JPWO2005112292A1 - 信号発生装置、並びにこれを用いた送信装置、受信装置及び送受信装置 - Google Patents

Abstract

周波数ｆ１を具備する第１の内部信号と、周波数ｆ２を具備する第２の内部信号と、周波数ｆ２の２倍の周波数ｆ３を具備する第３の内部信号とを発生させ、これら第１、第２及び第３の内部信号を用いて、周波数ｆ１を具備する第１の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆ２を具備する第２の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆ３を具備する第３の出力信号とのうちいずれか１つを選択して出力する。

Description

本発明は、信号発生装置、並びにこれを用いた送信装置、受信装置及び送受信装置に係り、特に、高速な周波数ホッピングを用いた送受信機などに用いて好適な信号発生装置、並びにこれを用いた送信装置、受信装置及び送受信装置に関する。

図１及び図２は、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）技術を用いた無線通信方式を説明するための図であり、ＩＥＥＥ８０２委員会に提出された文書番号ＩＥＥＥ８０２.１５−０３−２６７ｒ５からの抜粋である。

この文書において提案されているＵＷＢの一種であるマルチバンドＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing）方式（ＭＢ−ＯＦＤＭ方式）では、図１に示すように、ＵＷＢの民生利用帯域として解放された３．１〜１０．６ＧＨｚの周波数帯を１４のサブバンドに分割し、これらのサブバンドのうちの幾つかを組み合わせて利用している。そのうちの１つであるモード１デバイスでは、図２に示す低周波側の３サブバンドのＢａｎｄ＃１〜Ｂａｎｄ＃３を利用する。具体的には、この３つのサブバンドを３１２.５ｎｓ毎に切り替えながら、即ち周波数ホッピングさせながら、ＯＦＤＭシンボルを伝送する。周波数ホッピング時の周波数切り替え時間は、９.５ｎｓである。

このような高速な周波数ホッピングを用いた送受信機には、高速な周波数切り替えが可能なローカル信号発生器が必要である。従来の周波数ホッピングシステムに用いられる、高速な周波数ロックの可能なＰＬＬ周波数シンセサイザを利用する方式では、９.５ｎｓ以内の周波数ホッピングは不可能である。その理由は、まず、これだけ広帯域に周波数を可変でき、かつ無線通信用途に耐える位相雑音特性を有する電圧制御発振器が実現困難であることによる。また９.５ｎｓ以内に周波数切り替えを完了するには、９.５ｎｓの間に複数回の位相比較動作が必要となるため、位相比較周波数は少なくともＧＨｚ前後のオーダとなり、移動体無線通信に要求される位相雑音特性と消費電力、コストを全て満足させることは困難であることによる。

図３は、高速ホッピングに対応する従来のローカル信号発生器を示す図である。

本従来例は図３に示すように、電圧制御発振器８１とＰＬＬ８２とによる周波数４２２４ＭＨｚの源振を１つ備え、これを１／８分周器８３で分周することにより５２８ＭＨｚの信号を得て、さらに１／２分周器８４で分周することにより２６４ＭＨｚの信号を得る。そして、２６４ＭＨｚの信号と５２８ＭＨｚの信号をシングルサイドバンドミキサ（ＳＳＢミキサ、ＳＳＢ）８５に入力することにより、その和周波である７９２ＭＨｚの信号を得る。２６４ＭＨｚの信号と７９２ＭＨｚの信号とのうちの一方の信号をセレクタ８６で選択し、もう１つのシングルサイドバンドミキサ８７へ供給する。この２つ目のシングルサイドバンドミキサ８７では、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚとの和周波として４４８８ＭＨｚの信号と、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚとの差周波として３９６０ＭＨｚの信号と、４２２４ＭＨｚと７９２ＭＨｚとの差周波として３４３２ＭＨｚの信号とをそれぞれ得る。

なお、シングルバンドミキサで、差周波と和周波を切り替えて出力する仕組みは、次の通りである。まず、周波数ｆ１の成分と、周波数ｆ２の成分のそれぞれに、ｓｉｎとｃｏｓを用意する。和周波を得るための信号処理の一例として、次のような方法がある。

ｓｉｎ（２×π×ｆ１×ｔ）×ｃｏｓ（２×π×ｆ２×ｔ）＋ｃｏｓ（２×π×ｆ１×ｔ）×ｓｉｎ（２×π×ｆ２×ｔ）＝ｓｉｎ｛２×π×（ｆ１＋ｆ２）×ｔ｝
一方差周波を得るには、次のようにすればよい。

ｓｉｎ（２×π×ｆ１×ｔ）×ｃｏｓ（２×π×ｆ２×ｔ）−ｃｏｓ（２×π×ｆ１×ｔ）×ｓｉｎ（２×π×ｆ２×ｔ）＝ｓｉｎ｛２×π×（ｆ１−ｆ２）×ｔ｝
全ての回路が差動回路で構成されている場合、例えばｓｉｎ（２×π×ｆ２×ｔ）の正・負を上記スイッチ部で入れ替えられるようするなどしておけば、和周波と差周波を選択的に得ることが出来る。

しかしながら、図３に示した従来技術には、以下に挙げるような問題点がある。

４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚとの和周波を出力させている場合にも、実際には非所望波であるこれらの差周波成分が寄生的に発生する。その強度は、シングルサイドバンドミキサのイメージ抑圧比に依存する。デバイス作製に伴うばらつき等を考慮すると、一般にイメージ抑圧比は３０ｄＢ前後の数値となる。差周波は図２のＢａｎｄ＃２のキャリアに相当するため、送信系を考えた場合、ベースバンド信号で変調されたこの差周波は、アンテナからそのまま放射される。従って３０ｄＢという抑圧比は、実用上充分とはいえない場合があり、より一層の抑圧が求められる場合がある。

また、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚとの差周波を出力させている場合にも、実際には非所望波であるこれらの和周波成分が寄生的に発生する。これによる影響は、上述した、和周波が所望波で、差周波が非所望波であるケースと同じであり、より一層の抑圧が求められる場合がある。

また、２６４ＭＨｚを分周器で発生させる場合、一般にその波形は矩形波となる。従って、２６４ＭＨｚの信号にはその３倍波である７９２ＭＨｚが含まれる。４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚとの和周波、あるいは差周波を発生させている場合、この３倍波に起因する４２２４ＭＨｚと７９２ＭＨｚとの差周波も寄生的に発生する。この非所望波成分は、図２のＢａｎｄ＃１のキャリアに相当するため、送信系を考えた場合、ベースバンド信号で変調されたこの差周波は、アンテナからそのまま放射される。その強度については、完全な矩形波を仮定すると、２６４ＭＨｚの強度に対し７９２ＭＨｚの強度は９.４ｄＢだけ低くなる。従って４２２４ＭＨｚと７９２ＭＨｚとの差周波の強度は、所望波に対し９.４ｄＢだけ低くなる。この９.４ｄＢという抑圧比は、全く不充分である。

また、２６４ＭＨｚと５２８ＭＨｚとをシングルサイドバンドミキサ８５でミキシングする部分では、２６４ＭＨｚの３倍高調波と出力波とが同一周波数であることから、入力信号のわずかな周波数の揺らぎにより、出力の７９２ＭＨｚ成分に振幅変動が生じる可能性がある。この振幅変動は、そのままローカル信号の振幅変動に反映されるため、不都合が生じる。

また、シングルサイドバンドミキサは、チップ面積と消費電力の大きい素子である。これが２個あることは、そのままチップ面積の増加と、消費電流の増加を招く。

以上述べた通り、従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ技術では、高速な周波数切り替えが可能なローカル信号発生器を、移動体無線通信に要求される位相雑音特性や消費電力、コストを満たしつつ実現することは困難である。

また、図３に示した従来技術では、各種の非所望波が発生し、ベースバンド信号で変調された非所望波がアンテナからそのまま放射されてしまうという問題点がある。あるいは、ローカル信号の振幅変動が発生してしまうという問題点がある。

本発明は、高速な周波数切り替えに対応する、信号発生装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、
周波数ｆ１を具備する第１の内部信号と、周波数ｆ２を具備する第２の内部信号と、前記周波数ｆ２の２倍の周波数ｆ３を具備する第３の内部信号とを発生する内部信号発生手段と、
前記第１、第２及び第３の内部信号を用いて、前記周波数ｆ１を具備する第１の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆ２を具備する第２の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆ３を具備する第３の出力信号とのうちいずれか１つを選択して出力する信号出力手段とを有する。

また、周波数ｆ１を具備する第１の内部信号と、周波数ｆ２を具備する第２の内部信号と、前記周波数ｆ２の２倍の周波数ｆ３を具備する第３の内部信号とを発生する内部信号発生手段と、
前記第１、第２及び第３の内部信号を用いて、前記周波数ｆ１を具備する第１の出力信号と、周波数ｆ１−ｆ２を具備する第２の出力信号と、周波数ｆ１−ｆ３を具備する第３の出力信号とのうちいずれか１つを選択して出力する信号出力手段とを有する。

また、周波数ｆ１を具備する第１の内部信号から周波数ｆｎ（ｎは自然数）を具備する第ｎの内部信号のうち、少なくとも第１から第３の内部信号を発生する内部信号発生手段と、
前記内部信号発生手段にて発生した内部信号を用いて、周波数ｆ１を具備する第１の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆ２を具備する第２の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆｎを具備する第ｎの出力信号のうちいずれか１つを出力する信号出力手段とを有し、
前記周波数ｆｎのうち、ｎが３以上の周波数ｆｎは、周波数ｆ２の整数倍である。

また、周波数ｆ１を具備する第１の内部信号から周波数ｆｎ（ｎは自然数）を具備する第ｎの内部信号のうち、少なくとも第１から第３の内部信号を発生する内部信号発生手段と、
前記内部信号発生手段にて発生した内部信号を用いて、周波数ｆ１を具備する第１の出力信号と、周波数ｆ１−ｆ２を具備する第２の出力信号と、周波数ｆ１−ｆｎを具備する第ｎの出力信号のうちいずれか１つを出力する信号出力手段とを有し、
前記周波数ｆｎのうち、ｎが３以上の周波数ｆｎは、周波数ｆ２の整数倍である。

本発明によれば、高速な周波数切り替えが可能なローカル信号発生器を、移動体無線通信に要求される位相雑音特性と消費電力、コストを満たしつつ実現することができる。

また、本発明によれば、各種非所望波の発生が抑制され、ベースバンド信号で変調された非所望波がアンテナからそのまま放射されることが抑制され、あるいは、ローカル信号の振幅変動の発生が抑制され、高速な周波数切り替えに対応した信号発生装置を提供できる。

また、本発明によれば、面積と消費電流の大きいシングルサイドバンドミキサは１個で済ますことが出来るため、チップ面積と消費電力の点で有利である。

ＵＷＢ（Ultra Wide Band）技術を用いた無線通信方式を説明するための図である。 ＵＷＢ（Ultra Wide Band）技術を用いた無線通信方式を説明するための図である。 高速ホッピングに対応する従来のローカル信号発生器を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第２の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第３の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第４の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第５の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第６の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第７の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第８の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第９の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１０の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１１の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１２の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１３の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１４の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１５の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１６の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１７の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１８の実施の形態を示す図である。 本発明の信号発生装置の第１９の実施の形態を示す図である。 本発明の送受信装置の第１の実施の形態を示す図である。 本発明の受信装置の第１の実施の形態を示す図である。 本発明の送信装置の第１の実施の形態を示す図である。 本発明の送受信装置の第２の実施の形態を示す図である。 本発明の受信装置の第２の実施の形態を示す図である。 本発明の送信装置の第２の実施の形態を示す図である。

図４は、本発明の信号発生装置の第１の実施の形態を示す図である。

図４に示す信号発生装置においては、電圧制御発振器１は、ＰＬＬ２により周波数ロックをかけられており、周波数６.８６４ＧＨｚの信号を発生している。

１／２分周器３は、この６.８６４ＧＨｚを１／２分周するとともに、約９０度の位相差を持った２系統の３．４３２ＧＨｚの信号を発生し、シングルサイドバンドミキサ８へその出力を伝える。なお、この約９０度の位相差を持つ信号の発生は、ごく一般的に用いられるマスタースレイブ型ＴＦＦのマスター側出力とスレイブ側出力をそれぞれ１／２分周器として利用することにより、容易に実現される。

１／６.５分周器４は、電圧制御発振器１の出力のアップエッジ及びダウンエッジの両方を利用することにより、１／６.５分周動作を実現し、１.０５６ＧＨｚの信号を出力する。このような両エッジ動作の回路も、ごく一般的に用いられる従来技術で容易に実現できる。１／６.５分周というのは整数分の１分周からははずれているため、入力信号のアップエッジ及びダウンエッジの両方を用いる動作を利用しても、なお、そのｄｕｔｙ比は１：１には保たれない。これの影響については後に述べる。また、この１／６.５分周後の１.０５６ＧＨｚの信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている上記マスタースレイブ型ＴＦＦを用いる従来技術でよい。第１の例としては、１／６.５分周器の中で、第１の１／６.５分周信号を発生する手段と、この第１の１／６.５分周信号から、電圧制御発振器１の出力の１／２波長に相当する時間の整数倍の時間だけ遅延を持った第２の１／６.５分周信号を発生させる手段とにより実現することが考えられる。第２の例としては、第１の１／６.５分周信号と、この第１の１／６.５分周信号を遅延回路に通すことで得られる第２の１／６.５分周信号とを用いることで実現することが考えられる。

１／１３分周器５は、電圧制御発振器１の出力のアップエッジ及びダウンエッジの両方を利用することにより、ｄｕｔｙ比１：１の１／１３分周動作を実現し、０.５２８ＧＨｚの信号を出力する。このような両エッジ動作の回路も、ごく一般的に用いられる従来技術で容易に実現できる。この１／１３分周後の０.５２８ＧＨｚの信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている上記マスタースレイブ型ＴＦＦを用いる従来技術でよい。第１の例としては、１／１３分周器の中で、第１の１／１３分周信号を発生する手段と、この第１の１／１３分周信号から、電圧制御発振器１の出力の１／２波長に相当する時間の整数倍の時間だけ遅延を持った第２の１／１３分周信号を発生させる手段とにより実現することが考えられる。第２の例としては、第１の１／１３分周信号と、この第１の１／１３分周信号を遅延回路に通すことで得られる第２の１／１３分周信号とを用いることで実現することが考えられる。

これら電圧制御発振器１、１／２分周器３、１／６．５分周器４及び１／１３分周器５によって内部信号発生手段が構成される。

スイッチ７は、１／６.５分周器４から出力された１.０５６ＧＨｚの成分と、１／１３分周器５から出力された５２８ＭＨｚの成分と、端子６に与えられる直流信号のうちの１つを選択して、シングルサイドバンドミキサ８に供給する。

シングルサイドバンドミキサ８では、１／２分周器３から供給される３.４３２ＧＨｚの信号と、スイッチ７を介して供給される信号との和周波信号を生成する。即ち、スイッチ７で端子６からの直流信号が選択されている場合は、３.４３２ＧＨｚの信号が出力され、スイッチ７で５２８ＭＨｚが選択されている場合は、３.９６０ＧＨｚの信号が出力され、スイッチ７で１.０５６ＧＨｚが選択されている場合は、４.４８８ＧＨｚの信号が出力される。これら３周波の切り替えは、スイッチ７の切り替え動作により行われるため、ｎｓオーダのごく短時間での切り替えが可能である。なお、スイッチ７とシングルサイドバンドミキサ８とから信号出力手段が構成される。

ここで図２に示した従来技術が有する問題点について考える。まず前提として、図２に示した低周波数側の３サブバンド、即ちＢａｎｄ＃１〜Ｂａｎｄ＃３のみを利用するモード１デバイスを仮定する。

スイッチ７で５２８ＭＨｚが選択されている場合、シングルサイドバンドミキサ８からは、所望波として、選択された５２８ＭＨｚの信号と３.４３２ＧＨｚの信号との和周波として３.９６０ＧＨｚの信号が出力される。同時に、シングルサイドバンドミキサ８のイメージ抑圧比に依存して、非所望波として、５２８ＭＨｚと３.４３２ＧＨｚとの差周波である２.９０４ＧＨｚも発生する。しかしながら、この差周波は、モード１デバイスが通信に利用する周波数範囲外である。例えば送信側を考えると、アンテナとチップとの間には、通常、通信に用いる周波数帯域のみを通過させるＲＦフィルタを挿入する。従って本技術を用いる場合、シングルサイドバンドミキサ８に要求されるイメージ抑圧比は、図２に示した、従来技術を用いた場合のイメージ抑圧比よりも低くて済む。

また、スイッチ７で１.０５６ＧＨｚが選択されている場合、シングルサイドバンドミキサ８からは、非所望波として、１．０５６ＧＨｚと３.４３２ＧＨｚとの差周波２.３７６ＧＨｚの信号が出力される。これも、モード１デバイスが通信に利用する周波数範囲外であり、かつ上述した２.９０４ＧＨｚよりも、通信に利用する帯域からは更に離れているため、大きな問題にはならない。

また、スイッチ７で５２８ＭＨｚ、もしくは１.０５６ＧＨｚが選択されている場合、これらに含まれる３倍波成分もシングルサイドバンドミキサ８に入力され、これらと３.４３２ＧＨｚの和周波、並びに差周波がスプリアスとして発生する。但し、シングルサイドバンドミキサの一般的な性質として、入力される２信号の基本波同士について和周波を取り出す構成の場合、入力信号のうちの一方の３倍波と、他方の基本波のミキシングに関しては、その差周波が取り出される。３倍波と基本波の和周波に関しては、基本波同士のミキシングにおける差周波の抑圧と同様の機構により、抑圧される。

また、３.４３２ＧＨｚと、５２８ＭＨｚの３倍波との差周波は１.８４８ＧＨｚである。３.４３２ＧＨｚと、１.０５６ＧＨｚの３倍波との差周波は２６４ＭＨｚである。これらは通信に利用する帯域から充分離れているため、大きな問題にはならない。

３.４３２ＧＨｚと、５２８ＭＨｚの３倍波の和周波は５.０１６ＧＨｚである。３.４３２ＧＨｚと、１.０５６ＧＨｚの３倍波の和差周波は６.６００ＧＨｚである。これらの成分に関しては、通信に利用する帯域から充分離れており、かつそもそもシングルバンドミキサで抑圧される成分であることから、やはり大きな問題にはならない。

１／６.５分周器４から出力される１.０５６ＧＨｚの信号は、今回の説明で用いた構成によれば、ｄｕｔｙ比が１：１とはならない。従ってこの１.０５６ＧＨｚの信号には、２倍波の２.１１２ＧＨｚの成分が含まれる。スイッチ７で１.０５６ＧＨｚが選択されている場合、この２倍波成分もシングルサイドバンドミキサ８に入力され、これらと３.４３２ＧＨｚとの和周波及び差周波がスプリアスとして発生する。３.４３２ＧＨｚと、１.０５６ＧＨｚの２倍波との差周波は１.３２０ＧＨｚであり、また、和周波は５.５４４ＧＨｚである。これらは通信に利用する帯域から充分離れているため、大きな問題にはならない。

また、以上述べた構成を、図３に示した従来技術と比較すると、まず面積と消費電流の大きなシングルサイドバンドミキサは１個で済ますことが出来るため、チップ面積と消費電力の点で有利である。また、源振の周波数に関しても、図３に示した構成でも９０度位相のずれた２系統の４.２２４ＧＨｚが必要である。これを得るために、発振器を２倍の周波数の８.４４８ＧＨｚで発振させ、これを１／２分周するとともに９０度位相のずれた成分を得る構成が一般的である。即ち、源振の周波数としては８.４４８ＧＨｚが必要である。これに対し本発明を用いた場合、源振の周波数は６.８６４ＧＨｚとなり、図３に示した構成よりも低くできる。このことは、製造コストや消費電力の点で有利である。

以上述べたような効果は、図４に示したのと同様な構成を用いて、３.４３２ＧＨｚの代わりに任意の周波数ｆ１を用い、５２８ＭＨｚの代わりに任意の周波数ｆ２を用い、１.０５６ＧＨｚの代わりに周波数ｆ３を用い、かつ２×ｆ２＝ｆ３という関係があり、出力周波数としてｆ１，ｆ１＋ｆ２，ｆ１＋ｆ３を得る場合には普遍的に得られる。あるいは図４に示したのと同様な構成を用いて、３.４３２ＧＨｚの代わりに任意の周波数ｆ１を用い、５２８ＭＨｚの代わりに任意の周波数ｆ２を用い、１.０５６ＧＨｚの代わりに周波数ｆ３を用い、かつ２×ｆ２＝ｆ３という関係があり、出力周波数としてｆ１，ｆ１−ｆ２，ｆ１−ｆ３を得る場合にも、普遍的に得られる。

なお、周波数ｆ１と周波数ｆ２を得るための分周比は整数分の１としている。また、シングルサイドバンドミキサ８からの出力は約９０度の位相のずれた２系統の出力信号となっている。

図５は、本発明の信号発生装置の第２の実施の形態を示す図である。

本形態は図５に示すように、図４に示した第１の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／１３分周器５を用いる代わりに、１／６.５分周器４の出力を１／２分周器９で１／２分周することにより、約９０度の位相差を持った２系統の５２８ＭＨｚの信号を得ている点にある。全体の動作原理、得られる利点等は、第１の実施の形態と同様である。

図６は、本発明の信号発生装置の第３の実施の形態を示す図である。

図６に示す信号発生装置においては、電圧制御発振器１０は、ＰＬＬ１１により制御され、周波数８.９７２ＧＨｚを発生している。

１／２分周器１２は、この８.９７６ＧＨｚの信号を１／２分周するとともに、約９０度の位相差を持った２系統の４．４８８ＧＨｚの信号を発生し、シングルサイドバンドミキサ１５へその出力を伝える。

１／８.５分周器１３は、電圧制御発振器１０の出力のアップエッジ及びダウンエッジの両方を利用することにより、１／８.５分周動作を実現し、１.０５６ＧＨｚの信号を出力する。この１／８.５分周後の１.０５６ＧＨｚの信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている従来技術でよい。

１／１７分周器１４は、電圧制御発振器１０の出力のアップエッジ及びダウンエッジの両方を利用することにより、ｄｕｔｙ比１：１の１／１７分周動作を実現し、０.５２８ＧＨｚの信号を出力する。この１／１７分周後の０.５２８ＧＨｚの信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている従来技術でよい。

スイッチ７は、１／８．５分周器１３から出力された１.０５６ＧＨｚの成分と、１／１７分周器１４から出力された５２８ＭＨｚの成分と、端子６に与えられる直流信号のうちの１つを選択して、シングルサイドバンドミキサ１５に供給する。

シングルサイドバンドミキサ１５では、１／２分周器１２から供給される４.４８８ＧＨｚの信号と、スイッチ７を介して供給される信号との差周波信号を生成する。即ち、スイッチ７で直流信号が選択されている場合は、４.４８８ＧＨｚの信号が出力され、スイッチ７で５２８ＭＨｚが選択されている場合は、３.９６０ＧＨｚの信号が出力され、スイッチ７で１.０５６ＧＨｚが選択されている場合は、３.４３２ＧＨｚの信号が出力される。これら３周波の切り替えは、スイッチ７の切り替え動作により行われるため、ｎｓオーダのごく短時間での切り替えが可能である。また内部信号の高調波や、シングルサイドバンドミキサ１５のイメージ波に起因するスプリアスは、全て所望のバンド外の周波数となるため、送受信機の動作に与える影響を押さえる上で好都合である。

図７は、本発明の信号発生装置の第４の実施の形態を示す図である。

本形態は図７に示すように、図６に示した第３の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／１７分周器１４を用いる代わりに、１／８.５分周器１３の出力を１／２分周器１６で１／２分周することにより、約９０度の位相差を持った２系統の５２８ＭＨｚの信号を得ている点にある。全体の動作原理、得られる利点等は、第３の実施の形態と同様である。

図８は、本発明の信号発生装置の第５の実施の形態を示す図である。

図８に示す信号発生装置においては、電圧制御発振器６８は、ＰＬＬ１７により制御され、５２８ＭＨｚの（２ｎ＋１）倍の周波数を発生している。なお、ｎは負ではない整数である。

１／２分周器１８は、この電圧制御発振器６８の出力を１／２分周するとともに、約９０度の位相差を持った２系統の信号を発生し、シングルサイドバンドミキサ２１へその出力を伝える。

１／（ｎ＋０.５）分周器１９は、電圧制御発振器６８の出力のアップエッジ及びダウンエッジの両方を利用することにより、１／（ｎ＋０.５）分周動作を実現し、１.０５６ＧＨｚの信号を出力する。この１／（ｎ＋０.５）分周後の１.０５６ＧＨｚの信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている従来技術でよい。

１／（２ｎ＋１）分周器２０は、電圧制御発振器６８の出力のアップエッジ及びダウンエッジの両方を利用することにより、ｄｕｔｙ比１：１の１／（２ｎ＋１）分周動作を実現し、０.５２８ＧＨｚの信号を出力する。この１／（２ｎ＋１）分周後の０.５２８ＧＨｚの信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている従来技術でよい。

スイッチ７は、１／（ｎ＋０．５）分周器１９から出力された１.０５６ＧＨｚの成分と、１／（２ｎ＋１）分周器２０から出力された５２８ＭＨｚの成分と、端子６に与えられる直流信号のうちの１つを選択して、シングルサイドバンドミキサ２１に供給する。

シングルサイドバンドミキサ２１では、１／２分周器１８から供給される（２ｎ＋１）×２６４ＭＨｚの信号と、スイッチ７を介して供給される信号との和周波信号を生成する。即ち、スイッチ７の選択動作により３種類の出力周波数のうちの１つが選択され、その切り替えはｎｓオーダのごく短時間で完了する。

図９は、本発明の信号発生装置の第６の実施の形態を示す図である。

本形態は図９に示すように、図８に示した第５の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／（２ｎ＋１）分周器２０を用いる代わりに、１／（ｎ＋０.５）分周器１９の出力を１／２分周器１６で１／２分周することにより、約９０度の位相差を持った２系統の５２８ＭＨｚの信号を得ている点にある。

なお、上述した第５及び第６の実施の形態におけるｎの値は、ＵＷＢの民生利用帯域として解放された３．１〜１０．６ＧＨｚの範囲になるように選ぶことができ、ｎは６から１７までの整数とすることができる。

図１０は、本発明の信号発生装置の第７の実施の形態を示す図である。

本形態は図１０に示すように、図８に示した第５の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／２分周器１８から供給される（２ｎ＋１）×２６４ＭＨｚと、スイッチ７を介して供給される信号の和周波信号を生成するシングルサイドバンドミキサ２１の代わりに、これらの差周波を生成するシングルサイドバンドミキサ６７を用いている点にある。

図１１は、本発明の信号発生装置の第８の実施の形態を示す図である。

本形態は図１１に示すように、図１０に示した第７の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／（２ｎ＋１）分周器２０を用いる代わりに、１／（ｎ＋０.５）分周器１９の出力を１／２分周器１６で１／２分周することにより、約９０度の位相差を持った２系統の５２８ＭＨｚの信号を得ている点にある。

なお、上述した第７及び第８の実施の形態におけるｎの値は、ＵＷＢの民生利用帯域として解放された３．１〜１０．６ＧＨｚの範囲になるように選ぶことができ、ｎは８から１９までの整数とすることができる。

図１２は、本発明の信号発生装置の第９の実施の形態を示す図である。

図１２に示す信号発生装置においては、電圧制御発振器２２は、ＰＬＬ２３により制御され、５２８ＭＨｚの２ｎ倍の周波数を発生している。なお、ｎは正の整数である。

１／２分周器２４は、この電圧制御発振器１６の出力を１／２分周するとともに、約９０度の位相差を持った２系統の信号を発生し、シングルサイドバンドミキサ２７へその出力を伝える。

１／ｎ分周器２５は、１.０５６ＧＨｚの信号を出力する。この信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている従来技術でよい。

１／２ｎ分周器２６は、０.５２８ＧＨｚを出力する。この信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている従来技術でよい。

スイッチ７は、１／ｎ分周器２５から出力された１.０５６ＧＨｚの成分と、１／２ｎ分周器２６から出力された５２８ＭＨｚの成分と、端子６に与えられる直流信号のうちの１つを選択して、シングルサイドバンドミキサ２７に供給する。

シングルサイドバンドミキサ２７では、１／２分周器２４から供給されるｎ×５２８ＭＨｚと、スイッチ７を介して供給される信号との和周波信号を生成する。即ち、スイッチ７の選択動作により３種類の出力周波数のうちの１つが選択され、その切り替えはｎｓオーダのごく短時間で完了する。

この場合、ｎの値は、ＵＷＢの民生利用帯域として解放された３．１〜１０．６ＧＨｚの範囲になるように選ぶことができ、ｎは６から１８の整数とすることができる。

なお、シングルサイドバンドミキサ２７として、１／２分周器２４から供給されるｎ×５２８ＭＨｚと、スイッチ７を介して供給される信号の差周波信号を生成するものを用いても良い。その場合にも、スイッチ７の選択動作により３種類の出力周波数のうちの１つが選択され、その切り替えはｎｓオーダのごく短時間で完了する。

この場合、ｎの値は、ＵＷＢの民生利用帯域として解放された３．１〜１０．６ＧＨｚの範囲になるように選ぶことができ、ｎは８から２０の整数とすることができる。

図１３は、本発明の信号発生装置の第１０の実施の形態を示す図である。

本形態は図１３に示すように、図１２に示した第９の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／２ｎ分周器２６を用いる代わりに、１／ｎ分周器２５の出力を１／２分周器１６で１／２分周することにより、約９０度の位相差を持った２系統の５２８ＭＨｚの信号を得ている点にある。

図１４は、本発明の信号発生装置の第１１の実施の形態を示す図である。

本形態は図１４に示すように、図１２に示した第９の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／２ｎ分周器２６を用いる代わりに、１／２分周器２４の出力を１／ｎ分周器２８で１／ｎ分周することにより、約９０度の位相差を持った２系統の周波数５２８ＭＨｚの信号を得ている点にある。なお１／ｎ分周器２８は、１／２分周器２４の出力のうちの１系統の単相信号、もしくは１系統の差動信号をクロックとして動作するものでも良い。あるいは１／２分周器２４の出力のうちの２系統の単相信号、もしくは２系統の差動信号、即ち４相信号をクロックとして動作するものでも良い。

図１５は、本発明の信号発生装置の第１２の実施の形態を示す図である。

本形態は図１５に示すように、図１４に示した第１１の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／ｎ分周器２５を用いる代わりに、１／２分周器２４の出力を１／（ｎ／２）分周器２９で１／（ｎ／２）分周することにより、約９０度の位相差を持った２系統の周波数１.０５６ＧＨｚの信号を得ている点にある。

図１６は、本発明の信号発生装置の第１３の実施の形態を示す図である。

本形態は図１６に示すように、図１５に示した第１２の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／ｎ分周器２８を用いる代わりに、１／（ｎ／２）分周器２９の出力を１／２分周器１６で１／２分周することにより、約９０度の位相差を持った２系統の５２８ＭＨｚの信号を得ている点にある。

図１７は、本発明の信号発生装置の第１４の実施の形態を示す図である。

本形態は図１７に示すように、図１５に示した第１２の実施の形態とほぼ同様である。違いは、互いに９０度位相のずれた４相信号を発生する４相電圧制御発振器３０を用い、これをＰＬＬ３１で制御することにより、図１５に示した１／２分周器２４を省略したことにある。本構成によっても、約９０度の位相差を持つｎ×５２８ＭＨｚの２系統の信号を得ることができる。

図１８は、本発明の信号発生装置の第１５の実施の形態を示す図である。

本形態は図１８に示すように、図１７に示した第１４の実施の形態とほぼ同様である。違いは、１／ｎ分周器２８を用いる代わりに、１／（ｎ／２）分周器２９の出力を１／２分周器１６で１／２分周することにより、約９０度の位相差を持った２系統の５２８ＭＨｚの信号を得ている点にある。

なお、上述した第５〜第１５の実施の形態に記載されている２６４ＭＨｚ、５２８ＭＨｚ、１.０５６ＧＨｚという周波数を、それぞれｆ４、２×ｆ４、４×ｆ４と一般化して実施しても何ら差し支えなく、同様の効果が得られることは明らかである。

また、上述した第９〜第１５の実施の形態におけるｎの値は、ＵＷＢの民生利用帯域として解放された３．１〜１０．６ＧＨｚの範囲になるように選ぶことができ、例えば、ｎは１１から１７までの整数、あるいは１３から１９までの整数などとすることができる。

図１９は、本発明の信号発生装置の第１６の実施の形態を示す図である。

図１９に示す信号発生装置においては、電圧制御発振器１は、ＰＬＬ２により周波数ロックをかけられており、周波数６.８６４ＧＨｚの信号を発生している。

１／２分周器３は、この６.８６４ＧＨｚを１／２分周するとともに、約９０度の位相差を持った２系統の３．４３２ＧＨｚの信号を発生し、シングルサイドバンドミキサ８と、スイッチ３３へその出力を伝える。

１／６.５分周器４は、電圧制御発振器１の出力のアップエッジ及びダウンエッジの両方を利用することにより、１／６.５分周動作を実現し、１.０５６ＧＨｚの信号を出力する。この１／６.５分周後の１.０５６ＧＨｚの信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている従来技術でよい。

１／１３分周器５は、電圧制御発振器１の出力のアップエッジ及びダウンエッジの両方を利用することにより、ｄｕｔｙ比１：１の１／１３分周動作を実現し、０.５２８ＧＨｚの信号を出力する。この１／１３分周後の０.５２８ＧＨｚの信号についても、約９０度の位相差を持つ信号を得られるようにする。その方法は、ごく一般的に用いられている従来技術でよい。

スイッチ３２は、１／６．５分周器４から出力された１.０５６ＧＨｚの成分と、１／１３分周器５から出力された５２８ＭＨｚの成分とのうちの１つを選択して、シングルサイドバンドミキサ８に供給する。

シングルサイドバンドミキサ８では、１／２分周器３から供給される３.４３２ＧＨｚと、スイッチ３２を介して供給される信号との和周波信号を生成する。即ち、スイッチ３２で５２８ＭＨｚが選択されている場合は、３.９６０ＧＨｚの信号がシングルサイドバンドミキサ８から出力され、スイッチ３２で１.０５６ＧＨｚが選択されている場合は、４.４８８ＧＨｚの信号がシングルサイドバンドミキサ８から出力される。

スイッチ３３では、このシングルサイドバンドミキサ８の出力と、１／２分周器３の出力のうちの一方を選択して出力する。以上の構成により、所望の３周波の切り替えは、スイッチ３２とスイッチ３３の切り替え動作により実現されるため、ｎｓオーダのごく短時間での切り替えが可能である。また内部信号の高調波や、シングルサイドバンドミキサ１５のイメージ波に起因するスプリアスは、全て所望のバンド外の周波数となるため、送受信機の動作に与える影響を押さえる上で好都合である。

図２０は、本発明の信号発生装置の第１７の実施の形態を示す図である。

図２０に示す信号発生装置においては、電圧制御発振器３４は、ＰＬＬ３５により周波数ロックをかけられており、その出力は１／２分周器３６で１／２分周されるとともに、約９０度の位相差を持つ２系統の信号が生成される。

電圧制御発振器３７は、ＰＬＬ３８で周波数ロックをかけられており、その出力は１／（ｎ／２）分周器３９で１／（ｎ／２）分周されるとともに、約９０度の位相差を持つ２系統の信号が生成される。

１／（ｎ／２）分周器３９の出力は、１／２分周器４０で更に１／２分周され、同時に約９０度の位相差を持つ２系統の信号が生成される。そして、１／（ｎ／２）分周器３９の出力と、１／２分周器４０の出力と、スイッチ４１の入力端子４２に与えられる直流信号とのうちの１つが、スイッチ４１で選択される。シングルサイドバンドミキサ４３では、スイッチ４１で選択された信号と、１／２分周器３６から出力された信号との和周波を生成して出力する。なお、シングルサイドバンドミキサ４３として、スイッチ４１で選択された信号と、１／２分周器３６から出力された信号との差周波を生成して出力するものを用いても良い。

図２１は、本発明の信号発生装置の第１８の実施の形態を示す図である。

図２１に示す第１８の実施の形態においては、電圧制御発振器４４は、ＰＬＬ４５により周波数ロックをかけられており、周波数ｆ０の信号を発生している。

１／２分周器４６は、この周波数ｆ０の信号を１／２分周して、周波数ｆ１の信号を得るとともに、約９０度の位相差を持った２系統の信号を発生し、シングルサイドバンドミキサ５０へその出力を伝える。

回路ブロック４７は、電圧制御発振器４４にて発生した周波数ｆ０の信号をその入力とし、周波数ｆ２，ｆ３，ｆ４，ｆ５の信号を発生し、同時に各々約９０度の位相差を持つ２系統の信号を発生する。各周波数には、ｆ３＝２×ｆ２、ｆ４＝３×ｆ２、ｆ５＝４×ｆ２という関係がある。

スイッチ４８は、周波数ｆ２，ｆ３，ｆ４，ｆ５の成分と、端子４９に与えられる直流信号のうちの１つを選択して、シングルサイドバンドミキサ５０に供給する。

シングルサイドバンドミキサ５０では、１／２分周器４６から供給される周波数ｆ１の信号と、スイッチ４７を介して供給される信号との和周波信号を生成する。本構成により、周波数ｆ１，ｆ１＋ｆ２，ｆ１＋ｆ３，ｆ１＋ｆ４，ｆ１＋ｆ５の５種類の周波数が出力として得られ、その切り替えはごく短時間で可能である。

なお、シングルサイドバンドミキサ５０として、スイッチ４８で選択された信号と、１／２分周器４６からの信号との差周波を生成して出力するものを用いても良い。また、周波数ｆ１の出力を得るための構成として、分周器４６の出力と、シングルサイドバンドミキサ５０の出力とのうちの一方を、スイッチを利用して選択して、出力する構成であっても良い。

本構成によれば、周波数ｆ２の成分の３倍高調波に起因するスプリアスである周波数ｆ１＋３×ｆ２の成分が、周波数ｆ１＋ｆ４に一致するという不具合がある。しかしながら、この周波数ｆ１＋３×ｆ２の成分は、以下に述べる機構によりその他のスプリアスよりも強度が低く保たれる。

シングルサイドバンドミキサ５０は、入力の基本波同士の和周波を生成する。その場合のシングルサイドバンドミキサ５０の一般的な性質として、入力信号のうちの一方の３倍波と、もう一方の基本波のミキシングに関しては、その和周波が抑圧される。また、ミキサへの入力信号に含まれる周波数３×ｆ２の成分の強度は、周波数ｆ２の成分の強度よりも小さい。従って非所望波である周波数ｆ１＋３×ｆ２の成分に対しては、シングルサイドバンドミキサ５０での抑圧効果と、周波数３×ｆ２の成分の強度がそもそも周波数ｆ２の成分の強度よりも小さいという、２つの抑圧要素が働く。

結果としてｆ１＋３×ｆ２の強度が、実際のデバイス／回路／装置設計と、システムの要求スペックとの関係から、許容されるレベルに収まるケースは充分考えられる。その場合、本構成によれば、シングルサイドバンドミキサ５０のイメージ出力は、本装置の出力周波数のいずれとも一致しないという利点が得られる。

また、周波数ｆ２〜ｆ５の内部信号の５倍高調波に起因するスプリアスも、本装置の出力周波数のいずれとも一致しないという利点がある。周波数ｆ２〜ｆ５の内部信号の３倍高調波に起因するスプリアスは、先に述べた周波数ｆ１＋３×ｆ２の成分をのぞいて本装置の出力周波数のいずれとも一致しないという利点がある。

以上述べた利点は、回路ブロック４７の代わりに、周波数ｆ０の信号をその入力とし、周波数ｆ２，ｆ３，ｆ４の信号を発生し、同時に各々約９０度の位相差を持つ２系統の信号を発生する回路ブロックを用い、かつ各周波数にはｆ３＝２×ｆ２、ｆ４＝３×ｆ２という関係が有り、出力として周波数ｆ１，ｆ１＋ｆ２，ｆ１＋ｆ３，ｆ１＋ｆ４の４周波を得る構成とした場合にも得られる。

図２２は、本発明の信号発生装置の第１９の実施の形態を示す図である。

図２２に示す信号発生装置においては、電圧制御発振器４４は、ＰＬＬ４５により周波数ロックをかけられており、周波数ｆ０の信号を発生している。

１／２分周器４６は、この周波数ｆ０の信号を１／２分周して、周波数ｆ１の信号を得るとともに、約９０度の位相差を持った２系統の信号を発生し、シングルサイドバンドミキサ５０へその出力を伝える。

回路ブロック５１は、電圧制御発振器４４にて発生した周波数ｆ０の信号をその入力とし、周波数ｆ２〜ｆｎの（ｎ−１）種類の信号を発生し、同時に各々約９０度の位相差を持つ２系統の信号を発生する。なお、ｆ３〜ｆｎの各周波数は、全てｆ２の整数倍の周波数となっている。

スイッチ５２は、周波数ｆ２からｆｎの成分と、端子４９に与えられる直流信号のうちの１つを選択して、シングルサイドバンドミキサ５０に供給する。

シングルサイドバンドミキサ５０では、１／２分周器４６から供給される周波数ｆ１の信号と、スイッチ５２を介して供給される信号との和周波信号を生成する。本構成により、周波数ｆ１、ｆ１＋ｆ２からｆ１＋ｆｎのｎ種類の周波数が出力として得られる。これら出力信号は各々約９０度の位相差を持つ２系統の信号を有している。

なお、シングルサイドバンドミキサ５０として、スイッチ５２で選択された信号と１／２分周器４６から出力された信号との差周波を生成して出力するものを用いても良い。

また、周波数ｆ１の出力を得るための構成として、分周器４６の出力と、シングルサイドバンドミキサ５０の出力とのうちの一方をスイッチを利用して選択して、出力する構成であっても良い。

図２３は、本発明の送受信装置の第１の実施の形態を示す図である。

図２３に示す送受信装置においては、ローカル信号発生装置５３からは、位相が約９０度ずれた２系統の信号Ｉ，Ｑが出力されており、この信号Ｉ，Ｑがバッファ増幅器を介して、直交送信ミキサ５４及び直交受信ミキサ５５にローカル信号として供給される。このローカル信号発生装置５３として、上述した信号発生装置の第１〜第１９の実施の形態で示したものを使用することができる。

送信信号は、ディジタル／アナログコンバータＤＡＣからアナログベースバンド部５８、直交送信ミキサ５４、増幅器６６及びスイッチ５９を介してアンテナへ供給される。送信信号の周波数ホッピングは、ローカル信号発生装置５３の出力するローカル信号の周波数を時間と共に切り替えることで実現する。

受信信号は、アンテナからスイッチ５９、増幅器５７、直交受信ミキサ５５及びアナログベースバンド部５６を介して、アナログ／ディジタルコンバータＡＤＣへ供給される。この時、受信信号の周波数ホッピングのタイミングと同期して、ローカル信号発生装置５３の出力するローカル信号の周波数を時間と共に切り替えることで、周波数ホッピング信号を受信する。

図２４は、本発明の受信装置の第１の実施の形態を示す図である。

図２４に示す受信装置は、図２３に示した送受信装置のうち、受信に関わるブロックのみを取り出した構成になっている。

図２５は、本発明の送信装置の第１の実施の形態を示す図である。

図２５に示す送信装置は、図２３に示した送受信装置のうち、送信に関わるブロックのみを取り出した構成になっている。

図２６は、本発明の送受信装置の第２の実施の形態を示す図である。

図２６に示す送受信装置、図２３に示した送受信装置に、ＲＦフィルタ６０を追加した構成になっている。このフィルタ６０は、送受信に用いる帯域の信号を通すバンドパスフィルタである。このフィルタ６０は、本発明を用いたローカル信号発生装置５３にて発生するスプリアスのうちの送受信に用いる帯域外の成分が直交送信ミキサ５４に入力され、これがベースバンド信号を変調することにより発生する送受信に用いる帯域の外側の不要信号がアンテナ６１から放射されるのを抑制する。また、このフィルタ６０は、アンテナ６１から本送受信装置の受信系に入力されるＲＦ信号のうち所望の帯域外の成分を抑圧することにより、本発明を用いたローカル信号発生装置５３にて発生するスプリアスのうちの送受信に用いる帯域外の成分が直交受信ミキサ５５に入力され、非所望信号のベースバンド信号に変換、変調されるという動作を抑制する。

なお、本発明を用いたローカル信号発生装置５３にて発生するスプリアスの強度は、その製造プロセスのばらつき具合や、実デバイスで採用する回路形式等に依存して変化する。即ち、所望のローカル周波数に対してそれよりも高周波側のスプリアスと低周波側のスプリアスとの強度を比較した場合、そのどちらがどれだけ強くなるかは、製造プロセスや、回路形式等に依存して変化する。

また、送信機が放射する不要信号の所望帯域外への放射に関する許容値は、所望帯域の高周波側と低周波側とでそれぞれ独立に規定される。即ち、同じレベルに設定される場合もあるが異なるレベルに設定される場合もある。

また、受信機が受信する非所望波の強度は、所望帯域の高周波側と低周波側とで異なるのが普通である。これに加え、送受信装置に用いられるアンテナ、フロントエンド部の増幅器、ミキサ等の周波数特性の問題もこれに加わる。フィルタ６０の高周波側の遮断特性と、低周波側の遮断特性は、以上の要素を全て勘案した上で最適に設定することが出来る。例えば、１０ｄＢ以上減衰させるようにする。

例えば、ローカル信号発生装置５３にて発生するスプリアスの強度は、所望のローカル周波数に対してそれよりも低周波側の成分の強度が強く、かつ送信機が放射する不要信号の所望帯域外への放射に関する許容値が所望帯域よりも低周波側の方でより低く設定されており、かつアンテナと、フロントエンド部の増幅器とミキサの周波数特性が、所望帯域よりも低周波側で利得が充分小さくならない場合、フィルタ６０の低周波側の遮断特性をシャープにすることにより、所望帯域よりも低周波側への不要信号放射電力を、許容値以下に収めることが出来る。このとき、フィルタ６０の高周波側の遮断特性を、低周波側のそれに比べて緩やかにすることにより、フィルタ６０の電力損失とコストを下げることが出来る。

別の例として、ローカル信号発生装置５３にて発生するスプリアスの強度は、所望のローカル周波数に対し、それよりも高周波側成分の強度が強く、かつこのスプリアスと周波数の近い受信機が受信する所望帯域外の不要信号の強度が大きく、かつアンテナと、フロントエンド部の増幅器とミキサの周波数特性が、所望帯域よりも高周波側で利得が充分小さくならない場合、フィルタ６０の高周波側の遮断特性をシャープにすることにより、受信機が受信する所望帯域外の不要信号の強度を弱め、これによる干渉を軽減することが出来る。このとき、フィルタ６０の低周波側の遮断特性を、高周波側のそれに比べて緩やかにすることにより、フィルタ６０の電力損失とコストを下げることが出来る。

図２７は、本発明の受信装置の第２の実施の形態を示す図である。

図２７に示す受信装置は、図２６に示した送受信装置のうち、受信に関わるブロックのみを取り出した構成になっている。

図２８は、本発明の送信装置の第２の実施の形態を示す図である。

図２８に示す送信装置は、図２６に示した送受信装置のうち、送信に関わるブロックのみを取り出した構成になっている。

以上、本発明を、具体的に実施の形態を用いて説明したが、本発明は上述した実施の形態には限定されず、発明の主旨を逸脱しない範囲で変形したものも本発明に含まれることは言うまでもない。

また、分周器で得られる２系統の内部信号、シングルサイドバンドミキサからの２系統の出力信号などにおいて、２系統の約９０度の位相差を持つ信号と記載したが、“約９０度”は、実用上、８０度以上１００度以下とするのが好ましい。

Claims (51)

1. 周波数ｆ１を具備する第１の内部信号と、周波数ｆ２を具備する第２の内部信号と、前記周波数ｆ２の２倍の周波数ｆ３を具備する第３の内部信号とを発生する内部信号発生手段と、
   前記第１、第２及び第３の内部信号を用いて、前記周波数ｆ１を具備する第１の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆ２を具備する第２の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆ３を具備する第３の出力信号とのうちいずれか１つを選択して出力する信号出力手段とを有する信号発生装置。
2. 周波数ｆ１を具備する第１の内部信号と、周波数ｆ２を具備する第２の内部信号と、前記周波数ｆ２の２倍の周波数ｆ３を具備する第３の内部信号とを発生する内部信号発生手段と、
   前記第１、第２及び第３の内部信号を用いて、前記周波数ｆ１を具備する第１の出力信号と、周波数ｆ１−ｆ２を具備する第２の出力信号と、周波数ｆ１−ｆ３を具備する第３の出力信号とのうちいずれか１つを選択して出力する信号出力手段とを有する信号発生装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の信号発生装置において、
   前記周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３は、ｆ１：ｆ２：ｆ３＝ｎ＋０.５：１：２の関係を有し、かつｎが負ではない整数であることを特徴とする信号発生装置。
4. 請求項１に記載の信号発生装置において、
   前記周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３は、ｆ１：ｆ２：ｆ３＝ｎ＋０.５：１：２の関係を有し、かつｎが６から１７までの整数であることを特徴とする信号発生装置。
5. 請求項２に記載の信号発生装置において、
   前記周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３は、ｆ１：ｆ２：ｆ３＝ｎ＋０.５：１：２の関係を有し、かつｎが８から１９までの整数であることを特徴とする信号発生装置。
6. 請求項１または請求項２に記載の信号発生装置において、
   前記周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３は、ｆ１：ｆ２：ｆ３＝ｎ：１：２の関係を有し、かつｎが正の整数であることを特徴とする信号発生装置。
7. 請求項１に記載の信号発生装置において、
   前記周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３は、ｆ１：ｆ２：ｆ３＝ｎ：１：２の関係を有し、かつｎが６から１８までの整数であることを特徴とする信号発生装置。
8. 請求項２に記載の信号発生装置において、
   前記周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３は、ｆ１：ｆ２：ｆ３＝ｎ：１：２の関係を有し、かつｎが８から２０までの整数であることを特徴とする信号発生装置。
9. 請求項１に記載の信号発生装置において、
   前記周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３は、ｆ１：ｆ２：ｆ３＝６.５：１：２の関係を有することを特徴とする信号発生装置。
10. 請求項２に記載の信号発生装置において、
    前記周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３は、ｆ１：ｆ２：ｆ３＝８.５：１：２の関係を有することを特徴とする信号発生装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記内部信号発生手段は、周波数ｆ０を具備する信号を発生する信号発生器を有し、前記周波数ｆ０を具備する信号を分周することにより、前記第１、第２及び第３の内部信号を発生することを特徴とする信号発生装置。
12. 請求項１１に記載の信号発生装置において、
    前記周波数ｆ０を具備する信号から前記第１及び第２の内部信号を発生するための分周比を整数分の１としたことを特徴とする信号発生装置。
13. 請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第１、第２及び第３の内部信号のそれぞれは、位相の進んだ成分と遅れた成分との２種類を有することを特徴とする信号発生装置。
14. 請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第１、第２及び第３の内部信号のそれぞれは、位相の進んだ成分と遅れた成分との２種類を有し、
    前記第１、第２及び第３の出力信号のそれぞれは、位相の進んだ成分と遅れた成分との２種類を有することを特徴とする信号発生装置。
15. 請求項１３に記載の信号発生装置において、
    前記第１、第２及び第３の内部信号のそれぞれの、位相の進んだ成分と位相の遅れた成分との位相差が、８０度以上１００度以下であることを特徴とする信号発生装置。
16. 請求項１４に記載の信号発生装置において、
    前記第１、第２及び第３の内部信号のそれぞれの、位相の進んだ成分と遅れた成分との位相差が、８０度以上１００度以下であり、
    前記第１、第２及び第３の出力信号のそれぞれの、位相の進んだ成分と遅れた成分との位相差が、８０度以上１００度以下であることを特徴とする信号発生装置。
17. 請求項１乃至１６のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記信号出力手段は、
    前記第２及び第３の内部信号のうちいずれか一方を選択するスイッチと、
    前記スイッチにて選択された内部信号と前記第１の内部信号とを用いて、前記第１、第２及び第３の出力信号のうちいずれか１つを出力するシングルサイドバンドミキサとを有することを特徴とする信号発生装置。
18. 請求項１乃至１６のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記信号出力手段は、
    直流の内部信号と前記第２の内部信号と前記第３の内部信号とのうちいずれか１つを選択するスイッチと、
    前記スイッチにて選択された内部信号と前記第１の内部信号とを用いて、前記第１、第２及び第３の出力信号のうちいずれか１つを出力するシングルサイドバンドミキサとを有することを特徴とする信号発生装置。
19. 請求項１乃至１８のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第１の内部信号を出力信号経路へ伝達するスイッチを有することを特徴とする信号発生装置。
20. 周波数ｆ１を具備する第１の内部信号から周波数ｆｎ（ｎは自然数）を具備する第ｎの内部信号のうち、少なくとも第１から第３の内部信号を発生する内部信号発生手段と、
    前記内部信号発生手段にて発生した内部信号を用いて、周波数ｆ１を具備する第１の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆ２を具備する第２の出力信号と、周波数ｆ１＋ｆｎを具備する第ｎの出力信号のうちいずれか１つを出力する信号出力手段とを有し、
    前記周波数ｆｎのうち、ｎが３以上の周波数ｆｎは、周波数ｆ２の整数倍である信号発生装置。
21. 周波数ｆ１を具備する第１の内部信号から周波数ｆｎ（ｎは自然数）を具備する第ｎの内部信号のうち、少なくとも第１から第３の内部信号を発生する内部信号発生手段と、
    前記内部信号発生手段にて発生した内部信号を用いて、周波数ｆ１を具備する第１の出力信号と、周波数ｆ１−ｆ２を具備する第２の出力信号と、周波数ｆ１−ｆｎを具備する第ｎの出力信号のうちいずれか１つを出力する信号出力手段とを有し、
    前記周波数ｆｎのうち、ｎが３以上の周波数ｆｎは、周波数ｆ２の整数倍である信号発生装置。
22. 請求項２０または請求項２１に記載の信号発生装置において、
    前記周波数ｆ２から前記周波数ｆｎの間に、ｋを３以上ｎ以下の任意の整数として（ｋ−１）×ｆ２＝ｆｋという関係を有することを特徴とする信号発生装置。
23. 請求項２０乃至２２のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記内部信号発生手段は、周波数ｆ０を具備する信号を発生する信号発生器を有し、前記周波数ｆ０を具備する信号を分周することにより、前記第１から第ｎの内部信号を発生することを特徴とする信号発生装置。
24. 請求項２０乃至２３のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第１から第ｎの内部信号のそれぞれは、位相の進んだ成分と遅れた成分との２種類を有することを特徴とする信号発生装置。
25. 請求項２０乃至２４のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第１から第ｎの出力信号のそれぞれは、位相の進んだ成分と遅れた成分との２種類を有することを特徴とする信号発生装置。
26. 請求項２０乃至２３のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第１から第ｎの内部信号のそれぞれは、位相の進んだ成分と遅れた成分との２種類を有し、
    前記第１から第ｎの出力信号のそれぞれは、位相の進んだ成分と遅れた成分との２種類を有することを特徴とする信号発生装置。
27. 請求項２６に記載の信号発生装置において、
    前記第１の内部信号の位相の進んだ成分と遅れた成分との位相差が８０度以上１００度以下であり、
    前記第１から第ｎの出力信号のそれぞれの位相の進んだ成分と遅れた成分との位相差が８０度以上１００度以下であることを特徴とする信号発生装置。
28. 請求項２６に記載の信号発生装置において、
    前記第１から第ｎの前記内部信号の、それぞれの位相の進んだ成分と遅れた成分との位相差は、８０度以上１００度以下であり、
    前記第１から第ｎの出力信号の、それぞれの位相の進んだ成分と遅れた成分との位相差は、８０度以上１００度以下であることを特徴とする信号発生装置。
29. 請求項２０乃至２８のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記信号出力手段は、
    前記第２から第ｎの内部信号のうちのいずれか１つを選択するスイッチと、
    前記スイッチにて選択された内部信号と前記第１の内部信号とを用いて、前記第１から第ｎの出力信号のうちいずれか１つを出力するシングルサイドバンドミキサとを有することを特徴とする信号発生装置。
30. 請求項２０乃至２８のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記信号出力手段は、
    直流の内部信号と前記第２から第ｎの内部信号とのうちいずれか１つを選択するスイッチと、
    前記スイッチにて選択された内部信号と前記第１の内部信号とを用いて、前記第１から第ｎの出力信号のうちいずれか１つを出力するシングルサイドバンドミキサとを有することを特徴とする信号発生装置。
31. 請求項２０乃至３０のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第１の内部信号を出力信号経路へ伝達するスイッチを備えることを特徴とする信号発生装置。
32. 請求項１３乃至１６、２４乃至２８のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第１の内部信号の位相の進んだ成分と位相の遅れた成分を得るための手段は、マスタースレイブ型２分の１分周器のマスタ側出力とスレイブ側出力によることを特徴とする信号発生装置。
33. 請求項１３乃至１６、２４乃至２８のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第２の内部信号の位相の進んだ成分と位相の遅れた成分を得るための手段は、マスタースレイブ型２分の１分周器のマスタ側出力とスレイブ側出力によることを特徴とする信号発生装置。
34. 請求項１３乃至１６、２４乃至２８のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第３の内部信号の位相の進んだ成分と位相の遅れた成分を得るための手段は、マスタースレイブ型２分の１分周器のマスタ側出力とスレイブ側出力によることを特徴とする信号発生装置。
35. 請求項１３乃至１６、２４乃至２８のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    前記第１の内部信号の位相の進んだ成分と位相の遅れた成分を得るための手段は、４相発振器によることを特徴とする信号発生装置。
36. 請求項２０乃至３５のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    整数ｎを４とすることを特徴とする信号発生装置。
37. 請求項２０乃至３５のいずれか１項に記載の信号発生装置において、
    整数ｎを５とすることを特徴とする信号発生装置。
38. 請求項１乃至３７のいずれか１項に記載の信号発生装置を、ローカル信号発生器として用いたことを特徴とする受信装置。
39. 請求項１乃至３７のいずれか一項に記載の信号発生装置を、ローカル信号発生器として用いたことを特徴とする送信装置。
40. 請求項１乃至３７のいずれか一項に記載の信号発生装置を、ローカル信号発生器として用いたことを特徴とする送受信装置。
41. 請求項３８に記載の受信装置において、
    アンテナから受信信号をダウンコンバージョンするミキサに至る経路に、フィルタを設けたことを特徴とする受信装置。
42. 請求項３９に記載の送信装置において、
    アンテナから受信信号をダウンコンバージョンするミキサに至る経路に、フィルタを設けたことを特徴とする送信装置。
43. 請求項４０に記載の送受信装置において、
    アンテナから受信信号をダウンコンバージョンするミキサに至る経路に、フィルタを設けたことを特徴とする送受信装置。
44. 請求項３９に記載の送信装置において、
    送信信号をアップコンバージョンするミキサからアンテナに至る経路に、フィルタを備えたことを特徴とする送信装置。
45. 請求項４０に記載の送受信装置において、
    送信信号をアップコンバージョンするミキサからアンテナに至る経路に、フィルタを備えたことを特徴とする送受信装置。
46. 請求項４１に記載の受信装置において、
    前記フィルタは、ローカル信号による不要送信電力を１０ｄＢ以上減衰させる遮断特性を有することを特徴とする受信装置。
47. 請求項４２または請求項４４に記載の送信装置において、
    前記フィルタは、ローカル信号による不要送信電力を１０ｄＢ以上減衰させる遮断特性を有することを特徴とする送信装置。
48. 請求項４３または請求項４５に記載の送受信装置において、
    前記フィルタは、ローカル信号による不要送信電力を１０ｄＢ以上減衰させる遮断特性を有することを特徴とする送受信装置。
49. 請求項４１または請求項４６に記載の受信装置において、
    前記フィルタは、通過帯域の高周波側における遮断特性と、通過帯域の低周波側における遮断特性とを、異なる特性としたことを特徴とする受信装置。
50. 請求項４２、４４、４７のいずれか１項に記載の送信装置において、
    前記フィルタは、通過帯域の高周波側における遮断特性と、通過帯域の低周波側における遮断特性とを、異なる特性としたことを特徴とする送信装置。
51. 請求項４３、４５、４８のいずれか１項に記載の送受信装置において、
    前記フィルタは、通過帯域の高周波側における遮断特性と、通過帯域の低周波側における遮断特性とを、異なる特性としたことを特徴とする送受信装置。
    

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