）に接続される。
双方向スイッチ素子Ｓ１（第１の双方向スイッチ素子）は、一端が交流出力端子Ｕに接続され、他端が三相交流電源１の端子Ｒに接続される。双方向スイッチ素子Ｓ２（第２の双方向スイッチ素子）は、一端が交流出力端子Ｕに接続され、他端が直流電源直列回路３の中性点端子Ｏに接続される。双方向スイッチ素子Ｓ３（第３の双方向スイッチ素子）は、一端が交流出力端子Ｗに接続され、他端が直流電源直列回路３の中性点端子Ｏに接続される。双方向スイッチ素子Ｓ４（第４の双方向スイッチ素子）は、一端が交流出力端子Ｗに接続され、他端が三相交流電源１の端子Ｔに接続される。
ここで、双方向スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の構成例を図２（ａ）〜図２（ｄ）に示す。図２（ａ）に示す双方向スイッチ素子は、２つの逆阻止型ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を逆並列に接続して構成されている。図２（ｂ）に示す双方向スイッチ素子は、逆阻止耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードとを直列接続した２組の回路を逆並列に接続して構成されている。図２（ｃ）に示す双方向スイッチ素子は、逆阻止耐圧を有しないＩＧＢＴにダイオードを逆並列に接続した２組のスイッチ素子を逆直列に接続して構成されている。図２（ｄ）に示す双方向スイッチ素子は、図２（ｃ）に示した双方向スイッチ素子において、ＩＧＢＴがＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）に置き換えられた構成である。
上記構成において、インバータ回路４は、後述する制御期間のそれぞれにおいて、第１の電圧群に含まれる４レベルの電圧から選択した第１の電圧と第２の電圧とを、相補的に交流出力端子Ｕに出力する。第１の電圧群に含まれる電圧は、中性点端子Ｏの電位を基準とするゼロ電圧，直流電源Ｐｓｐの正電圧Ｖｐ，直流電源Ｐｓｎの負電圧Ｖｎおよび線間電圧Ｖｒｓである。三相交流電源１の端子Ｓは中性点端子Ｏに接続されている。したがって、線間電圧Ｖｒｓは、三相交流電源１の端子Ｒ−Ｓ間の電圧である。
具体的には、インバータ回路４は、交流出力端子Ｕに正電圧Ｖｐを出力するとき、スイッチング素子Ｑ１をオンし、交流出力端子Ｕに負電圧Ｖｎを出力するとき、スイッチング素子Ｑ２をオンする。また、インバータ回路４は、交流出力端子Ｕに線間電圧Ｖｒｓを出力するとき、双方向スイッチ素子Ｓ１をオンし、交流出力端子Ｕにゼロ電圧を出力するとき、双方向スイッチ素子Ｓ２をオンする。
また、インバータ回路４は、制御期間のそれぞれにおいて、第２の電圧群に含まれる４レベルの電圧から選択した第３の電圧と第４の電圧とを、相補的に交流出力端子Ｗに出力する。第２の電圧群に含まれる電圧は、中性点端子Ｏの電位を基準とするゼロ電圧，直流電源Ｐｓｐの正電圧Ｖｐ，直流電源Ｐｓｎの負電圧Ｖｎおよび線間電圧Ｖｔｓである。三相交流電源１の端子Ｓは中性点端子Ｏに接続されている。したがって、線間電圧Ｖｔｓは、三相交流電源１の端子Ｔ−Ｓ間の電圧である。
具体的には、インバータ回路４は、交流出力端子Ｗに正電圧Ｖｐを出力するとき、スイッチング素子Ｑ３をオンし、交流出力端子Ｗに負電圧Ｖｎを出力するとき、スイッチング素子Ｑ４をオンする。また、インバータ回路４は、交流出力端子Ｗに線間電圧Ｖｔｓを出力するとき、双方向スイッチ素子Ｓ４をオンし、交流出力端子Ｗにゼロ電圧を出力するとき、双方向スイッチ素子Ｓ３をオンする。
上述のとおり、中性点端子Ｏは交流出力端子Ｖに接続されている。したがって、交流出力端子Ｕに出力される電圧は、交流出力端子Ｕ−Ｖ間の線間電圧に相当する。また、交流出力端子Ｗに出力される電圧は、交流出力端子Ｗ−Ｖ間の線間電圧に相当する。よって、本実施形態において、交流出力端子Ｕに出力される電圧を線間電圧Ｖｕｖ（第１の線間電圧）とする。また、交流出力端子Ｗに出力される電圧を線間電圧Ｖｗｖ（第２の線間電圧）とする。
また、交流出力端子Ｖは三相交流電源１の端子Ｓに接続されている。したがって、交流出力端子Ｖには、三相交流電源１のＳ相電圧が出力されている。
交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗは、フィルタ回路５を介して負荷６に接続される。フィルタ回路５は、交流出力端子ＵとＶの間に接続されるリアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１の直列回路と、交流出力端子ＷとＶの間に接続されるリアクトルＬｆ２とコンデンサＣｆ２の直列回路とで構成されている。フィルタ回路５は、インバータ回路４から出力される三相交流電圧のうち、スイッチング素子および双方向スイッチ素子のオンオフ動作に伴うリプル電流成分を除去する。
制御回路２００は、線間電圧Ｖｕｖが線間電圧指令Ｖｕｖ＊（第１の線間電圧指令）と一致するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御信号Ｇ１，Ｇ２と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ２を生成する。また、制御回路２００は、線間電圧Ｖｗｖが線間電圧指令Ｖｗｖ＊（第２の線間電圧指令）と一致するように、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の制御信号Ｇ３，Ｇ４と双方向スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号Ｇｓ３，Ｇｓ４を生成する。
そのため、制御回路２００は、線間電圧指令の周期を複数の制御期間に分割し、各制御期間において、上記制御信号を生成するための論理演算を行う。この制御期間は、予め定められた時間幅を有しかつ連続する期間である。以下では、この制御期間の長さを、スイッチング周期Ｔとする。
なお、スイッチング周期Ｔによって定まるスイッチング周波数は、線間電圧指令の周波数に対して十分高い周波数であるのが望ましい。例えば、線間電圧指令の周波数が商用周波数の場合、スイッチング周波数は１ｋＨｚ以上であるのが好ましい。また、スイッチング周期Ｔは、必ずしも線間電圧指令の一周期に同期している必要はなく、非同期であっても良い。
図３は、制御回路２００が行う論理演算のうち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号を生成するための論理演算を説明するためのブロック図である。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と双方向スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号を生成するための論理演算も、同様に行われる。
制御回路２００には、電圧検出器３０１で検出される線間電圧Ｖｒｓ，電圧検出器４０１で検出される電圧Ｖｐおよび電圧検出器４０２で検出される電圧Ｖｎが入力される。制御回路２００は、これら３つの電圧の関係にしたがって、以下のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の４個の素子の制御信号を生成する。
第１の線間電圧指令生成回路２０１は、線間電圧Ｖｒｓに基づいて、線間電圧指令Ｖｕｖ＊を生成する。線間電圧指令Ｖｕｖ＊は、インバータ回路４が交流出力端子Ｕに出力する線間電圧Ｖｕｖの交流電圧指令である。線間電圧指令Ｖｕｖ＊は、線間電圧Ｖｒｓに同期し、かつ線間電圧Ｖｒｓの定格電圧に等しい振幅値を有している。
なお、線間電圧指令Ｖｕｖ＊は、線間電圧Ｖｒｓに非同期の交流電圧指令とすることもできる。また、線間電圧指令Ｖｕｖ＊は、線間電圧Ｖｒｓの定格電圧とは異なる振幅値を有する交流電圧指令とすることもできる。
電圧判定回路２０２には、線間電圧Ｖｒｓと線間電圧指令Ｖｕｖ＊とが入力される。電圧判定回路２０２は、線間電圧Ｖｒｓと線間電圧指令Ｖｕｖ＊とを用いて、該当するスイッチング周期Ｔが属する領域信号δを出力する。領域信号δは、領域１〜６に分類されている。
図４は、電圧判定回路２０２が行う領域判定と、パルス幅指令αおよび素子選択との関係を説明するための図である。
電圧判定回路２０２は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊と線間電圧Ｖｒｓの関係が、Ｖｕｖ＊≧０かつＶｒｓ＜０のとき、当該スイッチング周期Ｔを領域１と判定する。
電圧判定回路２０２は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊と線間電圧Ｖｒｓの関係が、Ｖｕｖ＊≧０かつＶｒｓ≧０かつＶｕｖ＊＞Ｖｒｓのとき、当該スイッチング周期Ｔを領域２と判定する。
電圧判定回路２０２は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊と線間電圧Ｖｒｓの関係が、Ｖｕｖ＊≧０かつＶｒｓ≧０かつＶｕｖ＊≦Ｖｒｓのとき、当該スイッチング周期Ｔを領域３と判定する。
電圧判定回路２０２は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊と線間電圧Ｖｒｓの関係が、Ｖｕｖ＊＜０かつＶｒｓ＜０かつＶｕｓ＊≧Ｖｒｓのとき、当該スイッチング周期Ｔを領域４と判定する。
電圧判定回路２０２は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊と線間電圧Ｖｒｓの関係が、Ｖｕｖ＊＜０かつＶｒｓ＜０かつＶｕｓ＊＜Ｖｒｓのとき、当該スイッチング周期Ｔを領域５と判定する。
電圧判定回路２０２は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊と線間電圧Ｖｒｓの関係が、Ｖｕｖ＊＜０かつＶｒｓ≧０のとき、当該スイッチング周期Ｔを領域６と判定する。
各領域において、４個の素子のうち一の素子がＨアーム素子として選択され、他の一の素子がＬアーム素子として選択される。Ｈアーム素子およびＬアーム素子に選択されなかった残りの２個の素子は、オフアーム素子となる。
Ｈアーム素子は、オンすることにより、第１の電圧群に含まれる４レベルの電圧のうちその絶対値が線間電圧指令Ｖｕｖ＊の絶対値以上であってかつ線間電圧指令Ｖｕｖ＊に一番近い電圧（第１の電圧）を、交流出力端子Ｕに出力することができる素子である。Ｈアーム素子は、後述するパルス幅指令αに対応する時間（Ｈアームオン時間）の間オンする。
Ｌアーム素子は、オンすることにより、第１の電圧群に含まれる４レベルの電圧のうちその絶対値が線間電圧指令Ｖｕｖ＊の絶対値よりも小さくかつ線間電圧指令Ｖｕｖ＊に一番近い電圧（第２の電圧）を、交流出力端子Ｕに出力することができる素子である。Ｌアーム素子は、スイッチング周期ＴからＨアームオン時間を差し引いた時間（Ｌアームオン時間）の間オンする。
オフアーム素子は、当該スイッチング周期Ｔにおいて、常にオフしている。
図３に戻って、パルス幅指令選択回路２０３には、線間電圧Ｖｒｓ，電圧Ｖｐ，電圧Ｖｎ，線間電圧指令Ｖｕｖ＊および領域信号δが入力される。パルス幅指令選択回路２０３は、これらの入力信号に基づいて、Ｈアーム素子に対するパルス幅指令α（スイッチング周期Ｔに対するオン時間の比率）を演算する。
領域１〜６のパルス幅指令αは、次式により求められる。
Figure 0005344063
比較器２０４には、パルス幅指令αとキャリア信号生成回路２０６で生成されたキャリア信号Ｓｃが入力される。比較器２０４は、パルス幅指令αとキャリア信号Ｓｃとを比較して、Ｈアーム素子をオンさせるための信号Ｈｏｎを生成する。Ｈアームオン信号Ｈｏｎがハイレベルのとき、スイッチング周期Ｔ内で、Ｈアーム素子がＨアームオン時間の間オンする。
論理反転器２０７は、Ｈアームオン信号Ｈｏｎのハイレベルまたはローレベルをローレベルまたはハイレベルに反転させて、Ｌアーム素子をオンさせるための信号Ｌｏｎを生成する。Ｌアームオン信号Ｌｏｎがハイレベルのとき、スイッチング周期Ｔで、Ｌアーム素子がＬアームオン時間の間オンする。
パルス分配回路２０５には、Ｈアームオン信号Ｈｏｎ，Ｌアームオン信号Ｌｏｎおよび領域信号δが入力される。パルス分配回路２０５は、Ｈアームオン信号Ｈｏｎを、領域信号δにしたがって選択されたＨアーム素子の制御信号に分配する。また、パルス分配回路２０５は、Ｌアームオン信号Ｌｏｎを、領域信号δにしたがって選択されたＬアーム素子の制御信号に分配する。そして、パルス分配回路２０５は、オフアーム素子に対して、当該スイッチング周期Ｔの間オフするための制御信号を生成する。
図４によれば、領域１のとき、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ１、Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ２、オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１である。領域２のとき、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ１、Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１、オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ２である。領域３のとき、Ｈアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１、Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ２、オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ１とＱ２である。領域４のとき、Ｈアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１、Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ２、オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ１とＱ２である。領域５のとき、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ２、Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１、オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ１と双方向スイッチ素子Ｓ２である。領域６のとき、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ２、Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ２、オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ１と双方向スイッチ素子Ｓ１である。
次に、線間電圧指令Ｖｕｖ＊がゼロ電圧以上の場合（領域１〜３）のスイッチング周期Ｔ内における線間電圧Ｖｕｖと４個の素子のオンオフ動作の関係を、図５〜図７を参照して説明する。
図５（ａ）は、領域１において、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される線間電圧Ｖｕｖを説明するための図である。図５（ｂ）〜図５（ｅ）は、この領域におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作を説明するための図である。
この領域では、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ１である。Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ２である。オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１である。したがって、スイッチング素子Ｑ１が、オン時間ＴＨ１の間オンする（図５（ｂ））。その後、双方向スイッチ素子Ｓ２が、オン時間ＴＬ１の間オンする（図５（ｅ））。スイッチング素子Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１とは、オフしている（図５（ｃ）、図５（ｄ））。
オン時間ＴＨ１は、式（１）によって求めたパルス幅指令αに基づいて、スイッチング周期Ｔに対して算出された時間である。オン時間ＴＬ１は、スイッチング周期Ｔからオン時間ＴＨ１を差し引いた時間である。
そして、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に第１の電圧である直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐが出力される。双方向スイッチ素子Ｓ２がオンすると、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に第２の電圧であるゼロ電圧が出力される（図５（ａ））。交流出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される線間電圧Ｖｕｖの平均値は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊の平均値に等しい。
なお、スイッチング周期Ｔ内において出力される電圧は、第２の電圧、第１の電圧の順であっても良い。このことは、以下の説明においても、同様である。
図６（ａ）は、領域２において、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される線間電圧Ｖｕｖを説明するための図である。図６（ｂ）〜図６（ｅ）は、この領域におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作を説明するための図である。
この領域では、Ｈアーム素子はスイッチング素子Ｑ１である。Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１である。オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ２である。したがって、スイッチング素子Ｑ１が、オン時間ＴＨ２の間オンする（図６（ｂ））。その後、双方向スイッチ素子Ｓ１が、オン時間ＴＬ２の間オンする（図６（ｄ））。スイッチング素子Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ２とは、オフしている（図６（ｃ）、図６（ｅ））。
オン時間ＴＨ２は、式（２）によって求めたパルス幅指令αに基づいて、スイッチング周期Ｔに対して算出された時間である。オン時間ＴＬ２は、スイッチング周期Ｔからオン時間ＴＨ２を差し引いた時間である。
そして、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に第１の電圧である直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐが出力される。双方向スイッチ素子Ｓ１がオンすると、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に第２の電圧である三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓが出力される（図６（ａ））。交流出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される線間電圧Ｖｕｖの平均値は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊の平均値に等しい。
図７（ａ）は、領域３において、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される線間電圧Ｖｕｖを説明するための図である。図７（ｂ）〜図７（ｅ）は、この領域におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作を説明するための図である。
この領域では、Ｈアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ１である。Ｌアーム素子は双方向スイッチ素子Ｓ２である。オフアーム素子はスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２である。したがって、双方向スイッチ素子Ｓ１が、オン時間ＴＨ３の間オンする（図７（ｂ））。その後、双方向スイッチ素子Ｓ２が、オン時間ＴＬ３の間オンする（図７（ｄ））。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、オフしている（図７（ｃ）、図７（ｅ））。
オン時間ＴＨ３は、式（３）によって求めたパルス幅指令αに基づいて、スイッチング周期Ｔに対して算出された時間である。オン時間ＴＬ３は、スイッチング周期Ｔからオン時間ＴＨ３を差し引いた時間である。
そして、双方向スイッチ素子Ｓ１がオンすると、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に第１の電圧である三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓが出力される。双方向スイッチ素子Ｓ２がオンすると、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に第２の電圧であるゼロ電圧が出力される（図７（ａ））。交流出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される線間電圧Ｖｕｖの平均値は、線間電圧指令Ｖｕｓ＊の平均値に等しい。
図８〜図１０は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊がゼロ電圧より小さい場合（領域４〜６）のスイッチング周期Ｔ内における線間電圧Ｖｕｖと４個の素子のオンオフ動作の関係を説明するための図である。
図８は、領域４における交流出力電圧を説明するための図である。
領域４は、回路動作の対称性から、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２とが、領域３の場合とほぼ同様の動作をする領域である。この領域では、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に、その平均電圧が線間電圧指令Ｖｕｖ＊の平均電圧に等しい線間電圧Ｖｕｖが出力される。
図９は、領域５における交流出力電圧を説明するための図である。
領域５は、回路動作の対称性から、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の動作が逆になって、領域２の場合とほぼ同様の動作をする領域である。この領域では、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に、その平均電圧が線間電圧指令Ｖｕｖ＊の平均電圧に等しい線間電圧Ｖｕｖが出力される。
図１０は、領域６における交流出力電圧を説明するための図である。
領域６は、回路動作の対称性から、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の動作が逆になって、領域１の場合とほぼ同様の動作をする領域である。この領域では、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に、その平均電圧が線間電圧指令Ｖｕｖ＊に等しい線間電圧Ｖｕｖが出力される。
以上のとおり、制御回路２００は、スイッチング周期Ｔ毎に、Ｈアーム素子とＬアーム素子とを選択する。そして、インバータ回路４は、スイッチング周期Ｔ内で、Ｈアーム素子とＬアーム素子とをそれぞれの所定時間オンさせて、その平均電圧が線間電圧指令Ｖｕｖ＊の平均電圧に等しい線間電圧Ｖｕｖを、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に発生する。
例えば、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓが線間電圧指令Ｖｕｖ＊よりも小さいとき、インバータ回路４は、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓに直流電源直列回路３の正電圧Ｖｐと負電圧Ｖｎとを適宜重畳して、線間電圧Ｖｕｖを発生することができる（領域２、領域５）。
また、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓが線間電圧指令Ｖｕｖ＊よりも大きいとき、インバータ回路４は、三相交流電源１の電圧を降圧して線間電圧Ｖｕｖを発生することができる（領域３、領域４）。
さらに、インバータ回路４は、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓとは反対極性の線間電圧Ｖｕｖを発生することができる（領域１、領域６）。このとき発生する線間電圧Ｖｕｖは、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓと位相が大きくずれた電圧となる。
ところで、インバータ回路４は、直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐよりも高い電圧を出力することができず、直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎよりも低い電圧を出力することができない。したがって、線間電圧指令Ｖｕｖ＊が電圧Ｖｐよりも大きいとき、および、線間電圧指令Ｖｕｖ＊が電圧Ｖｎよりも小さいとき、全ての素子をオフするなどの保護動作を行うのが適切である。
また、線間電圧指令Ｖｕｖ＊が電圧Ｖｐよりも大きいとき、スイッチング素子Ｑ１を常にオン状態に維持しても良い。そして、線間電圧指令Ｖｕｖ＊が電圧Ｖｎよりも小さいとき、スイッチング素子Ｑ２を常にオン状態に維持するようにしても良い。
上記説明から明らかなように、インバータ回路４において、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に線間電圧Ｖｕｖを出力するための回路と、交流出力端子Ｗ−Ｖ間に線間電圧Ｖｗｖを出力するための回路とは、三相交流電源１の端子Ｓと交流出力端子Ｖとを結ぶラインに対して、対称に構成されている。したがって、制御回路２００において、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と双方向スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号を生成するための論理演算は、図３を用いて説明したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号を生成するための論理演算と同様に行われる。すなわち、制御回路２００は、三相交流電源１の線間電圧Ｖｔｓと線間電圧指令Ｖｗｖ＊とを用いて、各制御期間を領域１〜６に分類する。そして、制御回路２００は、電圧Ｖｐ，Ｖｎ，Ｖｔｓおよび線間電圧指令Ｖｗｖ＊を用いて、Ｈアーム素子およびＬアーム素子を設定するとともに、これらの素子のオン時間を演算し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と双方向スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号を生成する。
また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と双方向スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の動作と交流出力端子Ｗ−Ｖ間に出力される線間電圧Ｖｗｖの関係は、図４〜図１０を用いて説明したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作と交流出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される線間電圧Ｖｕｖの関係と同様である。すなわち、インバータ回路４は、各制御期間において生成された制御信号に従って、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と双方向スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４をオンオフ動作させる。その結果、インバータ回路４は、線間電圧指令Ｖｗｖ＊の平均値に等しい平均値を有する線間電圧Ｖｗｖを交流出力端子Ｗ−Ｖ間に出力する。
以上のとおり、第１の実施形態に係る電力変換装置は、各制御期間において、第１の電圧と第２の電圧を適切に選択するとともに、それぞれの電圧の出力時間を適切に設定することにより、線間電圧指令Ｖｕｖ＊の平均電圧等しい平均電圧を有する線間電圧Ｖｕｖを出力することができる。また、第１の実施形態に係る電力変換装置は、各制御期間において、第３の電圧と第４の電圧を適切に選択するとともに、それぞれの電圧の出力時間を適切に設定することにより、線間電圧指令Ｖｗｖ＊の平均電圧等しい平均電圧を有する線間電圧Ｖｗｖを出力することができる。
このとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２は、第１の電圧と第２の電圧との間でオンオフ動作を行う。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４および双方向スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４は、第３の電圧と第４の電圧との間でオンオフ動作を行う。図５〜図１０から明らかなように、第１の電圧と第２の電圧との間の電圧差は、直流電源の電圧Ｖｐ，Ｖｎの大きさを超えることはない。同様に、第３の電圧と第４の電圧との間の電圧差は、直流電源の電圧Ｖｐ，Ｖｎの大きさを超えることはない。
一方、図１８に示した電力変換装置において、インバータ回路のスイッチング素子は、直流電源の正電圧と負電圧でオンオフ動作を行う。
したがって、同一のスイッチング周波数条件で，本実施形態に係るインバータ回路４のスイッチング素子がターンオンおよびターンオフするときに発生するスイッチング損失は、図１８に示した電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング損失に比べて小さくなる。同様に、本実施形態に係る双方向スイッチ素子がターンオンおよびターンオフするときに発生するスイッチング損失は、図１８に示した電力変換装置のスイッチング素子のスイッチング損失に比べて小さくなる。すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、図１８に示した電力変換装置よりも、スイッチング損失を低減することができる。
特に、線間電圧指令Ｖｕｖ＊を三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓに同期させ、線間電圧指令Ｖｗｖ＊を三相交流電源１の線間電圧Ｖｔｓに同期させるのが好適である。線間電圧指令を三相交流電源１の線間電圧に同期させれば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および双方向スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４に印加される電圧をより小さくすることができる。その結果、これらの素子で発生するスイッチング損失をさらに低減することができる。
また、本実施形態に係る電力変換装置の線間電圧Ｖｕｖは、第１の電圧と第２の電圧との間で変化する。したがって、リアクトルＬｆ１に印加される電圧が小さくなる。
リアクトルＬｆ１に流れるリプル電流は、電圧時間積（電圧の変化幅×電圧のパルス幅）に比例し、インダクタンス値に反比例する。インダクタンス値が同じ場合、本実施形態に係る電力変換装置では、電圧時間積が小さくなるため、リアクトルＬｆ１に流れるリプル電流が小さくなる。リプル電流が小さくなるとリアクトルＬｆ１の損失（主に鉄損）が小さくなる。したがって、リアクトルＬｆ１の低損失化が可能である。
一方、リプル電流を同じにする場合は、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を小さくすることができる。この場合は、リアクトルＬｆ１の小型化が可能である。
同様に、リアクトルＬｆ２の低損失化または小型化が可能である。
また、本実施形態に係る電力変換装置は、三相交流電源１に停電が発生した場合であっても三相交流電源１が正常な場合と同一の論理演算によって、スイッチング周期Ｔ毎に、
Ｈアーム素子とＬアーム素子とを選択することができる。そして、三相交流電源１が正常な場合と同様に、選択したＨアーム素子とＬアーム素子とをオンオフさせて、線間電圧指令Ｖｕｖ＊に対応する線間電圧Ｖｕｖと線間電圧指令Ｖｗｖ＊に対応する線間電圧Ｖｗｖを出力することができる。
したがって、本実施形態に係る電力変換装置は、線間電圧Ｖｕｖおよび線間電圧Ｖｗｖを出力する制御において、三相交流電源１の停電を検出するための手段を必要としない。
次に、図１１は、制御回路２００が行う領域判定と、パルス幅指令αおよび素子選択との他の関係を説明するための図である。また、図１２は、領域７における線間電圧Ｖｕｖとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作を説明するための図である。
制御回路２００の構成は、図３で示した制御回路と同じ構成である。ただし、電圧判定回路２０２は、図４に示した領域１〜６に加えて、さらに、領域７を判定する。領域７は、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓを交流出力端子Ｕ−Ｖ間に出力するための領域である。この領域７は、領域１〜６に優先して判定される。
以下では、図３と図１１および図１２を参照して、主に領域７に関する制御回路２００の動作について説明する。上記で説明した領域１〜６と共通する部分については、その説明を適宜省略する。
電圧判定回路２０２には、スイッチング周期Ｔ毎に、線間電圧指令Ｖｕｖ＊と三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓとが入力される。電圧判定回路２０２は、両電圧の関係が、｜Ｖｕｖ＊−Ｖｒｓ｜＜ΔＶｕｖ＊の条件を満たすとき、当該スイッチング周期Ｔを領域７と判定する。このとき、電圧判定回路２０２は、領域７を示す領域信号δを出力する。
ΔＶｕｖ＊は、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓの値が、線間電圧指令Ｖｕｖ＊の値に対して所定の範囲内にあることを判定するための基準量である。負荷６が線間電圧指令Ｖｕｖ＊±１０％の範囲で入力電圧の変動を許容する場合、基準量ΔＶｕｖ＊は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊の１０％に相当する量である。基準量ΔＶｕｖ＊は、他の条件によって定められた量であっても良い。
パルス幅指令選択回路２０３は、領域７を示す領域信号δが入力されると、パルス幅指令αを１．０に固定する。パルス幅指令αが１．０の場合、比較器２０４は、キャリア信号Ｓｃの大きさに関わらず、当該スイッチング周期Ｔを通してＨアーム素子をオンさせる信号Ｈｏｎを生成する。すなわち、当該スイッチング周期Ｔにおいて、Ｈアームオン信号Ｈｏｎは常にハイレベルであり、Ｌアームオン信号Ｌｏｎは常にローレベルである。
パルス分配回路２０５は、領域７を示す領域信号δが入力されると、双方向スイッチ素子Ｓ１をＨアーム素子に設定する。また、パルス分配回路２０５は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチ素子Ｓ２をオフアーム素子に設定する。したがって、パルス分配回路２０５は、当該スイッチング周期Ｔの間ハイレベルにある双方向スイッチ素子Ｓ１の制御信号Ｇｓ１と、当該スイッチング周期Ｔの間ローレベルにあるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチ素子Ｓ２の制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ２を出力する。
したがって、領域７と判定されたスイッチング周期Ｔにおいては、双方向スイッチ素子Ｓ１がオンし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチ素子Ｓ２がオフする。双方向スイッチ素子Ｓ１にみがオンすることにより、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓが出力される。
なお、領域７の場合、線間電圧指令Ｖｕｖ＊が負極性であっても、制御回路２００は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊が正極性の場合と同様の論理演算を行って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号を生成する。
また、インバータ回路４の構成から明らかなように、交流出力端子Ｕ−Ｖ間に線間電圧Ｖｕｖを出力するための回路と、交流出力端子Ｗ−Ｖ間に線間電圧Ｖｗｖを出力するための回路とは、三相交流電源１の端子Ｓと交流出力端子Ｖとを結ぶラインに対して、対称に構成されている。したがって、制御回路２００は、図３を用いて説明したのと同様の論理演算を行って、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と双方向スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号を生成する。
その結果、領域７と判定されたスイッチング周期Ｔでは、双方向スイッチ素子Ｓ１およびＳ４がオンし、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および双方向スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３はオフする。よって、双方向スイッチ素子Ｓ１とＳ４が電流通電による導通損失を発生する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および双方向スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３は、電流を流さないので、導通損失を発生しない。また、全ての素子は、オンオフ動作を行わないため、スイッチング損失を発生しない。
したがって、インバータ回路４の動作に領域７を設けると、さらに電力損失を低減することができる。
また、領域７では、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２には、スイッチング素子および双方向スイッチ素子のオンオフ動作によるリプル電流が流れない。したがって、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２の損失を低減することができる。
次に、図１３は、本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態を説明するための図である。この実施形態に係る電力変換装置は、図１に示した実施形態の直流電源直列回路３をコンバータ回路３０で構成している。
コンバータ回路３０は、コンデンサＣｐとコンデンサＣｎの直列回路，スイッチング素子Ｑｕとスイッチング素子Ｑｘの直列回路，スイッチング素子Ｑｗとスイッチング素子Ｑｚの直列回路，リアクトルＬｕおよびリアクトルＬｗを主な構成要素とする。コンデンサＣｐとコンデンサＣｎの接続点は、三相交流電源１の端子Ｓに接続されるとともに、コンバータ回路３０の中性点端子Ｏに接続されている。スイッチング素子Ｑｕとスイッチング素子Ｑｘの直列回路とスイッチング素子Ｑｗとスイッチング素子Ｑｚの直列回路とは、コンデンサＣｐとコンデンサＣｎの直列回路に並列に接続されている。リアクトルＬｕは、スイッチング素子Ｑｕとスイッチング素子Ｑｘの接続点と三相交流電源１の端子Ｒとの間に接続されている。リアクトルＬｗは、スイッチング素子Ｑｗとスイッチング素子Ｑｚの接続点と三相交流電源１の端子Ｔとの間に接続されている。
上記構成において、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓが正極性のとき、まず、スイッチング素子Ｑｘがオンし、スイッチング素子Ｑｕがオフする。スイッチング素子Ｑｘがオンすることにより、コンデンサＣｎの電圧Ｖｎと線間電圧Ｖｒｓとを加算した電圧がリアクトルＬｕに印加され、リアクトルＬｕにエネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑｘがオフし、スイッチング素子Ｑｕがオンする。スイッチング素子Ｑｘがオフすると、リアクトルＬｕに蓄積されたエネルギーがコンデンサＣｐに充電される。
一方、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓが負極性のとき、まず、スイッチング素子Ｑｕがオンし、スイッチング素子Ｑｘがオフする。スイッチング素子Ｑｕがオンすることにより、コンデンサＣｐの電圧Ｖｐと線間電圧Ｖｒｓとを加算した電圧がリアクトルＬｕに印加され、リアクトルＬｕにエネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑｕがオフし、スイッチング素子Ｑｘがオンする。スイッチング素子Ｑｕがオフすると、リアクトルＬｕに蓄積されたエネルギーがコンデンサＣｎに充電される。
このように、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘをオンオフ動作させることにより、コンデンサＣｐ，Ｃｎの電圧を、線間電圧Ｖｒｓの振幅値よりも高い所定の電圧値に維持することができる。同様に、スイッチング素子Ｑｗ，Ｑｚをオンオフ動作させることにより、線間電圧Ｖｔｓを用いて、コンデンサＣｐ，Ｃｎの電圧を、線間電圧Ｖｔｓの振幅値よりも高い所定の電圧値に維持することができる。なお、スイッチング素子Ｑｕ，ＱｘおよびＱｗ，Ｑｚは、三相交流電源１の周波数よりも十分に高い周波数で、上記オンオフ動作を行う。
所定電圧に充電されたコンデンサＣｐ，Ｃｎは、インバータ回路４に対して、直列接続された直流電源として機能する。すなわち、コンデンサＣｐが、直流電源直列回路３の正側直流電源Ｐｓｐに対応する。また、コンデンサＣｎが、直流電源直列回路３の負側直流電源Ｐｓｎに対応する。
上記構成において、本実施形態に係るインバータ回路４は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図３〜図１０を用いて説明した領域１〜領域６の動作を行う。この動作により、本実施形態に係る電力変換装置が発揮する効果は、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様である。
すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊に対応する線間電圧Ｖｕｖを交流出力端子Ｕに出力することができる。また、この電力変換装置は、線間電圧指令Ｖｗｖ＊に対応する線間電圧Ｖｗｖを交流出力端子Ｗに出力することができる。
そして、この線間電圧の出力に際して、本実施形態に係る電力変換装置は、図１８に示した電力変換装置よりも、スイッチング損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２の低損失化または小型化を可能とする。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、線間電圧Ｖｕｖおよび線間電圧Ｖｗｖを出力する制御において、三相交流電源１の停電を検出するための手段を必要としない。
また、本実施形態に係るインバータ回路４は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図１１と図１２を用いて説明した領域７の動作を行う。
この動作により、本実施形態に係る電力変換装置は、さらに電力損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、領域７において、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２の損失をより低減することができる。
次に、図１４は、本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態を説明するための図である。
この実施形態に係る電力変換装置は、図１に示した電力変換装置のインバータ回路４を、インバータ回路４１とインバータ回路４２とで構成している。インバータ回路４１は、交流出力端子Ｕ（第１の交流出力端子）に線間電圧Ｖｕｖを出力するインバータ回路である。インバータ回路４２は、交流出力端子Ｗ（第２の交流出力端子）に線間電圧Ｖｗｖを出力するインバータ回路である。さらに、この実施形態に係る電力変換装置は、直流電源直列回路３をインバータ回路４１に対応するコンバータ回路３１とインバータ回路４２に対応するコンバータ回路３２とで構成している。
コンバータ回路３１は、ダイオードＤｐｕとダイオードＤｎｕの直列回路，コンデンサＣｐｕとコンデンサＣｎｕの直列回路，双方向スイッチ素子ＳｕおよびリアクトルＬｕを主な構成要素とする。コンデンサＣｐｕの正側端子はコンバータ回路３１の正側出力端子Ｐｕに接続されている。コンデンサＣｎｕの負側端子はコンバータ回路３１の負側出力端子Ｎｕに接続されている。また、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの接続点は、コンバータ回路３１の中性点端子Ｏｕに接続されている。ダイオードＤｐｕ，Ｄｎｕの直列回路は、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの直列回路に並列に接続されている。双方向スイッチ素子Ｓｕは、ダイオードＤｐｕ，Ｄｎｕの接続点とコンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの接続点の間に接続されている。リアクトルＬｕは、三相交流電源１の端子ＲとダイオードＤｐｕ，Ｄｎｕの接続点との間に接続されている。
上記構成において、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓが正極性のとき、双方向スイッチ素子Ｓｕがオンすることにより線間電圧ＶｒｓがリアクトルＬｕに印加され、リアクトルＬｕにエネルギーが蓄積される。次に、双方向スイッチ素子Ｓｕがオフすると、リアクトルＬｕに蓄積されたエネルギーが、ダイオードＤｐｕを通してコンデンサＣｐｕに充電される。
一方、三相交流電源１の線間電圧Ｖｒｓが負極性のとき、双方向スイッチ素子Ｓｕがオンすることにより線間電圧ＶｒｓがリアクトルＬｕに印加され、リアクトルＬｕにエネルギーが蓄積される。次に、双方向スイッチ素子Ｓｕがオフすると、リアクトルＬｕに蓄積されたエネルギーが、ダイオードＤｎｕを通してコンデンサＣｎｕに充電される。
このように、コンバータ回路３１は、双方向スイッチ素子Ｓｕをオンオフ動作させることにより、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの電圧を、線間電圧Ｖｒｓの振幅値よりも高い所定の電圧値に維持することができる。双方向スイッチ素子Ｓｕは、三相交流電源１の周波数よりも十分に高い周波数で、上記オンオフ動作を行う。
コンバータ回路３２は、三相交流電源１の端子Ｓと交流出力端子Ｖ（第３の交流出力端子）とを結ぶラインに対して、コンバータ回路３１と対称の回路構成をとっている。また、コンバータ回路３２は、コンバータ回路３１と同様の動作により、コンデンサＣｐｗ，Ｃｎｗの電圧を、線間電圧Ｖｔｓの振幅値よりも高い所定の電圧値に維持する。
なお、コンバータ回路３１の出力端子Ｐｕ，Ｏｕ，Ｎｕと、コンバータ回路３２の出力端子Ｐｗ，Ｏｗ，Ｎｗとは、それぞれ相互に接続されている。したがって、コンデンサＣｐｕの電圧とコンデンサＣｐｗの電圧は同じである。また、コンデンサＣｎｕの電圧とコンデンサＣｎｗの電圧は同じである。
所定電圧に充電されたコンデンサＣｐｕ，ＣｎｕおよびコンデンサＣｐｗ，Ｃｎｗは、インバータ回路４１，４２に対して、直列接続された直流電源として機能する。すなわち、コンデンサＣｐｕ，Ｃｐｗが、直流電源直列回路３の正側直流電源Ｐｓｐに対応する。また、コンデンサＣｎｕ，Ｃｎｗが、直流電源直列回路３の負側直流電源Ｐｓｎに対応する。
インバータ回路４１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を主な構成要素とする。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の両端は、コンバータ回路３１の出力端子Ｐｕ，Ｎｕに接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、交流出力端子Ｕに接続されている。双方向スイッチ素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と三相交流電源１の端子Ｒとの間に接続されている。双方向スイッチ素子Ｓ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とコンバータ回路３１の中性点端子Ｏｕとの間に接続されている。
インバータ回路４２は、三相交流電源１の端子Ｓと交流出力端子Ｖ（第３の交流出力端子）とを結ぶラインに対して、インバータ回路４１と対称の回路構成をとっている。したがって、インバータ回路４２についての接続構成の説明は省略する。
上記構成において、本実施形態に係るインバータ回路４１，４２は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図３〜図１０を用いて説明した領域１〜領域６の動作を行う。この動作により、本実施形態に係る電力変換装置が発揮する効果は、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様である。
すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、線間電圧指令Ｖｕｖ＊に対応する線間電圧Ｖｕｖを交流出力端子Ｕに出力することができる。また、この電力変換装置は、線間電圧指令Ｖｗｖ＊に対応する線間電圧Ｖｗｖを交流出力端子Ｗに出力することができる。
そして、この線間電圧の出力に際して、本実施形態に係る電力変換装置は、図１８に示した電力変換装置よりも、スイッチング損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２の低損失化または小型化を可能とする。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、線間電圧Ｖｕｖおよび線間電圧Ｖｗｖを出力する制御において、三相交流電源１の停電を検出するための手段を必要としない。
また、本実施形態に係るインバータ回路４１，４２は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図１１と図１２を用いて説明した領域７の動作を行う。
この動作により、本実施形態に係る電力変換装置は、さらに電力損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、領域７において、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２の損失をより低減することができる。
次に、図１５は、本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態を説明するための図である。
この電力変換装置では、Ｙ結線接続されたコンデンサ２１〜２３の中性点とＹ結線接続されたフィルタ回路５１の中性点とが端子Ｃで接続されている。さらに、直流電源直列回路の中性点端子Ｏが、この端子Ｃに接続されている。この電力変換装置は、インバータ回路４１〜４３をＹ結線接続して、所定の三相交流電圧を生成する。インバータ回路４１〜４３の入力は、三相交流電源１の各相電圧と直流電源直列回路３の電圧である。
インバータ回路４１は、交流出力端子Ｕ（第１の交流出力端子）にＵ相電圧（第１の相電圧）を出力するインバータ回路である。インバータ回路４２は、交流出力端子Ｗ（第２の交流出力端子）にＷ相電圧（第２の相電圧）を出力するインバータ回路である。インバータ回路４３は、交流出力端子Ｖ（第３の交流出力端子）にＶ相電圧（第３の相電圧）を出力するインバータ回路である。
インバータ回路４１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と双方向スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を主な構成要素とする。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の両端は、直流電源直列回路３の出力端子Ｐ，Ｎに接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、交流出力端子Ｕに接続されている。双方向スイッチ素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と三相交流電源１の端子Ｒとの間に接続されている。双方向スイッチ素子Ｓ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と直流電源直列回路３の中性点端子Ｏとの間に接続されている。
インバータ回路４２は、三相交流電源１の端子Ｔと直流電源直列回路３に対して、インバータ回路４１と同様の構成をとっている。インバータ回路４３は、三相交流電源１の端子Ｓと直流電源直列回路３に対して、インバータ回路４１と同様の構成をとっている。したがって、インバータ回路４２，４３についての接続構成の説明は省略する。
上記構成において、本実施形態に係るインバータ回路４１〜４３は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図３〜図１０を用いて説明した領域１〜領域６の動作を行う。この動作により、本実施形態に係る電力変換装置が発揮する効果は、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様である。
すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、相電圧指令Ｖｕ＊（第１の相電圧指令）に対応する相電圧Ｖｕを交流出力端子Ｕに出力することができる。また、この電力変換装置は、相電圧指令Ｖｗ＊（第２の相電圧指令）に対応する相電圧Ｖｗを交流出力端子Ｗに出力することができる。また、この電力変換装置は、相電圧指令Ｖｖ＊（第３の相電圧指令）に対応する相電圧Ｖｖを交流出力端子Ｖに出力することができる。
そして、この相電圧を出力するに際して、本実施形態に係る電力変換装置は、対応するインバータ回路について、図１８に示した電力変換装置よりも、スイッチング損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３の低損失化または小型化を可能とする。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する制御において、三相交流電源１の停電を検出するための手段を必要としない。
また、本実施形態に係るインバータ回路４１〜４３は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図１１と図１２を用いて説明した領域７の動作を行う。
この動作により、本実施形態に係る電力変換装置は、さらに電力損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、領域７において、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３の損失をより低減することができる。
次に、図１６は、本発明に係る電力変換装置の第５の実施形態を説明するための図である。
この電力変換装置は、図１５に示した電力変換装置の直流電源直列回路３を、インバータ回路４１に対応するコンバータ回路３１，インバータ回路４２に対応するコンバータ回路３２およびインバータ回路４３に対応するコンバータ回路３３で構成している。
コンバータ回路３１は、ダイオードＤｐｕとダイオードＤｎｕの直列回路，コンデンサＣｐｕとコンデンサＣｎｕの直列回路，双方向スイッチ素子ＳｕおよびリアクトルＬｕを主な構成要素とする。コンデンサＣｐｕの正側端子はコンバータ回路３１の正側出力端子Ｐｕに接続され、コンデンサＣｎｕの負側端子はコンバータ回路３１の負側出力端子Ｎｕに接続されている。また、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの接続点は、コンバータ回路３１の中性点端子Ｏｕに接続されているとともに、Ｙ結線接続したコンデンサ２１〜２３の中性点とＹ結線接続したフィルタ回路５１の中性点とが接続される端子Ｃに接続されている。ダイオードＤｐｕ，Ｄｎｕの直列回路は、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの直列回路に並列に接続されている。双方向スイッチ素子Ｓｕは、ダイオードＤｐｕ，Ｄｎｕの接続点とコンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕの接続点の間に接続されている。リアクトルＬは、三相交流電源１の端子ＲとダイオードＤｐｕ，Ｄｎｕの接続点との間に接続されている。
上記構成において、コンバータ回路３１は、図１４に示した第３の実施形態に係るコンバータ回路３１と同様に、双方向スイッチＳｕをオンオフ動作させて、コンデンサＣｐｕ，Ｃｎｕを所定の電圧に充電する。所定電圧に充電されたコンデンサＣｐｕとコンデンサＣｎｕは、インバータ回路４１に対して、直流電源直列回路３と同様の電源として機能する。
コンバータ回路３２は、コンバータ回路３１と同様の回路構成をとり、双方向スイッチＳｗをオンオフ動作させて、コンデンサＣｐｗ，Ｃｎｗを所定の電圧に充電する。所定電圧に充電されたコンデンサＣｐｗとコンデンサＣｎｗは、インバータ回路４２に対して、直流電源直列回路３と同様の電源として機能する。
コンバータ回路３３は、コンバータ回路３１と同様の回路構成をとり、双方向スイッチＳｖをオンオフ動作させて、コンデンサＣｐｖ，Ｃｎｖを所定の電圧に充電する。所定電圧に充電されたコンデンサＣｐｖとコンデンサＣｎｖは、インバータ回路４３に対して、直流電源直列回路３と同様の電源として機能する。
なお、コンバータ回路３１の出力端子Ｐｕ，Ｏｕ，Ｎｕとコンバータ回路３２の出力端子Ｐｗ，Ｏｗ，Ｎｗおよびコンバータ回路３３の出力端子Ｐｖ，Ｏｖ，Ｎｖの対応する端子は、それぞれ相互に接続されている。したがって、コンデンサＣｐｕ，Ｃｐｖ，Ｃｐｗの各電圧は同じである。また、コンデンサＣｎｕ，Ｃｎｖ，Ｃｎｗの各電圧は同じである。
インバータ回路４１は、交流出力端子Ｕ（第１の交流出力端子）にＵ相電圧を出力するインバータ回路である。インバータ回路４２は、交流出力端子Ｗ（第２の交流出力端子）にＷ相電圧を出力するインバータ回路である。インバータ回路４３は、交流出力端子Ｖ（第３の交流出力端子）にＶ相電圧を出力するインバータ回路である。
インバータ回路４１〜４３の構成および動作は、図１５に示した第４の実施形態に係るインバータ回路４１〜４３と同じであるので、その説明を省略する。
本実施形態に係るインバータ回路４１〜４３は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図３〜図１０を用いて説明した領域１〜領域６の動作を行う。この動作により、本実施形態に係る電力変換装置が発揮する効果は、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様である。
すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、相電圧指令Ｖｕ＊に対応する相電圧Ｖｕを交流出力端子Ｕに出力することができる。この電力変換装置は、相電圧指令Ｖｗ＊に対応する相電圧Ｖｗを交流出力端子Ｗに出力することができる。この電力変換装置は、相電圧指令Ｖｖ＊に対応する相電圧Ｖｖを交流出力端子Ｖに出力することができる。
そして、この相電圧を出力するに際して、本実施形態に係る電力変換装置は、対応するインバータ回路について、図１８に示した電力変換装置よりも、スイッチング損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３の低損失化または小型化が可能である。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する制御において、三相交流電源１の停電を検出するための手段を必要としない。
また、本実施形態に係るインバータ回路４１〜４３は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図１１と図１２を用いて説明した領域７の動作を行う。
この動作により、本実施形態に係る電力変換装置は、さらに電力損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、領域７において、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３の損失をより低減することができる。
次に、図１７は、本発明に係る電力変換装置の第６の実施形態を説明するための図である。この実施形態は、三相４線式の三相交流電源１１と負荷６１とに、図１６に示した実施形態に係る電力変換装置を適用している。
この実施形態では、コンバータ３１〜３３の中性点端子が接続される端子Ｃに、三相交流電源１１の中性点と負荷６１の中性点とが接続される。この実施形態における電力変換装置の他の構成及び動作は、図１６に示した実施形態に係る電力変換装置と同様であるので、その説明を省略する。
この電力変換装置において、インバータ回路４１〜４３は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図３〜図１０を用いて説明した領域１〜領域６の動作を行う。この動作により、本実施形態に係る電力変換装置が発揮する効果は、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様である。
すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、相電圧指令Ｖｕ＊に対応する相電圧Ｖｕを交流出力端子Ｕに出力することができる。この電力変換装置は、相電圧指令Ｖｗ＊に対応する相電圧Ｖｗを交流出力端子Ｗに出力することができる。この電力変換装置は、相電圧指令Ｖｖ＊に対応する相電圧Ｖｖを交流出力端子Ｖに出力することができる。
そして、この相電圧を出力するに際して、本実施形態に係る電力変換装置は、対応するインバータ回路について、図１８に示した電力変換装置よりも、スイッチング損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３の低損失化または小型化が可能である。また、本実施形態に係る電力変換装置は、上記動作により、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する制御において、三相交流電源１１の停電を検出するための手段を必要としない。
また、本実施形態に係るインバータ回路４１〜４３は、第１の実施形態に係るインバータ回路４と同様に、図１１と図１２を用いて説明した領域７の動作を行う。
この動作により、本実施形態に係る電力変換装置は、さらに電力損失を低減することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置は、領域７において、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３の損失をより低減することができる。
１，１１・・・三相交流電源、２１，２２，２３・・・コンデンサ、３・・・直流電源直列回路、３ｕ，３ｗ，３１，３２，３３・・・コンバータ回路、４ｕ，４ｗ，４１，４２，４３・・・インバータ回路、５，５１・・・フィルタ回路、６，６１・・・三相負荷、２００・・・制御回路、３０１，３０２，３０３・・・電圧検出器、４０１，４０２，４０３・・・電圧検出器、Ｋ１〜Ｋ３・・・開閉手段。

Claims (22)

  1. 第１と第２の線間電圧指令に基づいて三相交流電圧を出力する電力変換装置であって、
    第１から第３の相電圧を出力するための第１から第３の端子を備える三相交流電源の電圧と、第１の直流電源と第２の直流電源とを直列に接続してなりその直列接続点である中性点端子が前記三相交流電源の第３の端子に接続される直流電源直列回路の電圧とを入力として、
    前記中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，前記直流電源直列回路の正電圧，前記直流電源直列回路の負電圧および前記三相交流電源の第１の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第１の電圧群から前記第１の線間電圧指令に従って選択した電圧を第１の線間電圧とし、
    前記中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，前記直流電源直列回路の正電圧，前記直流電源直列回路の負電圧および前記三相交流電源の第２の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第２の電圧群から前記第２の線間電圧指令に従って選択した電圧を第２の線間電圧とし、
    前記第１の線間電圧を第１の交流出力端子に出力し、前記第２の線間電圧を第２の交流出力端子に出力し、前記三相交流電源の第３の端子の電圧を第３の交流出力端子に出力することを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記第１の線間電圧を前記第１の交流出力端子に出力する第１のインバータ回路と、
    前記第２の線間電圧を前記第２の交流出力端子に出力する第２のインバータ回路と、
    を備えていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 予め定められた時間幅を有しかつ連続する制御期間のそれぞれにおいて、
    前記第１の線間電圧は、前記第１の線間電圧指令に従って前記第１の電圧群に含まれる電圧の中から選択した第１の電圧と第２の電圧とからなり、
    前記第２の線間電圧は、前記第２の線間電圧指令に従って前記第２の電圧群に含まれる電圧の中から選択した第３の電圧と第４の電圧とからなり、
    前記第１のインバータ回路は、前記制御期間のそれぞれで、前記第１の電圧と前記第２の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第１の交流出力端子に出力し、
    前記第２のインバータ回路は、前記制御期間のそれぞれで、前記第３の電圧と前記第４の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第２の交流出力端子に出力する、
    ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 予め定められた時間幅を有しかつ連続する制御期間のそれぞれにおいて、
    前記第１の線間電圧は、前記第１の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第１の線間電圧指令の絶対値以上であってかつその値が前記第１の線間電圧指令の値に一番近い第１の電圧と、前記第１の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第１の線間電圧指令の絶対値より小さくかつその値が前記第１の線間電圧指令の値に一番近い第２の電圧とからなり、
    前記第２の線間電圧は、前記第２の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第２の線間電圧指令の絶対値以上であってかつその値が前記第２の線間電圧指令の値に一番近い第３の電圧と、前記第２の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第２の線間電圧指令の絶対値より小さくかつその値が前記第２の線間電圧指令の値に一番近い第４の電圧とからなり、
    前記第１のインバータ回路は、前記制御期間のそれぞれで、前記第１の電圧と前記第２の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第１の交流出力端子に出力し、
    前記第２のインバータ回路は、前記制御期間のそれぞれで、前記第３の電圧と前記第４の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第２の交流出力端子に出力する、
    ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 前記第１の電圧の出力時間は、前記第１の線間電圧指令と前記第１の電圧と前記第２の電圧とに基づいて定められ、前記第２の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であり、
    前記第３の電圧の出力時間は、前記第２の線間電圧指令と前記第３の電圧と前記第４の電圧とに基づいて定められ、前記第４の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第３の電圧の出力時間を差し引いた時間である、
    ことを特徴とする請求項３または請求項４のいずれかに記載の電力変換装置。
  6. 前記第１の電圧の出力時間は、前記第１の線間電圧指令と前記第２の電圧との差電圧を、前記第１の電圧と前記第２の電圧との差電圧で除して得られる値に対応する時間であるとともに、前記第２の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であり
    前記第３の電圧の出力時間は、前記第２の線間電圧指令と前記第４の電圧との差電圧を、前記第３の電圧と前記第４の電圧との差電圧で除して得られる値に対応する時間であるとともに、前記第４の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第３の電圧の出力時間を差し引いた時間である
    ことを特徴とする請求項３または請求項４のいずれかに記載の電力変換装置。
  7. 前記第１の線間電圧指令は前記第３の端子に対する前記第１の端子の電圧に同期しており、前記第２の線間電圧指令は前記第３の端子に対する前記第２の端子の電圧に同期していることを特徴とする請求項３乃至請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記制御期間において、
    前記第１の線間電圧の平均値は前記第１の線間電圧指令の平均値に等しく、
    前記第２の線間電圧の平均値は前記第２の線間電圧指令の平均値に等しい、
    ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 前記直流電源直列回路の正電圧と前記直流電源直列回路の負電圧とは、前記第１の線間電圧指令の振幅値および前記第２の線間電圧指令の振幅値よりも大きく、
    前記第１の線間電圧指令と前記第２の線間電圧指令とは、同じ振幅値を有しかつ１２０度の位相差を有する、
    ことを特徴とする請求項２乃至請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 前記第１のインバータ回路は、第１と第２のスイッチング素子を直列接続して前記直流電源直列回路の両端に接続されるとともにその直列接続点を前記第１の交流出力端子とする第１のスイッチング素子直列回路と、一端が前記第１の交流出力端子に接続され他端が前記三相交流電源の第１の端子に接続される第１の双方向スイッチ素子と、一端が前記第１の交流出力端子に接続され他端が前記三相交流電源の第３の端子に接続される第２の双方向スイッチ素子とからなり、
    前記第２のインバータ回路は、第３と第４のスイッチング素子を直列接続して前記直流電源直列回路の両端に接続されるとともにその直列接続点を前記第２の交流出力端子とする第２のスイッチング素子直列回路と、一端が前記第２の交流出力端子に接続され他端が前記三相交流電源の第２の端子に接続される第３の双方向スイッチ素子と、一端が前記第２の交流出力端子に接続され他端が前記三相交流電源の第３の端子に接続される第４の双方向スイッチ素子とからなる、
    ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
  11. 第１から第３の相電圧指令に基づいて三相交流電圧を出力する電力変換装置であって、
    第１から第３の相電圧を出力するための第１から第３の端子を備える三相交流電源の電圧と、第１の直流電源と第２の直流電源とを直列に接続してなりその直列接続点である中性点端子が前記三相交流電源の第３の端子に接続される直流電源直列回路の電圧とを入力として、
    前記中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，前記直流電源直列回路の正電圧，前記直流電源直列回路の負電圧および前記三相交流電源の第１の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第３の電圧群から前記第１の相電圧指令に従って選択した電圧を第１の相電圧とし、
    前記中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，前記直流電源直列回路の正電圧，前記直流電源直列回路の負電圧および前記三相交流電源の第２の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第４の電圧群から前記第２の相電圧指令に従って選択した電圧を第２の相電圧とし、
    前記中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧，前記直流電源直列回路の正電圧，前記直流電源直列回路の負電圧および前記三相交流電源の第３の端子の電圧の４レベルの電圧からなる第５の電圧群から前記第３の相電圧指令に従って選択した電圧を第３の相電圧とし、
    前記第１の相電圧を第１の交流出力端子に出力し、前記第２の相電圧を第２の交流出力端子に出力し、前記第３の相電圧を第３の交流出力端子に出力することを特徴とする電力変換装置。
  12. 前記第１の相電圧を前記第１の交流出力端子に出力する第１のインバータ回路と、
    前記第２の相電圧を前記第２の交流出力端子に出力する第２のインバータ回路と、
    前記第３の相電圧を前記第３の交流出力端子に出力する第３のインバータ回路と、
    を備えていることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 予め定められた時間幅を有しかつ連続する制御期間のそれぞれにおいて、
    前記第１の相電圧は、前記第１の相電圧指令に従って前記第３の電圧群に含まれる電圧の中から選択した第１の電圧と第２の電圧とからなり、
    前記第２の相電圧は、前記第２の相電圧指令に従って前記第４の電圧群に含まれる電圧の中から選択した第３の電圧と第４の電圧とからなり、
    前記第３の相電圧は、前記第３の相電圧指令に従って前記第５の電圧群に含まれる電圧の中から選択した第５の電圧と第６の電圧とからなり、
    前記第１のインバータ回路は、前記第１の電圧と前記第２の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第１の交流出力端子に出力し、
    前記第２のインバータ回路は、前記第３の電圧と前記第４の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第２の交流出力端子に出力し、
    前記第３のインバータ回路は、前記第５の電圧と前記第６の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第３の交流出力端子に出力する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 予め定められた時間幅を有しかつ連続する制御期間のそれぞれで、
    前記第１の相電圧は、前記第３の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第１の相電圧指令の絶対値以上であってかつその値が前記第１の相電圧指令の値に一番近い第１の電圧と、前記第３の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第１の相電圧指令の絶対値より小さくかつその値が前記第１の相電圧指令の値に一番近い第２の電圧とからなり、
    前記第２の相電圧は、前記第４の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第２の相電圧指令の絶対値以上であってかつその値が前記第２の相電圧指令の値に一番近い第３の電圧と、前記第４の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第２の相電圧指令の絶対値より小さくかつその値が前記第２の相電圧指令の値に一番近い第４の電圧とからなり、
    前記第３の相電圧は、前記第５の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第３の相電圧指令の絶対値以上であってかつその値が前記第３の相電圧指令の値に一番近い第５の電圧と、前記第５の電圧群に含まれる電圧のうちその絶対値が前記第３の相電圧指令の絶対値より小さくかつその値が前記第３の相電圧指令の値に一番近い第６の電圧とからなり、
    前記第１のインバータ回路は、前記第１の電圧と前記第２の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第１の交流出力端子に出力し、
    前記第２のインバータ回路は、前記第３の電圧と前記第４の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第２の交流出力端子に出力し、
    前記第３のインバータ回路は、前記第５の電圧と前記第６の電圧とを、それぞれ任意の時間幅で相補的に前記第３の交流出力端子に出力する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
  15. 前記第１の電圧の出力時間は、前記第１の相電圧指令と前記第１の電圧と前記第２の電圧とに基づいて定められ、前記第２の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であり、
    前記第３の電圧の出力時間は、前記第２の相電圧指令と前記第３の電圧と前記第４の電圧とに基づいて定められ、前記第４の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第３の電圧の出力時間を差し引いた時間であり、
    前記第５の電圧の出力時間は、前記第３の相電圧指令と前記第５の電圧と前記第６の電圧とに基づいて定められ、前記第６の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第５の電圧の出力時間を差し引いた時間である、
    ことを特徴とする請求項１３または請求項１４のいずれかに記載の電力変換装置。
  16. 前記第１の電圧の出力時間は、前記第１の相電圧指令と前記第２の電圧との差電圧を、前記第１の電圧と前記第２の電圧の差電圧で除して得られる値に対応する時間であり、前記第２の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第１の電圧の出力時間を差し引いた時間であり、
    前記第３の電圧の出力時間は、前記第２の相電圧指令と前記第４の電圧との差電圧を、前記第３の電圧と前記第４の電圧の差電圧で除して得られる値に対応する時間であり、前記第４の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第３の電圧の出力時間を差し引いた時間であり、
    前記第５の電圧の出力時間は、前記第３の相電圧指令と前記第６の電圧との差電圧を、前記第５の電圧と前記第６の電圧の差電圧で除して得られる値に対応する時間であり、前記第６の電圧の出力時間は、前記制御期間の時間から前記第５の電圧の出力時間を差し引いた時間である、
    ことを特徴とする請求項１３または請求項１４のいずれかに記載の電力変換装置。
  17. 前記第１の相電圧指令は前記三相交流電源の第１の相電圧に同期し、前記第２の相電圧指令は前記三相交流電源の第２の相電圧に同期し、前記第３の相電圧指令は前記三相交流電源の第３の相電圧に同期していることを特徴とする請求項１３乃至請求項１６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  18. 前記制御期間において、
    前記第１の相電圧の平均値は前記第１の相電圧指令の平均値に等しく、
    前記第２の相電圧の平均値は前記第２の相電圧指令の平均値に等しく、
    前記第３の相電圧の平均値は前記第３の相電圧指令の平均値に等しい、
    ことを特徴とする請求項１７に記載の電力変換装置。
  19. 前記直流電源直列回路の正電圧と前記直流電源直列回路の負電圧とは、前記第１から第３の相電圧指令の振幅値よりも大きく、
    前記第１の相電圧指令と前記第２の相電圧指令と前記第３の相電圧指令とは同じ振幅値を有し、かつそれぞれ１２０度の位相差を有することを特徴とする請求項１２乃至請求項１８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  20. 前記第１のインバータ回路は、第１と第２のスイッチング素子を直列接続して前記直流電源直列回路の両端に接続されかつその直列接続点を前記第１の交流出力端子とする第１のスイッチング素子直列回路と、一端が前記第１の交流出力端子に接続され他端が前記三相交流電源の第１の端子に接続される第１の双方向スイッチ素子と、一端が前記第１の交流出力端子に接続され他端が前記直流電源直列回路の中性点端子に接続される第２の双方向スイッチ素子とからなり、
    前記第２のインバータ回路は、第３と第４のスイッチング素子を直列接続して前記直流電源直列回路の両端に接続されかつその直列接続点を前記第２の交流出力端子とする第２のスイッチング素子直列回路と、一端が前記第２の交流出力端子に接続され他端が前記三相交流電源の第２の端子に接続される第３の双方向スイッチ素子と、一端が前記第２の交流出力端子に接続され他端が前記直流電源直列回路の中性点端子に接続される第４の双方向スイッチ素子とからなり、
    前記第３のインバータ回路は、第５と第６のスイッチング素子を直列接続して前記直流電源直列回路の両端に接続されかつその直列接続点を前記第３の交流出力端子とする第３のスイッチング素子直列回路と、一端が前記第３の交流出力端子に接続され他端が前記三相交流電源の第３の端子に接続される第５の双方向スイッチ素子と、一端が前記第３の交流出力端子に接続され他端が前記直流電源直列回路の中性点端子に接続される第６の双方向スイッチ素子とからなる、
    ことを特徴とする請求項１９に記載の電力変換装置。
  21. 前記電力変換装置は、さらに、リアクトルとコンデンサを直列接続してなる回路を前記第１から第３の交流出力端子にＹ結線接続した三相フィルタ回路を備え、
    前記直流電源直列回路の中性点端子が、前記三相フィルタ回路の中性点に接続されているとともに、前記三相交流電源の第１から第３の端子にＹ結線接続した三相コンデンサの中性点に接続されていることを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
  22. 前記直流電源直列回路の中性点端子が、さらに、前記三相交流電源の中性点端子と三相負荷の中性点端子とに接続されていることを特徴とする請求項２１に記載の電力変換装置。
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