JPS6348159A - サイクロコンバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、電源トランスの容量を低減させたサイクロコ
ンバータ装置に関する。

（従来の技術） サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置であるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によって転流させる
ため、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。また
、その無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動し
ている。ご、のため、電源系統設備の容量を増大させる
だけでなく、無効電力変動により同一系統に接続された
電気機器に種々の悪影響を及ぼしている。

このようなサイクロコンバータの無効電力を補償する方
法として、特開昭５６−４４３８２等の技術がある。

すなわち、サイクロコンバータの受電端に一定の進み無
効電力をとる進相コンデンサを設置し当該サイクロコン
バータの遅れ無効電力が進相コンデンサの進み無効電力
と常に等しくなるようにすイクロコンバータの循環電流
を調整するものである。

一方、この無効電力補償形サイクロコンバータ装置では
、交流電源と各コンバータとの間に、降電圧あるいは昇
電圧の目的で、もしくはコンバータの絶縁の目的で電源
トランスを設置するが、この電源トランスの容量として
各コンバータの遅れ無効電力をも供給しうる容量が必要
とされた。すなわち、負荷に供給し得る電力に加えて進
相コンデンサの進み無効電力に対向する遅れ無効電力を
電源１−ランスを介してサイクロコンバータに供給しな
ければならない。そのため、当該電源トランスが大形大
量化し、高価なものとなる。

これに鑑み、特開昭５７−８０２６７が提案された。第
４図はその従来のサイクロコンバータ装置の主回路構成
図を示すものである。

図中、Ｂｕｓは３相交流電源の電線路、ＴｒＵ　ｇ　Ｔ
ｒＶ　＊ＴｒＷは電源トランス、ＣＡｐＵｌ　〜ＣＡＰ
ＬＩ４　＋　ｃＡｐｖｌ−ＣＡＰＶ４　ｔＣＡＰ−□〜
ＣＡＰＩＮ４　は進相コンデンサ、ｃｃ−ｕ、　ｃｃ−
ｖ。

ＣＣ−Ｗは循環電流式サイクロコンバータ、Ｕ、Ｖ。

Ｗはコ３相交流負荷をそれぞれ表わす。

ＴＪ相サすクロコンバータＣＣ−Ｕは、正群コンバータ
５ＳＰｕ、　ＳＤＴ’υと負群：】ンバータＳＳＮυ、
　５ＤＮＵ及び直流リアクＩ−ルＬｏυから構成されて
いる。いわゆる制御相数（制御パルス数）が１２パルス
の循環電流式サイクロコンバータとなっている。

Ｖ相及びＷ相のサイクロコンバータｃｃ−ｖ、　ｃｃ−
ｖも同様に構成されている。

ＴＪ相サすクロコンバータＣＣ−Ｕの入力側には、電源
トランスＴｒＵの２次巻線側に４分割された進相コンデ
ンサＣＡＰｕｔ〜ＣＡＰＵ４が接続されている。

このように進相コンデンサＣＡＰ、工〜ＣＡＰυ４を電
源トランスＴｒυの２次巻線側に接続することによりサ
イクロコンバータｃｒ、−ｕがとる遅れ無効電力と進相
コンデンサＣＡＰＩＪＩ〜ＣＡＰＵ４がとる進み無効電
力がある程度打ち消し合い、電源トランスＴｒＬＩの容
量を低減させる効果がある。■相及びＷ相も同様である
。

第５図は、第４図のサイクロコンバータＣＣ−Ｕの入力
側の電流値を示したもので、ｌ５ＳＰＵは正群コンバー
タＳＳＰυの入力電流、ｌ５ＳＮυは負群コンバータ５
ＳＮｕの入力電流、ＩＣａＰＵｔ及びＩｃａｐＵ２　は
進相コンデンサＣＡＰ、□及びＣＡＰｕｚの電流の大き
さを示す。

負荷Ｕ、Ｖ、Ｗが交流電動機の場合、始動及び低速運転
時には逆起電力がほとんど発生せずサイクロコンバータ
の出力電圧も小さく、その制御位相角αは大略９０″に
近いところで運転される。従って、各コンバータの入力
電流■５ＳＰＵｙ　ｌ５ＳＮＩＪ等は大部分が遅れ無効
電流であると見てよい。

従って、電源トランスＴｒＵの２次巻線に流れる電流Ｉ
Ｔ？ｚの大きさは、 ＩＴＰ２　＝　ｌ　ｌ５ｓｐｕ　　　Ｉｃａｐυ、　ｌ
となり、また、ＴｒＵの１次巻線に流れる電流のＩＴｒ
ｔの大きさは、 Ｉｔｒｚ　＝　２　Ｘ　Ｉ　ｌ５ＳＰＵ’＋ｌ５ＳＮＵ
−Ｉｃａｐｕｌ−ＩｅａｐＵ２１となる。

このように、電源トランスＴｒＬＩの容量を低減させる
ことができるが、進相コンデンサＣＡＰｕｘ〜ＣＡＰＵ
４　に流れる進み電流Ｉｃａｐυ、　−ＩＣａＰＵ４が
一定値となっているのに対し、各コンバータの入力電流
ＩＳＳＰυ＋　ｌ５ＳＮＬＪ等は出力電流■υに応じて
図のように変化するため、その差分の電流が電流トラン
スＴｒＵに流れる。

交流電動機負荷の速度が高くなるに従い、有効電力を消
費するようになり、上記無効電力分に加えて、当該有効
電力分も電源ｌ−ランスＴｒＬＩが負担しなければなら
ないのは言うまでもない。

（発明が解決しようとする問題点） 上記従来のサイクロコンバータ装置は、進相コンデンサ
ＣＡＰυ、〜ＣＡＰＵ４等を分割して電源トランスＴｒ
Ｕ等の２次巻線側に接続することにより、当該電源トラ
ンスＴｒＵ等の容量をある程度低減させることができる
。

しかし、進相コンデンサに流れる電流が一定値であるの
に対し、各コンバータの入力電流は、サイクロコンバー
タの出力電流に応じて大きく変化するため、その差分の
無効電流は電源１ヘランスが負担しなければならず、容
量低減させる効果が半減していた。特に、トランスの２
次電流の容量低減はあまり期待できないのが現状である
。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、電源
トランスの容量を大幅に低減させたサイクロコンバータ
装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 以上の目的殻達成するため、本発明は交流電源と、各相
毎に絶縁された負荷装置と、当該負荷の各相毎に電流を
供給するため正群及び負群コンバータを有するサイクロ
コンバータと、当該サイクロコンバータの各相正群コン
バータの入力側共通端子に接続された第１の進相コンデ
ンサと、ＭｉＪ記サイクロコンバータの各相負群コンバ
ータの入力側共通端子に接続された第２の進相コンデン
サと、前記交流電源と前記サイクロコンバータとの間に
介在する電源１−ランスとでサイクロコンバータ装置を
構成している。

また、サイクロコンバータの制御相数（制御パルス数）
に応じて前記第１及び第２の進相コンデンサをさらに分
割して構成している。

（作　用） すなわち、サイクロコンバータの出力相数が３相の場合
、各相すイグロコンバータの正群コンノベータの入力側
端子を共通の第１の進相コンデンサに接続し、その端子
を電源ｌ−ランスの２次巻線に接続することにより、３
相分の正群コンバータの入力電流の遅れ無効分と前記第
１の進相コンデンサの進み電流が打ち消し合い、電源１
−ランスの２次巻線には有効電源しか流れない。負群コ
ンバータの入力側も同様に作用し、結果的に電源トラン
スの容量を大幅に低減させることが可能となる。

このとき、サイクロコンバータの負荷は各相毎に絶縁さ
れており、電源短絡が生じることを防Ｉトしている。

サイクロコンバータの制御相数（制御パルス数）が増加
した場合には、それに応じて前記第１−及び第２の進相
コンデンサをさらに分割し、出力電流リップルの小さい
運転を行うことができる。この場合でも、電源ｌ−ラン
スの容量低減の効果は同じである。

（実施例） 第１図は、本発明のサイクロコンバータ装置の実施例を
示す構成図である７ 図中、ｓｕｐは３相交流電源、ＭＴＲは電源トランス、
ＣＡＰ□□、　ＣＡＰ□２は第１の進相コンデンサ、Ｃ
ＡＰ２．。

ＣＡＰ２２は第２の進相コンデンサ、ＣＣ−Ｕ、ＣＣ−
Ｖ、ＣＣ−Ｗは循環電流式サイクロコンバータ、Ｕ、Ｖ
、Ｗは３相交流負荷である。

Ｕ相ザイクロコンバータＣＣ−Ｕは正群コンバータ５Ｓ
ＰＵ、　ＳＤＰυと負群コンバータＳＳＮυ、　ＳＤＮ
υ及び直流リアトルＬＯυ（Ｌｏｕｔ　−ＬＯＬＩｓ　
）で構成されている。Ｖ相及びＷ相のサイクロコンバー
タＣＣ−Ｖ、　ＣＣ−Ｗも同様である。

また、ＣＴｓは３相交流電流検出用変流器、ＰＴｓは３
相交流電圧検出用変成器、ＶＡＲは無効電力演算回路、
ＣＴ、ＪＨＣＴｖ　＋　ＣＴＷは出力電流検出器、ｃｒ
、ｖ＋ＣＴＮＵ＋　”ＴＰＶｔＣＴＮＶ＋ＣＴＰＷｙＣ
ＴＮＷは各コンバータの出力電流検出器である。

第２図は、第１図の装置の制御回路の実施例を示す構成
図である。

図中、ＶＲＱは無効電力設定器、ＨＱ（ｓ）は無効電力
制御補償回路、Ｇｏｕ　（ｓ）　ｔＧＯＶ　（ｓ）　＋
ＧＯＷ　（ｓ）は負荷電流制御償回路、Ｇｕ（ｓ）　＋
Ｇｖ（ｓ）　、Ｇｗ（ｓ）は負荷電流制御補償回路、Ｏ
Ｃ１〜ＯＣ３は循環電流演算回路、Ｃ，〜Ｃ７は比較器
、Ａ１〜Ａ６は加算器、ＩＮＶ、〜ＩＮＶ、は反転増幅
器をそれぞれ表わす。

以下、第１図及び第２図の実施例を参照しなから本発明
装置の動作を説明する。

まず、負荷電流ＩＵ＋　ＴＶ＋　Ｉ−の制御動作を説明
する。Ｕ相すイクロコンバータｃｃ−ｕ　ｔｅ例にとっ
て説明する。

負荷電流Ｉυを変流器ＣＴＵによって検出し、比較器Ｃ
１に入力する。比較器Ｃ３により、当該電流検出器ＩＵ
とその指令値■ｖ＊を比較し、その偏差Ｅυ＝■♂−Ｉ
Ｕを求める。当該偏差Ｅ　Ｕを次の電流制御補償回路Ｇ
ｕ（ｓ）に入力し増幅する。ＧＵ（Ｓ）の出力信号は、
１一つけ加増器Ａ、を介して正群コンバータ５ＳＰｕ、
　５ＤＰｕの位相制御回路円１ＰＵに入力する。またＧ
Ｕ（ｓ）の出力信号の他の１つは反転増幅器ＩＮＶ１及
び加算器Ａ、を介して負群コンバータＳＳＮυ、　５Ｄ
ＮＵの位相制御回路Ｐ）ＩＮＵに入力する。

いま、仮に循環電流制御回路Ｇ。Ｕ（Ｓ）からの出力信
号が十分小さいものとして無視すると、上記位相制御回
路ＰＨＰＵ及び円（Ｎｕの入力信号ｔαＰ１及びゲαＮ
Ｏは次の関係をする。ただし、ＧＵ（Ｓ）は比例要素に
υだけとする。

ゲαｐｕ　”　　εＵ−にυ ｖｃ！ＮＵ＝−εＵ°にυ また、正群及び負群コンバータの出力電圧ＶＰＵ＋ＶＮ
υを第１図の矢印の方向を正として考えると、次のよう
な関係を有する。

Ｖｐｕ”　　１Ｉｌｉｖ　’　Ｖｓ　’　ＣＯ８（ｌ　
ｐｕＶＮｕ＝−Ａ　ｖ　１Ｖｓ　２ｃｏｓ　αＮＵただ
し、メヮは変換定数、ＶＳは電源電圧、αＰＵｓαＮＵ
は正群及び負群コンバータの制御位相角である。

さらに、ｃｏｓａｐＵ＝ｆｆｌ　φναＰＩＪ＋　ＣＯ
８αＮＵ＝’Ａ’ｔα、υの関係があるので、ＶＰＵ”
ＶＮＬＩとなり、このときの制御位相角はαＮ、　＝　
１８０’−αＩ）Ｕの関係を有する。

負荷ｔＪに印加される電圧Ｖｕは、正群及び負群コンバ
ータの出力電圧Ｖｐｕ＋　ＶＮＩＪの平均値となる。

Ｖｔ＋”　（ＶＰＩＪ＋ＶＮＵ）　／　２＝ＡＶ−Ａ・
■８・Ｅυ・ＫＩ」 すなわち、電流偏差ｃＵに比例した電圧ＶＵが負荷に印
加される。

Ｉ、’　＞Ｉｕの場合、偏差ε、Ｊは正の値となり、出
力電圧Ｖυを増大させて、電流１１□本−増やす故に最
終的に■ｕＬ９Ｉｕ’となるように制御される。

逆に■♂＜　Ｉ　ｕとなった場合、偏差ε１」は負の値
となり、ｖＵを負の値にして、電流■Ｕを減少させ、や
はり、ＩＵ→■♂となって落ち着く、電流指令値■♂を
正弦波状に変化させると、それに応じて、実電流■Ｕも
ｉＥ弦波に制御される。

このとき、常にＶｐｕ”ＶＮυを満足しており、循環電
流■。いの増減はない。

■相、Ｗ相の負荷電流■いＩ、も同様に制御される。

次に循環電流■。ＩＪ　＋　ＩＯＶ　＋　ＩＯＷの制御
動作を説する。

やはり、ｔＪ相サすクロコンバータＣＣ−Ｕを例にとっ
て説明する。

Ｕ相すイクロコンバータの循環電流■。４．は、変流器
ＣＴＰＵ及びＣＴＮυによって検出された正群及び負荷
コンバータの出力電流■ｐＵ及びＩＮＩＪを演算回路Ｏ
Ｃ１に入力し、次の演算を行うことにより求められる。

ｌ０１Ｊ＝　　（ＩＰＵ＋ＩＮＵ　　　　ｌ　　（ＩＰ
Ｕ　　　ＩＮＬＩ）　　　ｌ　　）　　／　　２ここで
、ＩＰＵ　　ＩＮＬＩ＝ＩＩＪの関係がある。

このようにして、求められた循環電流検出値ＩＯυを比
較器Ｃ２に入力し、循環電流指令値Ｉｏ’ｕと比較する
。当該偏差Ｅ□υ＝Ｉｏ＊ｕ　　Ｉｏｕを電流制御補償
回路Ｇ□υ（Ｓ）に入力し、増幅する。Ｇｏｕ　（ｓ）
の出力信号は各々加算器Ａ□及びＡ２を介して、前記位
相制御回路円（ＰＵ、　Ｐｌ＋Ｎυに入力される。

故に、前記円（Ｐｕ、　ＰＨＮｕの入力信号ゲαＰυ、
ναＮＯは、次のように変更される。ただし、Ｇｏｕ　
（ｓ）＝Ｋｏｕとして考える。

９αＰＵ：　　εＵ　°ＫＵ＋　ｔ　０１，１　°ＫＯ
ＵγαＮＵ”−ευ０にυ＋ε０υ”　ＫＯＵ従って、
正群及び負群コンバータの出力電圧ＶＰＵ及びＶＮυは
、上記ε０υ・に０υの分だけバランスかくずれ、循環
電流ｌ０ｔｌを増減させる。

すなわち、■ｏ１．．＊〉■。υとなった場合、偏差Ｅ
Ｑυは正の値となり、その分だけＶＰＵ＞ＶＮＩＪとな
る。故に循環電流Ｉｏｕ＝Ｉｏｕ＊となって落ち着く。

逆に■ｏｌＪ＊〈Ｉｏｕとなった場合、偏差Ｆ。υば負
の値となりその分だけ、Ｖ　ｐ　ｕ　＜　Ｖ　Ｎ　Ｕと
なる。故に■。０は減少し、やはり、Ｉｏｕ　＝　Ｉｏ
＊ｕとなるように制御される。

■相、Ｗ相の循環電流■。Ｖ＋　’Ｉｏｗも同様に制御
される。

」−記循環電流の指令値：［ｏ’ｕ　ｌ　Ｉｎ＊ヮ＋　
Ｉｏ〜は無効電力制御回路ＨＱ（Ｓ）からの出力信号に
よって与えられる。

次にその無効電力制御の動作を説明する。サイグロコン
バータの受電端に設置された変流器ＣＴｓ及び変成器Ｐ
Ｔ８によって、３相交流電流及び３相交流電圧を検出し
、無効電力演算回路ＶＡＲに入力する。受電端の無効電
力Ｑｓは、−１−配電源電圧’ｌ’Ｒ＋ｖＳ＋　＋１）
Ｔを９０°だけ位相を遅らせ、各相電流）−ＲｒＩｇｔ
ｆＴをそれぞれ乗じ３相分加えて求める。すなわち　　
Ｑｓ−ｖＲ”　ＬＲ＋ｖ３’　”ノＳ＋ｖＴ”　ｊ−Ｔ
ｖＲ’　　−ｂｓ　　ｙｒ）　　／Ｊ３Ｖｓ’　　”’
　　（ＶＴ−ｖＲ）　　／１／３ｖＴ’　　””　　ｂ
ｌｇ　　Ｖｓ）　　／Ｖ３によって瞬時無効電力ＱＳが
検出される。

当該無効電力検出値Ｏ８を比較器ＣＩに入力し、無効電
力設定器ＶＲＱからの指令値Ｑｓ＊と比較する。

当該偏差ＥＱ＝ＱＳ＊Ｑｓを無効電力制御補償回路Ｉｔ
Ｑ（ｓ）に入力し、積分増幅あるいは比例増幅を行う。

通常、定常偏差ε１、を零にするため）ＩＱ（ｓ）には
積分要素が使われる。

ＩＱ（ｓ）の出力借りは各相ザイクロコンダータの循環
電流の指令値■。−＋　ＩＯ＊ヮ　＋　ＩＯ□　となる
。

ＯＳ＊＞Ｑｓとなった場合、偏差ＥＱは正の値となり、
循環電流指令値ＩＯ’ｌＪ　＋　ＩＯ□、■ｏ−を増加
させる。実際の循環電流■釦ＪＩ　Ｉｉ’、）Ｖ＋　１
゜すは前に述べた通り、Ｉｏｕ　’ｑ　Ｉｏ＊ｕ　ｔ　
Ｉｏｖ　’Ｆ　ｒｏ＊ｖ　ｒ　Ｉｏｗ　崎Ｉｏ’ｔｉと
なるように制御されるので、当該循環電流■。Ｌｌ＋几
ヮ＋　ＩＯＷも増加し、受電端の遅れ無効電力（ｈを増
大させＱｓ＝Ｑｓ＊どなって落ち看く。

逆にＱ、□；＊＜Ｑｓとなった場合、偏差Ｅ　Ｇｌは負
の値となり、各相＠環電流■。Ｌｌ＋　Ｉｏｖ＋　Ｉｏ
ｗを増加させ、受電端の遅れ無効電力Ｑｓを減らしてや
はりＯＳＳＯ３？どなるように制御さ才しる。

なお、この場合、無効電力検出値ＱＪ遅れを正の値とし
て取り扱う。

また、−・般には入力力率＝１の蓮転夕行うため前記無
効電力指令値Ｑｓ””Ｏどして与える。

ザイクロコンバータＣＣ−Ｕ、ＣＣ−Ｖ、Ｃ（Ｊｌは電
源電圧を利用して自然転流さぜる八め、′１；（に遅れ
無効電力ＱＣＣ髪とる。当該遅れ無効電力０．６は負該
電流■０．。

ＩＶ＋　Ｉ、の値により、また、そのときの各コンバー
タの制御位相角αＰＬｌ＋　”　ＮＩＪ＋　αｌ’Ｖ＋
　Ｉｔ　ＮＶ＋　αｐＨｌ＋　αＮＬの値により変化す
るが、前述のように各相サイクロコンバータの循環電流
（Ｏｖｒ　’ＩＯＶ及びｌ０Ｉｌｌ　を調整することに
より、Ｑｃｃ　を一定値にづ−ることができる。

これに刺し５電源Ｉ・ラノス罰）七の２次巻線側に分割
し′Ｃ接続さ扛た進相コ’）デン−１ｃ：ＡＰ３１．Ｃ
ＡＰ１．　。

ＣＡＰ７．、ＣＡ、ｊは−・定の進み無効電力Ｑ　ｃ　
ａ　Ｔ１をト、　１．Ｊ、前記遅拉無効電力Ｑｃｃと打
ち消し合って電源ＳＵＩ＋かｌらけ有効電力Ｐｓｒしづ
を給供すればよいことじなる。

さて、本発明装置のサイグローコンバータ装置ではＣ，
Ｃ−Ｕの正群コンバータ５ＳＰＩＩどＣＣ−Ｖの正群コ
ンバータ５ｓｐｖ及びｃｃｍｕの正群コンバータ５ＳＰ
ｙの入力側端子は、共通の進相コンデンサＣＡＰ、□に
接続され、ＣＡＰ、、の進み無効電力Ｑｃａｐ１１とｓ
ｓｐυ、　５ＳＰＶ及び５ＳＰＩｌｌの遅れ無効電力の
和Ｑ　Ｓ　Ｓ　Ｐ　ｘが打ぢ消Ｌ・合う。

このときＱｓｓｐ＋　は次式のようじ表オ）ｔことがで
きる。

Ｑｓｓｐｎ　＝　ＩＡ　Ｑ（Ｉｐｕ−ｓｉｎ　ａ　ｐｕ
＋Ｔｐｕ’ｓｊｎ　ａ　ｐｙ＋Ｉｐｖｓｉｎ　ｆｋ　ｐ
ｕ）ただし、石。は比例数 負荷Ｕ、Ｖ、Ｗが交流電動機の電機ｆ・巻線とした場合
、始動、低速運転時には、速度起電力が小さいため、ザ
イクロコンバータの出力電圧Ｖυ＋ＶＶ＋Ｖ、は小さく
、制御位相角αｐＵ＋　ａＰｖ”＝　αｐＨｌ’Ｆ９０
’の状態で運転される。このとき、ザイクロコンバータ
のとる遅れ無効電力Ｑｓは最大となり循環電流Ｉｏｕ　
＋　Ｉｏｖ　＋　Ｉｏｗは最小値となる。

進相コンデンサＣＡＰ、□、ＣＡＰ１□、ＣＡＰ、□、
ＣＡＰ２２　は、α１）ｔｌ−α間＝αｐｖ＝αＮＶ−
二αｐｗ　＝　ａＮｖ　＝　９０”　のとき、負荷電流
■υ＋ＩＶ＊Ｉψが最大（１１′ｉをとるときの仕イク
ロコンバータの遅れ無効電力Ｑ。０を打ち消すように、
Ｑｃａｐ　＝　Ｑｃａｐｘ　□→−Ｑｃａｐｘ　２　＋
　Ｑｃａｐｚ　ＩＩＱｃａｐｚ　２を用意する。故にＱ
ｃａｐ、１：　Ｑｃｇｉｐ　／　４となる。

第３図は、循環電流Ｉｏｕ　＝　Ｉｏｖ　＝　Ｉｏｗ　
”＝　Ｏとして、１群コンバータ５ＳＰＵ、　５ＳＰＶ
　、　ＳＳ［’１．ｌの出力電流ｔ　ｏ　＋−＋　＋Ｉ
ＯＶ＋　ＩＯＷと遅れ無効電力Ｏｓ　ｓ　ｐ□の波形を
表オ）す。

ただし、αＰＬＩ”αＩ）Ｖ’Ｆαｐｔ＋　：　（’）
として取扱っている。

電源１−ランスＭＴＲの△結果の２次線に接続された正
群コンバータＳＤＰυ、５ｌ）Ｐｖ、５ＤＰ６ｊの遅れ
無効′電力Ｑｓｎｐｔも同様になる。すなわち、 ＱＳＤＰＩ　＝　Ｑｓｓｐ＋ となる。

一方、負群コンバータＳＳＮ、、　ＳＳＮν及びＳＳＮ
、の出力電流ＩＮＵ　＋　ＩＮＶ　＋　ＩＮＷは第３図
の電流波形ＩＰＬｌ＋　ＩＰＶ及びＩＩ）Ｗどは位相が
１８０°ず才しるが、無効電力ＱＳＳＮ□は、 ＱＳＳＮＩ　”’１１　Ｑ　　（■ＮＵ’Ｓｌｎ　（ｒ
　ＮＵ十丁Ｎｕ”ｓｉｎ　ｒｔＮＶ十丁ＮｖＳｉｎαＮ
警）どなり、前記正群コンバータのとる無効電力Ｑ３Ｓ
Ｎ１と　・致する。

すなわち、 Ｑｓｓｐ＋″Ｑｓｒ＋ｐｔ　＝　　ＱＳｓｓｘ　＝　Ｑ
ＳＤＮＩ＝Ｑｃｃ／４ が成り立つ。進相コンデンサＣＡＩ）□１．　ＣＡＰ、
　２．　ＣＡＰ２．−　。

ＣＡＰ、がとる進み無効電力Ｑｃａｐを上記サイクロコ
ンバータがとれる遅れ無効電力Ｑｃｃの最大値Ｑ。Ｃ（
Ｉ！１ａＸ）だけ用意した場合、常しこＱ。ｃ”Ｑｃａ
ｐとなるように循環電流１゜υ＋ＩＯシ、■ｏｌｌＩが
流れ、Ｑ　３　Ｓ　Ｐ　１．　”　Ｑ　ＣａＰ　ｘ　ｓ
を満足することになる。

すなわち、電源トランスＭＴＲの２次側で、進相コンデ
ンサＣＡＰ、□がどる進み無効電力ＱＣａｐ１ｓ　　と
正群コンバータ５ＳＰＵＩＳＳＰＶ、５ＳＰＩＩ＋がと
る遅れ無効電力Ｑｓｓｐｔが完全に打ち消し合いトラン
スＭＴＲの２次巻線には有効電流だけが流れることにな
る。

他の２次巻線も同様である。

サイク０”Ｊンバータｃｃ−ｕ、ｃ（ニーｖ、ｃｃ−ｕ
の出力端子は負荷の各相毎に分離されており、入力端を
共通にしでも短絡電流は流れることはない。

第１図の装置は、１２パルスのサイクロコンバータにつ
いて説明したが、６パルスのサイクロコンバータでは、
第１の進相コンデンサＣＡＰ１と第２の進相コンデンサ
ＣＡＰ２を用意すればよく、また、２４パルスのサイク
ロコンバータでは、第１の進相コンデンサを４分割し、
ｃＡＰｌ、　、ＣＡＰ、２．ＣＡＰ１３．ＣＡＰ、、。

とし第２の進相コンデンサも４分割し、ＣＡＰ２．。

ＣへＰｚｚ　＋　ｃＡｐ２３．　ｃ八））、４とすれば
よい。

第１図の装置は循環電流式サイクロコンバータについて
説明したが、非循環電流式サイクロコンバータの力率改
善に適用しても同様のことができるとは言うまでもない
。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明のサイクロコンバータ装置では、
電源トランスＭＴＲの２次側で完全に無効電力を打ち消
し合うことができ、当該１−ランスの容量を大幅に低減
さ」才ることか可能である。特に２次巻線に流れる電流
が有効電流だけとなり、従来の装置のように２次巻線の
電流容量を増やす必要がなくなる。

また、電源１−ランスの数は従来の装置の１７３となり
、その分のコスト低減を図れる。

さらに軽負荷運転時には電源トランスに流れる電流も小
さくなり、その分損失も小さくなって効率の良い運転が
可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のサイクロコンバータ装置の実施例を示
す構成図、第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を
示す構成図、第３図は第１図の装置の動作を説明するた
めの波形図、第４図は従来のサイクロコンバータ装置の
構成図、第５図は第４図の装置の動作を説明するための
波形図である。 ５Ｕ１１・・３相交流電源 ＭＴＲ・・・電源１−ランス ＣＡＰ、　１．ＣＡＩ）、　２・・第１の進相コンデン
サＣＡＰ２□、ＣＡＰ、２・・・第２の進相コンデンサ
ＣＣ−Ｕ、ＣＣ−Ｖ、ＣＣ−Ｗ・・・循環電流式サイク
ロコンバータＵ、Ｖ、υ・・・交流負荷 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　三俣弘文 第２図 Ｉｐｕ　　　　　　Ｉｐｖ　　　　　　Ｉ−ｐｗ第３図 Ｌｓｓｐｔｙ　＝　Ａ：・Ｉｐｕ 第５図 ｔＡＰｗＪ由由ＣＡＰｗ４ 第４図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源と、各相毎に絶縁された負荷装置と、当
   該負荷の各相毎に電流を供給するめ正群及び負群コンバ
   ータを有するサイクロコンバータと、当該サイクロコン
   バータの各相正群コンバータの入力側共通端子に接続さ
   れた第１の進相コンデンサと、前記サイクロコンバータ
   の各相負群コンバータの入力側共通端子に接続された第
   ２の進相コンデンサと、前記交流電流と前記サイクロコ
   ンバータとの間に介在する電源トランスと、から構成さ
   れるサイクロコンバータ装置。
2. （２）前記第１及び第２の進相コンデンサを前記サイク
   ロコンバータの制御パルス数に応じて分割したことを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載のサイクロコンバー
   タ装置。