JPS6355313B2 - - Google Patents
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- JPS6355313B2 JPS6355313B2 JP56208458A JP20845881A JPS6355313B2 JP S6355313 B2 JPS6355313 B2 JP S6355313B2 JP 56208458 A JP56208458 A JP 56208458A JP 20845881 A JP20845881 A JP 20845881A JP S6355313 B2 JPS6355313 B2 JP S6355313B2
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- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 84
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 42
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 24
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電流形インバータで誘導機をベクト
ル制御する制御装置に関する。
ル制御する制御装置に関する。
従来、電流形インバータで誘導機の１次端子電
圧と周波数の比Ｖ／Ｆを一定にすべく制御を行な
う場合、Ｖ／Ｆの振幅のみ制御しており、位相ま
では制御していなかつた。そのため、乱調や脱調
などの不安定現象が生じる場合があるので、乱調
防止器や脱調防止器などの補償回路によつて定常
的にも過渡的にもＶ／Ｆを一定にすべく制御を行
なおうとする試みがなされてきた。（たとえば、
昭和54年電気学会全国大会；550「電流形インバー
タによる誘導機の高性能Ｖ／Ｆ制御方式」などに
詳しい。）しかし、このような補償回路によつて
も、なお誘導機の限界性能に到達しうる制御特性
を得られなかつた。
圧と周波数の比Ｖ／Ｆを一定にすべく制御を行な
う場合、Ｖ／Ｆの振幅のみ制御しており、位相ま
では制御していなかつた。そのため、乱調や脱調
などの不安定現象が生じる場合があるので、乱調
防止器や脱調防止器などの補償回路によつて定常
的にも過渡的にもＶ／Ｆを一定にすべく制御を行
なおうとする試みがなされてきた。（たとえば、
昭和54年電気学会全国大会；550「電流形インバー
タによる誘導機の高性能Ｖ／Ｆ制御方式」などに
詳しい。）しかし、このような補償回路によつて
も、なお誘導機の限界性能に到達しうる制御特性
を得られなかつた。
ここにおいて本発明は、以上の点に鑑みてなさ
れたもので、いかなる台数・容量の誘導機に対し
ても２次鎖交磁束ベクトルΦ2を一定に制御しう
る制御装置を提供することを目的とする。
れたもので、いかなる台数・容量の誘導機に対し
ても２次鎖交磁束ベクトルΦ2を一定に制御しう
る制御装置を提供することを目的とする。
では、図面によつて本発明を説明する。図面に
おいて、同一符号は同一もしくは相当部分とす
る。
おいて、同一符号は同一もしくは相当部分とす
る。
第１図は、本発明の第１の実施例の構成を示す
ブロツク図である。
ブロツク図である。
第１図において、Nsは速度指令、１は加減算
器、２，３，４，５，６は減算器、ANは速度ア
ンプ、Sはスリツプ周波数演算器、MUは乗算
器、ADは加算器、AIは電流増幅器、COMは比
較器、Hはキヤリア周波数、INVはGTR（あるい
はSCR）からなるインバータ、CONはダイオー
ド整流器SIＤ（あるいはSCR）からなるコンバー
タ、CTは変流器、E〓1誘導機１次電圧ベクトル、
１０は誘導機、７は誘導機の２次漏れインダクタ
ンス分係数器、８は１次インピーダンス（R1は
誘導機１次抵抗、l1は１次漏れインダクタンス、
Ｐはｄ／dtで微分演算子）分係数器、９は定数
Ｍ／R1＋L1P（Ｍは１次２次相互インダクタンス、 L1は１次インダクタンス）の１次おくれフイル
タ、OPは２次鎖交磁束ベクトル演算器、OSCは
基準２相正弦波発振器、A〓は磁束位相誤差増幅
器、PLLは位相ロツクループ回路で所謂PLL回
路、A〓は比例積分増幅器、1は１次周波数、2
は２次周波数、I〓はトルク電流指令、I〓2Sは２次電
流指令ベクトル、I〓OSは励磁電流指令ベクトル、
I〓1Sは１次電流指令ベクトル、E〓0は無負荷時誘導
機端子電圧ベクトル、I〓1は１次電流ベクトル、Φ〓0
はギヤツプ磁束ベクトル、Φ〓2は２次鎖交磁束ベ
クトル、Φ〓Sは磁束振幅指令ベクトルである。た
だし、符号の上に付した・印はそのベクトルを表
示するものとする。
器、２，３，４，５，６は減算器、ANは速度ア
ンプ、Sはスリツプ周波数演算器、MUは乗算
器、ADは加算器、AIは電流増幅器、COMは比
較器、Hはキヤリア周波数、INVはGTR（あるい
はSCR）からなるインバータ、CONはダイオー
ド整流器SIＤ（あるいはSCR）からなるコンバー
タ、CTは変流器、E〓1誘導機１次電圧ベクトル、
１０は誘導機、７は誘導機の２次漏れインダクタ
ンス分係数器、８は１次インピーダンス（R1は
誘導機１次抵抗、l1は１次漏れインダクタンス、
Ｐはｄ／dtで微分演算子）分係数器、９は定数
Ｍ／R1＋L1P（Ｍは１次２次相互インダクタンス、 L1は１次インダクタンス）の１次おくれフイル
タ、OPは２次鎖交磁束ベクトル演算器、OSCは
基準２相正弦波発振器、A〓は磁束位相誤差増幅
器、PLLは位相ロツクループ回路で所謂PLL回
路、A〓は比例積分増幅器、1は１次周波数、2
は２次周波数、I〓はトルク電流指令、I〓2Sは２次電
流指令ベクトル、I〓OSは励磁電流指令ベクトル、
I〓1Sは１次電流指令ベクトル、E〓0は無負荷時誘導
機端子電圧ベクトル、I〓1は１次電流ベクトル、Φ〓0
はギヤツプ磁束ベクトル、Φ〓2は２次鎖交磁束ベ
クトル、Φ〓Sは磁束振幅指令ベクトルである。た
だし、符号の上に付した・印はそのベクトルを表
示するものとする。
その動作は次のとおりである。
電源が入るとともに基準２相正弦波発振器
OSCから振幅一定の２相正弦波が送出される。
OSCから振幅一定の２相正弦波が送出される。
速度指令Nsが与えられていない状態では、ト
ルク電流指令I〓が零なので乗算器MUは出力を送
出しない。
ルク電流指令I〓が零なので乗算器MUは出力を送
出しない。
一方、基準２相正弦波発振器OSCの出力は比
例積分増幅器A〓に入力し、この比例積分増幅器
A〓から励磁電流指令IOSが送出される。２次電流
指令I2Sは零なので、加算器ADからは励磁電流分
のみが指令される。
例積分増幅器A〓に入力し、この比例積分増幅器
A〓から励磁電流指令IOSが送出される。２次電流
指令I2Sは零なので、加算器ADからは励磁電流分
のみが指令される。
電流増幅器AIの出力電圧が比較器COMでキヤ
リア周波数Hをもつ信号（たとえば三角波信号）
と比較され、電流増幅器AIの出力に応じた周波
数指令がPWMインバータINVに与えられる。こ
の場合、電流増幅器AIの出力は一定の直流とな
るのでPWMインバータの出力周波数も零であ
る。
リア周波数Hをもつ信号（たとえば三角波信号）
と比較され、電流増幅器AIの出力に応じた周波
数指令がPWMインバータINVに与えられる。こ
の場合、電流増幅器AIの出力は一定の直流とな
るのでPWMインバータの出力周波数も零であ
る。
PWMインバータINVの出力電流I1は直流変流
器CTで検出されて負帰還信号となり、１次電流
制御が行なわれる。
器CTで検出されて負帰還信号となり、１次電流
制御が行なわれる。
PWMインバータINVの出力電圧E1は、２次鎖
交磁束ベクトル演算器OPに入力し、そこからギ
ヤツプ磁束Φ0に等しい磁束分が選出される。
交磁束ベクトル演算器OPに入力し、そこからギ
ヤツプ磁束Φ0に等しい磁束分が選出される。
基準２相正弦波発振器OSCからの磁束振幅指
令Φsと２次鎖交磁束ベクトル演算器OPの出力・
ギヤツプ磁束Φ0（ただし、I〓2o＝０であるから、Φ2
＝Φ0）との偏差に従つて比例積分増幅器A〓から
励磁電流指令が送出され、励磁電流が確立され
る。
令Φsと２次鎖交磁束ベクトル演算器OPの出力・
ギヤツプ磁束Φ0（ただし、I〓2o＝０であるから、Φ2
＝Φ0）との偏差に従つて比例積分増幅器A〓から
励磁電流指令が送出され、励磁電流が確立され
る。
ついで、速度指令Nsが与えられると、速度ア
ンプANの出力I〓（トルク指令）と磁束指令Φ〓sとが
乗算器MUで掛け合わされ、２次電流指令I〓2Sとな
る。速度アンプANの入力は速度指令ANとスリツ
プ周波数2との和から１次周波数1を減じたもの
である。
ンプANの出力I〓（トルク指令）と磁束指令Φ〓sとが
乗算器MUで掛け合わされ、２次電流指令I〓2Sとな
る。速度アンプANの入力は速度指令ANとスリツ
プ周波数2との和から１次周波数1を減じたもの
である。
この２次電流指令I〓2Sと励磁電流指令I〓0Sとの和
が１次電流指令I〓1Sとなり、この１次電流指令U〓1S
に応じて誘導機１０が回転を始める。
が１次電流指令I〓1Sとなり、この１次電流指令U〓1S
に応じて誘導機１０が回転を始める。
このときの誘導機１０の１次端子電圧E1が２
次鎖交磁束ベクトル演算器OPに入力し、もちろ
ん２次電流指令I〓2Sも２次鎖交磁束ベクトル演算
器OPに入力しているので、２次鎖交磁束Φ〓2が出
力される。
次鎖交磁束ベクトル演算器OPに入力し、もちろ
ん２次電流指令I〓2Sも２次鎖交磁束ベクトル演算
器OPに入力しているので、２次鎖交磁束Φ〓2が出
力される。
磁束振幅指令Φ〓sと２次鎖交磁束Φ〓2との偏差分
に従つて比例積分増幅器A〓から励磁電流指令I〓0S
が送出される。
に従つて比例積分増幅器A〓から励磁電流指令I〓0S
が送出される。
２次電流指令I〓2Sと励磁電流指令I〓0Sの和の１次
電流指令I〓1Sに従つて誘導機が駆動される。
電流指令I〓1Sに従つて誘導機が駆動される。
一方、位相ロツクループ回路PLLでは磁束振
幅指令Φ〓sと２次鎖交磁束Φ〓2の位相差を零にすべ
く制御が行なわれ、その位相差に応じて比例積分
増幅器A〓から１次周波数1が送出される。
幅指令Φ〓sと２次鎖交磁束Φ〓2の位相差を零にすべ
く制御が行なわれ、その位相差に応じて比例積分
増幅器A〓から１次周波数1が送出される。
いま、２次鎖交磁束Φ2の振幅が小さくなつた
とすると、２次鎖交磁束Φ2と磁束振幅指令Φsの
差が大きくなり、比較積分増幅器A〓の出力の励
磁電流指令I〓0Sが大きくなる。したがつて、１次
電流指令I〓1Sも大きくなり、１次電圧E1も大きく
なるので２次鎖交磁束Φ〓2が大きくなる。
とすると、２次鎖交磁束Φ2と磁束振幅指令Φsの
差が大きくなり、比較積分増幅器A〓の出力の励
磁電流指令I〓0Sが大きくなる。したがつて、１次
電流指令I〓1Sも大きくなり、１次電圧E1も大きく
なるので２次鎖交磁束Φ〓2が大きくなる。
つまり、２次鎖交磁束Φ〓2が一定になるように
制御され、Ｖ／一定制御が行なわれる。
制御され、Ｖ／一定制御が行なわれる。
第２図は、本発明の第２実施例のブロツク図で
ある。
ある。
第２図において、１２は１次電流指令絶対値を
演算する電流開平器、PSは移相器、PCはインバ
ータINVのSCRの点弧幅に対応させて電気角で
180°通電幅を120゜通電幅の信号に変換する通電幅
変換器、LDCは直流リアクトルである。
演算する電流開平器、PSは移相器、PCはインバ
ータINVのSCRの点弧幅に対応させて電気角で
180°通電幅を120゜通電幅の信号に変換する通電幅
変換器、LDCは直流リアクトルである。
この実施例は第１図とほぼ同じであるが、１次
電流指令I〓1Sベクトルの絶対値を演算してコンバ
ータCONの電流指令とし、また、１次電流指令
I〓1Sベクトルの位相角〓ｊ（ω1t＋tan-1I2S／I0S）を
演算 して、インバータINVの点弧位相指令を決定し
ている点が異なるのみである。
電流指令I〓1Sベクトルの絶対値を演算してコンバ
ータCONの電流指令とし、また、１次電流指令
I〓1Sベクトルの位相角〓ｊ（ω1t＋tan-1I2S／I0S）を
演算 して、インバータINVの点弧位相指令を決定し
ている点が異なるのみである。
第３図は、本発明の第３の実施例のブロツク図
である。
である。
第３図において、DCは直流電源、E〓1′は電流増
幅器AIの出力をもつてする１次電圧ベクトルで
ある。
幅器AIの出力をもつてする１次電圧ベクトルで
ある。
この実施例は、２次鎖交磁束ベクトル演算器
OPの入力を、電流増幅器AIの出力の電圧ベクト
ルE〓1′としたものであり、この出力電圧ベクトル
E〓1′は誘導機１０の１次端子電圧E〓1と比例関係に
あるのでE〓1の代りにE〓1′を用いることができる。
OPの入力を、電流増幅器AIの出力の電圧ベクト
ルE〓1′としたものであり、この出力電圧ベクトル
E〓1′は誘導機１０の１次端子電圧E〓1と比例関係に
あるのでE〓1の代りにE〓1′を用いることができる。
しかも１次端子電圧E〓1を検出しなくてもよい
ので、検出用変圧器が不要であり、主回路と制御
回路の間の絶縁の問題を考慮しなくてもよい点が
すぐれている。ただし、この方法はPWMインバ
ータを用いた場合にのみ限られ、コンバータ、イ
ンバータを用いた第２図、第４図、第６図（後
述）のような場合には適用されず、第１図、第５
図，第７図（後述）には適用されうる。
ので、検出用変圧器が不要であり、主回路と制御
回路の間の絶縁の問題を考慮しなくてもよい点が
すぐれている。ただし、この方法はPWMインバ
ータを用いた場合にのみ限られ、コンバータ、イ
ンバータを用いた第２図、第４図、第６図（後
述）のような場合には適用されず、第１図、第５
図，第７図（後述）には適用されうる。
第４図は、本発明の第４の実施例のブロツク図
である。
である。
この実施例は誘導機１０を２台で運転している
場合である。
場合である。
第４図において、MU１，MU２はそれぞれ第
１の乗算器，第２の乗算器である。
１の乗算器，第２の乗算器である。
いま、速度指令Nsが零であるとすると、トル
ク電流指令I〓は零である。磁束振幅指令Φ〓Sは電源
が入れば振幅一定の基準２相正弦波発振器OSC
の発振が開始するので、常に一定値が出ている。
ク電流指令I〓は零である。磁束振幅指令Φ〓Sは電源
が入れば振幅一定の基準２相正弦波発振器OSC
の発振が開始するので、常に一定値が出ている。
２次鎖交磁束Φ2＝０であるから、偏差Φs―Φ2
は大きく、比例積分増幅器A〓の出力励磁電流指
令I〓0Sも大きくなる。
は大きく、比例積分増幅器A〓の出力励磁電流指
令I〓0Sも大きくなる。
第２の乗算器MU２の出力２次電流指令I2s＝０
だから、１次電流指令I1S（＝I0S）が加算器ADか
ら出力される。そしてインバータINVからの出
力電流は、２台の誘導機１０が同一特性（同一定
数）のときは、両誘導機に２等分されて流れる。
したがつて、励磁電流をI0と表わしたとき、 E1＝R1／２×I0 の電圧が誘導機端子電圧として出力されるから、
ギヤツプ磁束Φ0は Φ0＝R1／２I0×Ｍ／R1＝Ｍ／２I0 が出る。
だから、１次電流指令I1S（＝I0S）が加算器ADか
ら出力される。そしてインバータINVからの出
力電流は、２台の誘導機１０が同一特性（同一定
数）のときは、両誘導機に２等分されて流れる。
したがつて、励磁電流をI0と表わしたとき、 E1＝R1／２×I0 の電圧が誘導機端子電圧として出力されるから、
ギヤツプ磁束Φ0は Φ0＝R1／２I0×Ｍ／R1＝Ｍ／２I0 が出る。
ところで、磁束振幅指令ΦsはMI0を指令するよ
うにしているから、Φs―Φ0＝０になるように比
例積分増幅器A〓が動作する。
うにしているから、Φs―Φ0＝０になるように比
例積分増幅器A〓が動作する。
すなわち、比例積分増幅器A〓では△Φ＝Φs―
Φ0を増幅して励磁電流指令Ipsを大きくするが、 E1＝R1／２×（2I0）＝R1I0 Φ0＝Ｍ／２×（2I0）＝MI0 のごとく、１次電圧E〓1やギヤツプ磁束Φ0が１台
分に等しくなるように、励磁電流指令Ipsを１台
分の２倍の大きさになるまで大きくする。
Φ0を増幅して励磁電流指令Ipsを大きくするが、 E1＝R1／２×（2I0）＝R1I0 Φ0＝Ｍ／２×（2I0）＝MI0 のごとく、１次電圧E〓1やギヤツプ磁束Φ0が１台
分に等しくなるように、励磁電流指令Ipsを１台
分の２倍の大きさになるまで大きくする。
こうして、磁束制御ループの動作が落付く。
ここで、速度指令Nsを与えると、トルク電流
指令I〓が出力されて、２次電流指令I〓2Sが流れるの
で、 I〓1S＝I〓2S＋I〓0S が出て、１次電流I1が２台に分流することにな
る。
指令I〓が出力されて、２次電流指令I〓2Sが流れるの
で、 I〓1S＝I〓2S＋I〓0S が出て、１次電流I1が２台に分流することにな
る。
I〓×I〓0S＝I〓2S
なので、２次電流指令I〓2Sも２台分である。
１次電流指令I〓1Sは２台分すなわち２倍になる
が、１次電圧E〓1は１台分であるので、２次鎖交
磁束Φ〓2も１台分である。
が、１次電圧E〓1は１台分であるので、２次鎖交
磁束Φ〓2も１台分である。
第１の乗算器MU１は
I〓×Φ〓s＝I〓2o
を演算するが、基準２次電流指令I〓2oは１台分で
よく、２次鎖交磁束ベクトル演算器OP内に補正
分l2I〓2oや（R1＋l1P）I〓2oも１台分でよい。
よく、２次鎖交磁束ベクトル演算器OP内に補正
分l2I〓2oや（R1＋l1P）I〓2oも１台分でよい。
一般にｎ台の同一特性の誘導機に本発明は適用
できるのは言うまでもなく、このとき比例積分増
幅器A〓からの出力励磁電流指令I〓0Sはｎ倍される
ことになる。
できるのは言うまでもなく、このとき比例積分増
幅器A〓からの出力励磁電流指令I〓0Sはｎ倍される
ことになる。
第５図は、本発明の第５の実施例のブロツク図
である。
である。
この実施例はさきの第４図の実施例と同様であ
るが、１次電流指令I〓1Sに対する制御演算は第１
図の実施例のケースを適用している。
るが、１次電流指令I〓1Sに対する制御演算は第１
図の実施例のケースを適用している。
第６図は、本発明の第６の実施例のブロツク図
である。
である。
第６図において、MU３，MU４はおのおの第
３の乗算器，第４の乗算器、１１は磁束開平器、
Φsは磁束振幅指令、I0は初期励磁である。
３の乗算器，第４の乗算器、１１は磁束開平器、
Φsは磁束振幅指令、I0は初期励磁である。
この実施例は、Ｖ／ベクトルの振幅調整が第
４図と異る。２次鎖交磁束Φ2の振幅を演算し、
磁束振幅指令Φsと比較し、これを比例積分増幅
器A〓で増幅しこの出力と、２次鎖交磁束Φ〓2との
積を励磁電流指令I〓0Sとする。
４図と異る。２次鎖交磁束Φ2の振幅を演算し、
磁束振幅指令Φsと比較し、これを比例積分増幅
器A〓で増幅しこの出力と、２次鎖交磁束Φ〓2との
積を励磁電流指令I〓0Sとする。
仮に、２次鎖交磁束Φ〓2の振幅が磁束振幅指令
Φsより小さいと、比例積分増幅器A〓の出力が増
大して、励磁電流指令I〓0Sを大きくし、励磁電流
が増加されて、２次鎖交磁束Φ〓2の振幅が回復さ
れる。この結果、グルーブドライブ可能である。
Φsより小さいと、比例積分増幅器A〓の出力が増
大して、励磁電流指令I〓0Sを大きくし、励磁電流
が増加されて、２次鎖交磁束Φ〓2の振幅が回復さ
れる。この結果、グルーブドライブ可能である。
ただし、この実施例は、初期励磁I0を運転の最
初に、励磁指令I〓0Sが形成されるまで与えること
が必要である。
初に、励磁指令I〓0Sが形成されるまで与えること
が必要である。
第７図は、本発明の第７の実施例のブロツク図
である。
である。
１次電流指令I〓1Sへの制御演算が第１図のよう
にしたもので、その他磁束演算は第６図と同様で
ある。
にしたもので、その他磁束演算は第６図と同様で
ある。
かくして、本発明によれば、主として電流方形
波インバータのＶ／制御を最高の性能にするこ
とができ、かつタコゼネレータや磁束センサなし
で、誘導機のベクトル制御の特長を総て保有する
ことが可能である。
波インバータのＶ／制御を最高の性能にするこ
とができ、かつタコゼネレータや磁束センサなし
で、誘導機のベクトル制御の特長を総て保有する
ことが可能である。
第１図、第２図、第３図、第４図、第５図、第
６図、第７図はそれぞれ本発明の第１の実施例、
第２の実施例、第３の実施例、第４の実施例、第
５の実施例、第６の実施例、第７の実施例の構成
を示すブロツク図である。 １……加減算器、２，３，４，５，６……減算
器、７……２次漏れインダンス分係数器、８……
１次インピーダンス分係数器、９……１次おくれ
フイルタ、１０……誘導機、１１……磁束開平
器、１２……電流開平器、AN……速度アンプ、
S……スリツプ周波数演算器、MU，MU１，
MU２，MU３，MU４……乗算器、AD……加
算器、AI……電流増幅器、COM……比較器、
CON……コンバータ、INV……インバータ、CT
……変流器、PS……移相器、OSC……基準２相
正弦波発振器、A〓……磁束位相誤差増幅器、A〓
……比例積分増幅器。
６図、第７図はそれぞれ本発明の第１の実施例、
第２の実施例、第３の実施例、第４の実施例、第
５の実施例、第６の実施例、第７の実施例の構成
を示すブロツク図である。 １……加減算器、２，３，４，５，６……減算
器、７……２次漏れインダンス分係数器、８……
１次インピーダンス分係数器、９……１次おくれ
フイルタ、１０……誘導機、１１……磁束開平
器、１２……電流開平器、AN……速度アンプ、
S……スリツプ周波数演算器、MU，MU１，
MU２，MU３，MU４……乗算器、AD……加
算器、AI……電流増幅器、COM……比較器、
CON……コンバータ、INV……インバータ、CT
……変流器、PS……移相器、OSC……基準２相
正弦波発振器、A〓……磁束位相誤差増幅器、A〓
……比例積分増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導機１０の速度指令Nsと、比例積分演算
する速度アンプANの出力であるトルク電流指令I〓
をスリツプ周波数演算器Sfを介して得られる２次
周波数2とを加算し、 誘導機１次電圧ベクトルE〓1あるいはそれに比
例する電圧ベクトルE〓′1と２次電流指令ベクトル
I〓2Sから導出された２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2を、
基準２相正弦波発信器OSCからの磁束振幅指令
ベクトルΦ〓Sと２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の磁束位
相誤差を演算し比例積分する磁束位相誤差増幅器
A〓の出力である１次周波数1を基準２相正弦波
発信器OSCに入力する位相ロツクループ回路
PLLに導入し、１次周波数1を減算する 加減算器１を設け、 この加減算器１の出力を速度アンプANに入力
し、トルク電流指令I〓と、磁束振幅指令ベクトル
Φ〓Sとを乗算して２次電流指令ベクトルI〓2Sを導出
する乗算器MUを備え、 誘導機１０の１次抵抗R1と１次漏れインダク
タンスl1とｄ／dtの微分演算子Ｐからなる１次イ
ンピーダンス分（R1＋l1P）を２次電流指令ベク
トルI〓2Sに乗算する１次インピーダンス分係数器
８の出力を誘導機１次電圧ベクトルE〓1あるいは
それに比例する電圧ベクトルE〓′1から減算し無負
荷時誘導機誘起電圧ベクトルE〓0あるいはE〓10とし
て、１次２次相互インダクタンスＭ、１次インダ
クタンスL1，１次抵抗R1，微分演算子Ｐからな
る定数Ｍ／（R1＋L1P）の１次おくれフイルタ９
へ入力してギヤツプ磁束ベクトルΦ〓0を算出し、
このギヤツプ磁束ベクトルΦ〓0から２次電流指令
ベクトルI〓2Sに誘導機１０の２次漏れインダクタ
ンスl2を乗算する２次漏れインダクタンス分係数
器７の出力を減算し２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2を
導出する２次鎖交磁束ベクトル演算器OPを有し、 磁束振幅指令ベクトルΦ〓Sから２次鎖交磁束ベ
クトルΦ〓2を減算して比例積分する比例積分増幅
器A〓を通して得られた励磁電流指令ベクトルI〓OS
と２次電流指令ベクトルI〓2Sを加算した１次電流
ベクトルI〓1Sに応じて通電位相角が制御され、誘
導機１０へ交流電流を減算して電力を与えるイン
バータINVを備えたことを特徴とする誘導機の
制御装置。 ２ 誘導機１０の速度指令Nsと、比例積分演算
をする速度アンプANの出力であるトルク電流指
令I〓をスリツプ周波数演算器Sfを介して得られる
２次周波数2とを加算し、 誘導機１次電圧ベクトルE〓1と基準２次電流指
令ベクトルI〓2oから導出された２次鎖交磁束ベク
トルΦ〓2を、基準２相正弦波発信器OSCからの磁
束振幅指令ベクトルΦ〓Sと２次鎖交磁束ベクトル
Φ〓2の磁束位相誤差を演算し比例積分する磁束位
相誤差増幅器A〓の出力である１次周波数1を基
準２相正弦波発信器OSCに入力する位相ロツク
ループ回路PLLに導入し、１次周波数1を減算す
る 加減算器１を設け、 この加減算器１の出力を速度アンプANに入力
し、トルク電流指令I〓と、磁束振幅指令ベクトル
Φ〓Sとを乗算して基準２次電流指令ベクトルI〓2oを
導出する第１の乗算器MU１を備え、 誘導機１０の１次抵抗R1と１次漏れインダク
タンスl1とｄ／dtの微分演算子Ｐからなる１次イ
ンピーダンス（R1＋l1P）を基準２次電流指令ベ
クトルI〓2oに乗算する１次インピーダンス分係数
器８の出力を誘導機１次電圧ベクトルE〓1から減
算し無負荷時誘導機誘起電圧ベクトルE〓0として、
１次２次相互インダクタンスＭ，１次インダクタ
ンスL1，１次抵抗R1，微分演算子Ｐからなる定
数Ｍ／（R1＋L1＋Ｐ）の１次おくれフイルタ９
へ入力してギヤツプ磁束ベクトルΦ〓0を算出し、
このギヤツプ磁束ベクトルΦ〓0から基準２次電流
指令ベクトルI〓2oに誘導機１０の２次漏れインダ
クタンスl2を乗算する２次漏れインダクタンス分
係数器７の出力を減算して２次鎖交磁束ベクトル
Φ〓2を導出する２次鎖交磁束ベクトル演算器OPを
有し、 磁束振幅指令ベクトルΦ〓Sから２次鎖交磁束ベ
クトルΦ〓2を減算して比例積分する比例積分増幅
器A〓を通して得られた励磁電流指令ベクトルI〓OS
とトルク電流指令I〓とを乗算して２次電流指令ベ
クトルI〓2Sを算出する第２の乗算器MU２を備え、
２次電流指令ベクトルI〓2Sと励磁電流指令ベクト
ルI〓OSを加算して得られる１次電流ベクトルI〓1Sに
応じて通電位相角が制御され誘導機１０へ交流電
力を与えるインバータINVを備えたことを特徴
とする誘導機の制御装置。 ３ 誘導機１０の速度指令Nsと、比例積分演算
をする速度アンプANの出力であるトルク電流指
令I〓をスリツプ周波数演算器Sfを介して得られる
２次周波数2とを加算し、 誘導機１次電圧ベクトルE〓1と基準２次電流指
令ベクトルI〓2oから導出された２次鎖交磁束ベク
トルΦ〓2を、基準２相正弦波発信器OSCからの磁
束振幅指令ベクトルΦ〓Sと２次鎖交磁束ベクトル
Φ〓2の磁束位相誤差を演算し比例積分する磁束位
相誤差増幅器A〓の出力である１次周波数1を基
準２相正弦波発信器OSCに入力する位相ロツク
ループ回路PLLに導入し、１次周波数1を減算す
る 加減算器１を設け、 この加減算器１の出力を速度アンプANに入力
し、トルク電流指令I〓と、励磁電流指令ベクトル
I〓OSとを乗算して２次電流指令ベクトルI〓2Sを導出
する第２の乗算器MU２を備え、 トルク電流指令I〓と２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2を
第４の乗算器MU４で乗算し、基準２次電流指令
ベクトルI〓2oを求め、 誘導機１０の１次抵抗R1と１次漏れインダク
タンスl1とｄ／dtの微分演算子Ｐからなる１次イ
ンピーダンス分（R1＋l1P）を基準２次電流指令
ベクトルI〓2oに乗算する１次インピーダンス分係
数器８の出力を誘導機１次電圧ベクトルE〓1から
減算し無負荷時誘導機誘起電圧ベクトルE〓0とし
て、１次２次相互インダクタンスＭ，１次インダ
クタンスL1，１次抵抗R1，微分演算子Ｐからな
る定数Ｍ／（R1＋L1P）の１次おくれフイルタ９
へ入力してギヤツプ磁束ベクトルΦ〓0を算出し、
このギヤツプ磁束ベクトルΦ〓0から基準２次電流
指令ベクトルI〓2oに誘導機１０の２次漏れインダ
クタンスl2を乗算する２次漏れインダクタンス分
係数器７の出力を減算して２次鎖交磁束ベクトル
Φ〓2を導出する２次鎖交磁束ベクトル演算器OPを
有し、 予め設定された磁束振幅指令ΦSの値から２次
鎖交磁束ベクトルΦ〓2の磁束開平器１１を介して
得られた値を減算してその偏差を比例積分する比
例積分増幅器A〓と、比例積分増幅器A〓の出力と
２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2とを乗算し励磁電流指
令ベクトルI〓OSを導出する第３の乗算器MU３と、
励磁電流指令ベクトルI〓OSと２次電流指令ベクト
ルI〓2Sを加算して１次電流ベクトルI〓1Sを算出する
加算器ADと、 この１次電流ベクトルI〓1Sに応じて通電位相角
が制御され、誘導機１０へ交流電力を与えるイン
バータINVを備えたことを特徴とする誘導機の
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56208458A JPS58108993A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | 誘導機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56208458A JPS58108993A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | 誘導機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58108993A JPS58108993A (ja) | 1983-06-29 |
| JPS6355313B2 true JPS6355313B2 (ja) | 1988-11-01 |
Family
ID=16556519
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56208458A Granted JPS58108993A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | 誘導機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58108993A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0262622U (ja) * | 1988-10-31 | 1990-05-10 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6152179A (ja) * | 1984-08-22 | 1986-03-14 | Toshiba Corp | 電動機駆動用電源装置 |
| JP2585526B2 (ja) * | 1986-02-28 | 1997-02-26 | 株式会社東芝 | 誘導機の制御装置 |
| JP2585376B2 (ja) * | 1987-06-12 | 1997-02-26 | 株式会社日立製作所 | 誘導電動機の制御方法 |
-
1981
- 1981-12-23 JP JP56208458A patent/JPS58108993A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0262622U (ja) * | 1988-10-31 | 1990-05-10 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58108993A (ja) | 1983-06-29 |
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