JPS6348159A - サイクロコンバ−タ装置 - Google Patents
サイクロコンバ−タ装置Info
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- JPS6348159A JPS6348159A JP18774186A JP18774186A JPS6348159A JP S6348159 A JPS6348159 A JP S6348159A JP 18774186 A JP18774186 A JP 18774186A JP 18774186 A JP18774186 A JP 18774186A JP S6348159 A JPS6348159 A JP S6348159A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 35
- 238000004804 winding Methods 0.000 abstract description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 3
- 101710169754 CD-NTase-associated protein 12 Proteins 0.000 abstract 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 101000897856 Homo sapiens Adenylyl cyclase-associated protein 2 Proteins 0.000 description 4
- 101000836079 Homo sapiens Serpin B8 Proteins 0.000 description 4
- 101000798702 Homo sapiens Transmembrane protease serine 4 Proteins 0.000 description 4
- 102100032471 Transmembrane protease serine 4 Human genes 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 108010077333 CAP1-6D Proteins 0.000 description 2
- 101100494563 Colletotrichum gloeosporioides CAP22 gene Proteins 0.000 description 2
- 102100029500 Prostasin Human genes 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 108010031970 prostasin Proteins 0.000 description 2
- 101710169705 CD-NTase-associated protein 13 Proteins 0.000 description 1
- 101710180448 CD-NTase-associated protein 7 Proteins 0.000 description 1
- 101150110971 CIN7 gene Proteins 0.000 description 1
- 235000008317 Condalia obovata Nutrition 0.000 description 1
- 244000147935 Condalia obovata Species 0.000 description 1
- 101100438361 Drosophila melanogaster capu gene Proteins 0.000 description 1
- 101150110298 INV1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100397044 Xenopus laevis invs-a gene Proteins 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
- RWVUEZAROXKXRT-VQLSFVLHSA-N maduramicin Chemical compound O1[C@@H](C)[C@H](OC)[C@@H](OC)C[C@H]1O[C@@H]1[C@H]([C@@]2(C)O[C@H](CC2)[C@@]2(C)O[C@]3(O[C@@H]([C@H](C)[C@@H](O)C3)[C@@H](C)[C@H]3[C@@H]([C@@H](OC)[C@H](C)[C@@](O)(CC(O)=O)O3)OC)CC2)O[C@@H]([C@@H]2[C@H](C[C@@H](C)[C@@](C)(O)O2)C)C1 RWVUEZAROXKXRT-VQLSFVLHSA-N 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
(産業上の利用分野)
本発明は、電源トランスの容量を低減させたサイクロコ
ンバータ装置に関する。
ンバータ装置に関する。
(従来の技術)
サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置であるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によって転流させる
ため、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。また
、その無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動し
ている。ご、のため、電源系統設備の容量を増大させる
だけでなく、無効電力変動により同一系統に接続された
電気機器に種々の悪影響を及ぼしている。
る周波数の交流電力に直接変換する装置であるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によって転流させる
ため、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。また
、その無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動し
ている。ご、のため、電源系統設備の容量を増大させる
だけでなく、無効電力変動により同一系統に接続された
電気機器に種々の悪影響を及ぼしている。
このようなサイクロコンバータの無効電力を補償する方
法として、特開昭56−44382等の技術がある。
法として、特開昭56−44382等の技術がある。
すなわち、サイクロコンバータの受電端に一定の進み無
効電力をとる進相コンデンサを設置し当該サイクロコン
バータの遅れ無効電力が進相コンデンサの進み無効電力
と常に等しくなるようにすイクロコンバータの循環電流
を調整するものである。
効電力をとる進相コンデンサを設置し当該サイクロコン
バータの遅れ無効電力が進相コンデンサの進み無効電力
と常に等しくなるようにすイクロコンバータの循環電流
を調整するものである。
一方、この無効電力補償形サイクロコンバータ装置では
、交流電源と各コンバータとの間に、降電圧あるいは昇
電圧の目的で、もしくはコンバータの絶縁の目的で電源
トランスを設置するが、この電源トランスの容量として
各コンバータの遅れ無効電力をも供給しうる容量が必要
とされた。すなわち、負荷に供給し得る電力に加えて進
相コンデンサの進み無効電力に対向する遅れ無効電力を
電源1−ランスを介してサイクロコンバータに供給しな
ければならない。そのため、当該電源トランスが大形大
量化し、高価なものとなる。
、交流電源と各コンバータとの間に、降電圧あるいは昇
電圧の目的で、もしくはコンバータの絶縁の目的で電源
トランスを設置するが、この電源トランスの容量として
各コンバータの遅れ無効電力をも供給しうる容量が必要
とされた。すなわち、負荷に供給し得る電力に加えて進
相コンデンサの進み無効電力に対向する遅れ無効電力を
電源1−ランスを介してサイクロコンバータに供給しな
ければならない。そのため、当該電源トランスが大形大
量化し、高価なものとなる。
これに鑑み、特開昭57−80267が提案された。第
4図はその従来のサイクロコンバータ装置の主回路構成
図を示すものである。
4図はその従来のサイクロコンバータ装置の主回路構成
図を示すものである。
図中、Busは3相交流電源の電線路、TrU g T
rV *TrWは電源トランス、CApUl 〜CAP
LI4 + cApvl−CAPV4 tCAP−□〜
CAPIN4 は進相コンデンサ、cc−u、 cc−
v。
rV *TrWは電源トランス、CApUl 〜CAP
LI4 + cApvl−CAPV4 tCAP−□〜
CAPIN4 は進相コンデンサ、cc−u、 cc−
v。
CC−Wは循環電流式サイクロコンバータ、U、V。
Wはコ3相交流負荷をそれぞれ表わす。
TJ相サすクロコンバータCC−Uは、正群コンバータ
5SPu、 SDT’υと負群:】ンバータSSNυ、
5DNU及び直流リアクI−ルLoυから構成されて
いる。いわゆる制御相数(制御パルス数)が12パルス
の循環電流式サイクロコンバータとなっている。
5SPu、 SDT’υと負群:】ンバータSSNυ、
5DNU及び直流リアクI−ルLoυから構成されて
いる。いわゆる制御相数(制御パルス数)が12パルス
の循環電流式サイクロコンバータとなっている。
V相及びW相のサイクロコンバータcc−v、 cc−
vも同様に構成されている。
vも同様に構成されている。
TJ相サすクロコンバータCC−Uの入力側には、電源
トランスTrUの2次巻線側に4分割された進相コンデ
ンサCAPut〜CAPU4が接続されている。
トランスTrUの2次巻線側に4分割された進相コンデ
ンサCAPut〜CAPU4が接続されている。
このように進相コンデンサCAP、工〜CAPυ4を電
源トランスTrυの2次巻線側に接続することによりサ
イクロコンバータcr、−uがとる遅れ無効電力と進相
コンデンサCAPIJI〜CAPU4がとる進み無効電
力がある程度打ち消し合い、電源トランスTrLIの容
量を低減させる効果がある。■相及びW相も同様である
。
源トランスTrυの2次巻線側に接続することによりサ
イクロコンバータcr、−uがとる遅れ無効電力と進相
コンデンサCAPIJI〜CAPU4がとる進み無効電
力がある程度打ち消し合い、電源トランスTrLIの容
量を低減させる効果がある。■相及びW相も同様である
。
第5図は、第4図のサイクロコンバータCC−Uの入力
側の電流値を示したもので、l5SPUは正群コンバー
タSSPυの入力電流、l5SNυは負群コンバータ5
SNuの入力電流、ICaPUt及びIcapU2 は
進相コンデンサCAP、□及びCAPuzの電流の大き
さを示す。
側の電流値を示したもので、l5SPUは正群コンバー
タSSPυの入力電流、l5SNυは負群コンバータ5
SNuの入力電流、ICaPUt及びIcapU2 は
進相コンデンサCAP、□及びCAPuzの電流の大き
さを示す。
負荷U、V、Wが交流電動機の場合、始動及び低速運転
時には逆起電力がほとんど発生せずサイクロコンバータ
の出力電圧も小さく、その制御位相角αは大略90″に
近いところで運転される。従って、各コンバータの入力
電流■5SPUy l5SNIJ等は大部分が遅れ無効
電流であると見てよい。
時には逆起電力がほとんど発生せずサイクロコンバータ
の出力電圧も小さく、その制御位相角αは大略90″に
近いところで運転される。従って、各コンバータの入力
電流■5SPUy l5SNIJ等は大部分が遅れ無効
電流であると見てよい。
従って、電源トランスTrUの2次巻線に流れる電流I
T?zの大きさは、 ITP2 = l l5spu Icapυ、 l
となり、また、TrUの1次巻線に流れる電流のITr
tの大きさは、 Itrz = 2 X I l5SPU’+l5SNU
−Icapul−IeapU21となる。
T?zの大きさは、 ITP2 = l l5spu Icapυ、 l
となり、また、TrUの1次巻線に流れる電流のITr
tの大きさは、 Itrz = 2 X I l5SPU’+l5SNU
−Icapul−IeapU21となる。
このように、電源トランスTrLIの容量を低減させる
ことができるが、進相コンデンサCAPux〜CAPU
4 に流れる進み電流Icapυ、 −ICaPU4が
一定値となっているのに対し、各コンバータの入力電流
ISSPυ+ l5SNLJ等は出力電流■υに応じて
図のように変化するため、その差分の電流が電流トラン
スTrUに流れる。
ことができるが、進相コンデンサCAPux〜CAPU
4 に流れる進み電流Icapυ、 −ICaPU4が
一定値となっているのに対し、各コンバータの入力電流
ISSPυ+ l5SNLJ等は出力電流■υに応じて
図のように変化するため、その差分の電流が電流トラン
スTrUに流れる。
交流電動機負荷の速度が高くなるに従い、有効電力を消
費するようになり、上記無効電力分に加えて、当該有効
電力分も電源l−ランスTrLIが負担しなければなら
ないのは言うまでもない。
費するようになり、上記無効電力分に加えて、当該有効
電力分も電源l−ランスTrLIが負担しなければなら
ないのは言うまでもない。
(発明が解決しようとする問題点)
上記従来のサイクロコンバータ装置は、進相コンデンサ
CAPυ、〜CAPU4等を分割して電源トランスTr
U等の2次巻線側に接続することにより、当該電源トラ
ンスTrU等の容量をある程度低減させることができる
。
CAPυ、〜CAPU4等を分割して電源トランスTr
U等の2次巻線側に接続することにより、当該電源トラ
ンスTrU等の容量をある程度低減させることができる
。
しかし、進相コンデンサに流れる電流が一定値であるの
に対し、各コンバータの入力電流は、サイクロコンバー
タの出力電流に応じて大きく変化するため、その差分の
無効電流は電源1ヘランスが負担しなければならず、容
量低減させる効果が半減していた。特に、トランスの2
次電流の容量低減はあまり期待できないのが現状である
。
に対し、各コンバータの入力電流は、サイクロコンバー
タの出力電流に応じて大きく変化するため、その差分の
無効電流は電源1ヘランスが負担しなければならず、容
量低減させる効果が半減していた。特に、トランスの2
次電流の容量低減はあまり期待できないのが現状である
。
本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、電源
トランスの容量を大幅に低減させたサイクロコンバータ
装置を提供することを目的とする。
トランスの容量を大幅に低減させたサイクロコンバータ
装置を提供することを目的とする。
(問題点を解決するための手段)
以上の目的殻達成するため、本発明は交流電源と、各相
毎に絶縁された負荷装置と、当該負荷の各相毎に電流を
供給するため正群及び負群コンバータを有するサイクロ
コンバータと、当該サイクロコンバータの各相正群コン
バータの入力側共通端子に接続された第1の進相コンデ
ンサと、MiJ記サイクロコンバータの各相負群コンバ
ータの入力側共通端子に接続された第2の進相コンデン
サと、前記交流電源と前記サイクロコンバータとの間に
介在する電源1−ランスとでサイクロコンバータ装置を
構成している。
毎に絶縁された負荷装置と、当該負荷の各相毎に電流を
供給するため正群及び負群コンバータを有するサイクロ
コンバータと、当該サイクロコンバータの各相正群コン
バータの入力側共通端子に接続された第1の進相コンデ
ンサと、MiJ記サイクロコンバータの各相負群コンバ
ータの入力側共通端子に接続された第2の進相コンデン
サと、前記交流電源と前記サイクロコンバータとの間に
介在する電源1−ランスとでサイクロコンバータ装置を
構成している。
また、サイクロコンバータの制御相数(制御パルス数)
に応じて前記第1及び第2の進相コンデンサをさらに分
割して構成している。
に応じて前記第1及び第2の進相コンデンサをさらに分
割して構成している。
(作 用)
すなわち、サイクロコンバータの出力相数が3相の場合
、各相すイグロコンバータの正群コンノベータの入力側
端子を共通の第1の進相コンデンサに接続し、その端子
を電源l−ランスの2次巻線に接続することにより、3
相分の正群コンバータの入力電流の遅れ無効分と前記第
1の進相コンデンサの進み電流が打ち消し合い、電源1
−ランスの2次巻線には有効電源しか流れない。負群コ
ンバータの入力側も同様に作用し、結果的に電源トラン
スの容量を大幅に低減させることが可能となる。
、各相すイグロコンバータの正群コンノベータの入力側
端子を共通の第1の進相コンデンサに接続し、その端子
を電源l−ランスの2次巻線に接続することにより、3
相分の正群コンバータの入力電流の遅れ無効分と前記第
1の進相コンデンサの進み電流が打ち消し合い、電源1
−ランスの2次巻線には有効電源しか流れない。負群コ
ンバータの入力側も同様に作用し、結果的に電源トラン
スの容量を大幅に低減させることが可能となる。
このとき、サイクロコンバータの負荷は各相毎に絶縁さ
れており、電源短絡が生じることを防Iトしている。
れており、電源短絡が生じることを防Iトしている。
サイクロコンバータの制御相数(制御パルス数)が増加
した場合には、それに応じて前記第1−及び第2の進相
コンデンサをさらに分割し、出力電流リップルの小さい
運転を行うことができる。この場合でも、電源l−ラン
スの容量低減の効果は同じである。
した場合には、それに応じて前記第1−及び第2の進相
コンデンサをさらに分割し、出力電流リップルの小さい
運転を行うことができる。この場合でも、電源l−ラン
スの容量低減の効果は同じである。
(実施例)
第1図は、本発明のサイクロコンバータ装置の実施例を
示す構成図である7 図中、supは3相交流電源、MTRは電源トランス、
CAP□□、 CAP□2は第1の進相コンデンサ、C
AP2.。
示す構成図である7 図中、supは3相交流電源、MTRは電源トランス、
CAP□□、 CAP□2は第1の進相コンデンサ、C
AP2.。
CAP22は第2の進相コンデンサ、CC−U、CC−
V、CC−Wは循環電流式サイクロコンバータ、U、V
、Wは3相交流負荷である。
V、CC−Wは循環電流式サイクロコンバータ、U、V
、Wは3相交流負荷である。
U相ザイクロコンバータCC−Uは正群コンバータ5S
PU、 SDPυと負群コンバータSSNυ、 SDN
υ及び直流リアトルLOυ(Lout −LOLIs
)で構成されている。V相及びW相のサイクロコンバー
タCC−V、 CC−Wも同様である。
PU、 SDPυと負群コンバータSSNυ、 SDN
υ及び直流リアトルLOυ(Lout −LOLIs
)で構成されている。V相及びW相のサイクロコンバー
タCC−V、 CC−Wも同様である。
また、CTsは3相交流電流検出用変流器、PTsは3
相交流電圧検出用変成器、VARは無効電力演算回路、
CT、JHCTv + CTWは出力電流検出器、cr
、v+CTNU+ ”TPVtCTNV+CTPWyC
TNWは各コンバータの出力電流検出器である。
相交流電圧検出用変成器、VARは無効電力演算回路、
CT、JHCTv + CTWは出力電流検出器、cr
、v+CTNU+ ”TPVtCTNV+CTPWyC
TNWは各コンバータの出力電流検出器である。
第2図は、第1図の装置の制御回路の実施例を示す構成
図である。
図である。
図中、VRQは無効電力設定器、HQ(s)は無効電力
制御補償回路、Gou (s) tGOV (s) +
GOW (s)は負荷電流制御償回路、Gu(s) +
Gv(s) 、Gw(s)は負荷電流制御補償回路、O
C1〜OC3は循環電流演算回路、C,〜C7は比較器
、A1〜A6は加算器、INV、〜INV、は反転増幅
器をそれぞれ表わす。
制御補償回路、Gou (s) tGOV (s) +
GOW (s)は負荷電流制御償回路、Gu(s) +
Gv(s) 、Gw(s)は負荷電流制御補償回路、O
C1〜OC3は循環電流演算回路、C,〜C7は比較器
、A1〜A6は加算器、INV、〜INV、は反転増幅
器をそれぞれ表わす。
以下、第1図及び第2図の実施例を参照しなから本発明
装置の動作を説明する。
装置の動作を説明する。
まず、負荷電流IU+ TV+ I−の制御動作を説明
する。U相すイクロコンバータcc−u te例にとっ
て説明する。
する。U相すイクロコンバータcc−u te例にとっ
て説明する。
負荷電流Iυを変流器CTUによって検出し、比較器C
1に入力する。比較器C3により、当該電流検出器IU
とその指令値■v*を比較し、その偏差Eυ=■♂−I
Uを求める。当該偏差E Uを次の電流制御補償回路G
u(s)に入力し増幅する。GU(S)の出力信号は、
1一つけ加増器A、を介して正群コンバータ5SPu、
5DPuの位相制御回路円1PUに入力する。またG
U(s)の出力信号の他の1つは反転増幅器INV1及
び加算器A、を介して負群コンバータSSNυ、 5D
NUの位相制御回路P)INUに入力する。
1に入力する。比較器C3により、当該電流検出器IU
とその指令値■v*を比較し、その偏差Eυ=■♂−I
Uを求める。当該偏差E Uを次の電流制御補償回路G
u(s)に入力し増幅する。GU(S)の出力信号は、
1一つけ加増器A、を介して正群コンバータ5SPu、
5DPuの位相制御回路円1PUに入力する。またG
U(s)の出力信号の他の1つは反転増幅器INV1及
び加算器A、を介して負群コンバータSSNυ、 5D
NUの位相制御回路P)INUに入力する。
いま、仮に循環電流制御回路G。U(S)からの出力信
号が十分小さいものとして無視すると、上記位相制御回
路PHPU及び円(Nuの入力信号tαP1及びゲαN
Oは次の関係をする。ただし、GU(S)は比例要素に
υだけとする。
号が十分小さいものとして無視すると、上記位相制御回
路PHPU及び円(Nuの入力信号tαP1及びゲαN
Oは次の関係をする。ただし、GU(S)は比例要素に
υだけとする。
ゲαpu ” εU−にυ
vc!NU=−εU°にυ
また、正群及び負群コンバータの出力電圧VPU+VN
υを第1図の矢印の方向を正として考えると、次のよう
な関係を有する。
υを第1図の矢印の方向を正として考えると、次のよう
な関係を有する。
Vpu” 1Iliv ’ Vs ’ CO8(l
puVNu=−A v 1Vs 2cos αNUただ
し、メヮは変換定数、VSは電源電圧、αPUsαNU
は正群及び負群コンバータの制御位相角である。
puVNu=−A v 1Vs 2cos αNUただ
し、メヮは変換定数、VSは電源電圧、αPUsαNU
は正群及び負群コンバータの制御位相角である。
さらに、cosapU=ffl φναPIJ+ CO
8αNU=’A’tα、υの関係があるので、VPU”
VNLIとなり、このときの制御位相角はαN、 =
180’−αI)Uの関係を有する。
8αNU=’A’tα、υの関係があるので、VPU”
VNLIとなり、このときの制御位相角はαN、 =
180’−αI)Uの関係を有する。
負荷tJに印加される電圧Vuは、正群及び負群コンバ
ータの出力電圧Vpu+ VNIJの平均値となる。
ータの出力電圧Vpu+ VNIJの平均値となる。
Vt+” (VPIJ+VNU) / 2=AV−A・
■8・Eυ・KI」 すなわち、電流偏差cUに比例した電圧VUが負荷に印
加される。
■8・Eυ・KI」 すなわち、電流偏差cUに比例した電圧VUが負荷に印
加される。
I、’ >Iuの場合、偏差ε、Jは正の値となり、出
力電圧Vυを増大させて、電流11□本−増やす故に最
終的に■uL9Iu’となるように制御される。
力電圧Vυを増大させて、電流11□本−増やす故に最
終的に■uL9Iu’となるように制御される。
逆に■♂< I uとなった場合、偏差ε1」は負の値
となり、vUを負の値にして、電流■Uを減少させ、や
はり、IU→■♂となって落ち着く、電流指令値■♂を
正弦波状に変化させると、それに応じて、実電流■Uも
iE弦波に制御される。
となり、vUを負の値にして、電流■Uを減少させ、や
はり、IU→■♂となって落ち着く、電流指令値■♂を
正弦波状に変化させると、それに応じて、実電流■Uも
iE弦波に制御される。
このとき、常にVpu”VNυを満足しており、循環電
流■。いの増減はない。
流■。いの増減はない。
■相、W相の負荷電流■いI、も同様に制御される。
次に循環電流■。IJ + IOV + IOWの制御
動作を説する。
動作を説する。
やはり、tJ相サすクロコンバータCC−Uを例にとっ
て説明する。
て説明する。
U相すイクロコンバータの循環電流■。4.は、変流器
CTPU及びCTNυによって検出された正群及び負荷
コンバータの出力電流■pU及びINIJを演算回路O
C1に入力し、次の演算を行うことにより求められる。
CTPU及びCTNυによって検出された正群及び負荷
コンバータの出力電流■pU及びINIJを演算回路O
C1に入力し、次の演算を行うことにより求められる。
l01J= (IPU+INU l (IP
U INLI) l ) / 2ここで
、IPU INLI=IIJの関係がある。
U INLI) l ) / 2ここで
、IPU INLI=IIJの関係がある。
このようにして、求められた循環電流検出値IOυを比
較器C2に入力し、循環電流指令値Io’uと比較する
。当該偏差E□υ=Io*u Iouを電流制御補償
回路G□υ(S)に入力し、増幅する。Gou (s)
の出力信号は各々加算器A□及びA2を介して、前記位
相制御回路円(PU、 Pl+Nυに入力される。
較器C2に入力し、循環電流指令値Io’uと比較する
。当該偏差E□υ=Io*u Iouを電流制御補償
回路G□υ(S)に入力し、増幅する。Gou (s)
の出力信号は各々加算器A□及びA2を介して、前記位
相制御回路円(PU、 Pl+Nυに入力される。
故に、前記円(Pu、 PHNuの入力信号ゲαPυ、
ναNOは、次のように変更される。ただし、Gou
(s)=Kouとして考える。
ναNOは、次のように変更される。ただし、Gou
(s)=Kouとして考える。
9αPU: εU °KU+ t 01,1 °KO
UγαNU”−ευ0にυ+ε0υ” KOU従って、
正群及び負群コンバータの出力電圧VPU及びVNυは
、上記ε0υ・に0υの分だけバランスかくずれ、循環
電流l0tlを増減させる。
UγαNU”−ευ0にυ+ε0υ” KOU従って、
正群及び負群コンバータの出力電圧VPU及びVNυは
、上記ε0υ・に0υの分だけバランスかくずれ、循環
電流l0tlを増減させる。
すなわち、■o1..*〉■。υとなった場合、偏差E
Qυは正の値となり、その分だけVPU>VNIJとな
る。故に循環電流Iou=Iou*となって落ち着く。
Qυは正の値となり、その分だけVPU>VNIJとな
る。故に循環電流Iou=Iou*となって落ち着く。
逆に■olJ*〈Iouとなった場合、偏差F。υば負
の値となりその分だけ、V p u < V N Uと
なる。故に■。0は減少し、やはり、Iou = Io
*uとなるように制御される。
の値となりその分だけ、V p u < V N Uと
なる。故に■。0は減少し、やはり、Iou = Io
*uとなるように制御される。
■相、W相の循環電流■。V+ ’Iowも同様に制御
される。
される。
」−記循環電流の指令値:[o’u l In*ヮ+
Io〜は無効電力制御回路HQ(S)からの出力信号に
よって与えられる。
Io〜は無効電力制御回路HQ(S)からの出力信号に
よって与えられる。
次にその無効電力制御の動作を説明する。サイグロコン
バータの受電端に設置された変流器CTs及び変成器P
T8によって、3相交流電流及び3相交流電圧を検出し
、無効電力演算回路VARに入力する。受電端の無効電
力Qsは、−1−配電源電圧’l’R+vS+ +1)
Tを90°だけ位相を遅らせ、各相電流)−RrIgt
fTをそれぞれ乗じ3相分加えて求める。すなわち
Qs−vR” LR+v3’ ”ノS+vT” j−T
vR’ −bs yr) /J3Vs’ ”’
(VT−vR) /1/3vT’ ”” b
lg Vs) /V3によって瞬時無効電力QSが
検出される。
バータの受電端に設置された変流器CTs及び変成器P
T8によって、3相交流電流及び3相交流電圧を検出し
、無効電力演算回路VARに入力する。受電端の無効電
力Qsは、−1−配電源電圧’l’R+vS+ +1)
Tを90°だけ位相を遅らせ、各相電流)−RrIgt
fTをそれぞれ乗じ3相分加えて求める。すなわち
Qs−vR” LR+v3’ ”ノS+vT” j−T
vR’ −bs yr) /J3Vs’ ”’
(VT−vR) /1/3vT’ ”” b
lg Vs) /V3によって瞬時無効電力QSが
検出される。
当該無効電力検出値O8を比較器CIに入力し、無効電
力設定器VRQからの指令値Qs*と比較する。
力設定器VRQからの指令値Qs*と比較する。
当該偏差EQ=QS*Qsを無効電力制御補償回路It
Q(s)に入力し、積分増幅あるいは比例増幅を行う。
Q(s)に入力し、積分増幅あるいは比例増幅を行う。
通常、定常偏差ε1、を零にするため)IQ(s)には
積分要素が使われる。
積分要素が使われる。
IQ(s)の出力借りは各相ザイクロコンダータの循環
電流の指令値■。−+ IO*ヮ + IO□ となる
。
電流の指令値■。−+ IO*ヮ + IO□ となる
。
OS*>Qsとなった場合、偏差EQは正の値となり、
循環電流指令値IO’lJ + IO□、■o−を増加
させる。実際の循環電流■釦JI Ii’、)V+ 1
゜すは前に述べた通り、Iou ’q Io*u t
Iov ’F ro*v r Iow 崎Io’tiと
なるように制御されるので、当該循環電流■。Ll+几
ヮ+ IOWも増加し、受電端の遅れ無効電力(hを増
大させQs=Qs*どなって落ち看く。
循環電流指令値IO’lJ + IO□、■o−を増加
させる。実際の循環電流■釦JI Ii’、)V+ 1
゜すは前に述べた通り、Iou ’q Io*u t
Iov ’F ro*v r Iow 崎Io’tiと
なるように制御されるので、当該循環電流■。Ll+几
ヮ+ IOWも増加し、受電端の遅れ無効電力(hを増
大させQs=Qs*どなって落ち看く。
逆にQ、□;*<Qsとなった場合、偏差E Glは負
の値となり、各相@環電流■。Ll+ Iov+ Io
wを増加させ、受電端の遅れ無効電力Qsを減らしてや
はりOSSO3?どなるように制御さ才しる。
の値となり、各相@環電流■。Ll+ Iov+ Io
wを増加させ、受電端の遅れ無効電力Qsを減らしてや
はりOSSO3?どなるように制御さ才しる。
なお、この場合、無効電力検出値QJ遅れを正の値とし
て取り扱う。
て取り扱う。
また、−・般には入力力率=1の蓮転夕行うため前記無
効電力指令値Qs””Oどして与える。
効電力指令値Qs””Oどして与える。
ザイクロコンバータCC−U、CC−V、C(Jlは電
源電圧を利用して自然転流さぜる八め、′1;(に遅れ
無効電力QCC髪とる。当該遅れ無効電力0.6は負該
電流■0.。
源電圧を利用して自然転流さぜる八め、′1;(に遅れ
無効電力QCC髪とる。当該遅れ無効電力0.6は負該
電流■0.。
IV+ I、の値により、また、そのときの各コンバー
タの制御位相角αPLl+ ” NIJ+ αl’V+
It NV+ αpHl+ αNLの値により変化す
るが、前述のように各相サイクロコンバータの循環電流
(Ovr ’IOV及びl0Ill を調整することに
より、Qcc を一定値にづ−ることができる。
タの制御位相角αPLl+ ” NIJ+ αl’V+
It NV+ αpHl+ αNLの値により変化す
るが、前述のように各相サイクロコンバータの循環電流
(Ovr ’IOV及びl0Ill を調整することに
より、Qcc を一定値にづ−ることができる。
これに刺し5電源I・ラノス罰)七の2次巻線側に分割
し′C接続さ扛た進相コ’)デン−1c:AP31.C
AP1. 。
し′C接続さ扛た進相コ’)デン−1c:AP31.C
AP1. 。
CAP7.、CA、jは−・定の進み無効電力Q c
a T1をト、 1.J、前記遅拉無効電力Qccと打
ち消し合って電源SUI+かlらけ有効電力Psrしづ
を給供すればよいことじなる。
a T1をト、 1.J、前記遅拉無効電力Qccと打
ち消し合って電源SUI+かlらけ有効電力Psrしづ
を給供すればよいことじなる。
さて、本発明装置のサイグローコンバータ装置ではC,
C−Uの正群コンバータ5SPIIどCC−Vの正群コ
ンバータ5spv及びccmuの正群コンバータ5SP
yの入力側端子は、共通の進相コンデンサCAP、□に
接続され、CAP、、の進み無効電力Qcap11とs
spυ、 5SPV及び5SPIllの遅れ無効電力の
和Q S S P xが打ぢ消L・合う。
C−Uの正群コンバータ5SPIIどCC−Vの正群コ
ンバータ5spv及びccmuの正群コンバータ5SP
yの入力側端子は、共通の進相コンデンサCAP、□に
接続され、CAP、、の進み無効電力Qcap11とs
spυ、 5SPV及び5SPIllの遅れ無効電力の
和Q S S P xが打ぢ消L・合う。
このときQssp+ は次式のようじ表オ)tことがで
きる。
きる。
Qsspn = IA Q(Ipu−sin a pu
+Tpu’sjn a py+Ipvsin fk p
u)ただし、石。は比例数 負荷U、V、Wが交流電動機の電機f・巻線とした場合
、始動、低速運転時には、速度起電力が小さいため、ザ
イクロコンバータの出力電圧Vυ+VV+V、は小さく
、制御位相角αpU+ aPv”= αpHl’F90
’の状態で運転される。このとき、ザイクロコンバータ
のとる遅れ無効電力Qsは最大となり循環電流Iou
+ Iov + Iowは最小値となる。
+Tpu’sjn a py+Ipvsin fk p
u)ただし、石。は比例数 負荷U、V、Wが交流電動機の電機f・巻線とした場合
、始動、低速運転時には、速度起電力が小さいため、ザ
イクロコンバータの出力電圧Vυ+VV+V、は小さく
、制御位相角αpU+ aPv”= αpHl’F90
’の状態で運転される。このとき、ザイクロコンバータ
のとる遅れ無効電力Qsは最大となり循環電流Iou
+ Iov + Iowは最小値となる。
進相コンデンサCAP、□、CAP1□、CAP、□、
CAP22 は、α1)tl−α間=αpv=αNV−
二αpw = aNv = 90” のとき、負荷電流
■υ+IV*Iψが最大(11′iをとるときの仕イク
ロコンバータの遅れ無効電力Q。0を打ち消すように、
Qcap = Qcapx □→−Qcapx 2 +
Qcapz IIQcapz 2を用意する。故にQ
cap、1: Qcgip / 4となる。
CAP22 は、α1)tl−α間=αpv=αNV−
二αpw = aNv = 90” のとき、負荷電流
■υ+IV*Iψが最大(11′iをとるときの仕イク
ロコンバータの遅れ無効電力Q。0を打ち消すように、
Qcap = Qcapx □→−Qcapx 2 +
Qcapz IIQcapz 2を用意する。故にQ
cap、1: Qcgip / 4となる。
第3図は、循環電流Iou = Iov = Iow
”= Oとして、1群コンバータ5SPU、 5SPV
、 SS[’1.lの出力電流t o +−+ +I
OV+ IOWと遅れ無効電力Os s p□の波形を
表オ)す。
”= Oとして、1群コンバータ5SPU、 5SPV
、 SS[’1.lの出力電流t o +−+ +I
OV+ IOWと遅れ無効電力Os s p□の波形を
表オ)す。
ただし、αPLI”αI)V’Fαpt+ : (’)
として取扱っている。
として取扱っている。
電源1−ランスMTRの△結果の2次線に接続された正
群コンバータSDPυ、5l)Pv、5DP6jの遅れ
無効′電力Qsnptも同様になる。すなわち、 QSDPI = Qssp+ となる。
群コンバータSDPυ、5l)Pv、5DP6jの遅れ
無効′電力Qsnptも同様になる。すなわち、 QSDPI = Qssp+ となる。
一方、負群コンバータSSN、、 SSNν及びSSN
、の出力電流INU + INV + INWは第3図
の電流波形IPLl+ IPV及びII)Wどは位相が
180°ず才しるが、無効電力QSSN□は、 QSSNI ”’11 Q (■NU’Sln (r
NU十丁Nu”sin rtNV十丁NvSinαN
警)どなり、前記正群コンバータのとる無効電力Q3S
N1と ・致する。
、の出力電流INU + INV + INWは第3図
の電流波形IPLl+ IPV及びII)Wどは位相が
180°ず才しるが、無効電力QSSN□は、 QSSNI ”’11 Q (■NU’Sln (r
NU十丁Nu”sin rtNV十丁NvSinαN
警)どなり、前記正群コンバータのとる無効電力Q3S
N1と ・致する。
すなわち、
Qssp+″Qsr+pt = QSssx = Q
SDNI=Qcc/4 が成り立つ。進相コンデンサCAI)□1. CAP、
2. CAP2.− 。
SDNI=Qcc/4 が成り立つ。進相コンデンサCAI)□1. CAP、
2. CAP2.− 。
CAP、がとる進み無効電力Qcapを上記サイクロコ
ンバータがとれる遅れ無効電力Qccの最大値Q。C(
I!1aX)だけ用意した場合、常しこQ。c”Qca
pとなるように循環電流1゜υ+IOシ、■ollIが
流れ、Q 3 S P 1. ” Q CaP x s
を満足することになる。
ンバータがとれる遅れ無効電力Qccの最大値Q。C(
I!1aX)だけ用意した場合、常しこQ。c”Qca
pとなるように循環電流1゜υ+IOシ、■ollIが
流れ、Q 3 S P 1. ” Q CaP x s
を満足することになる。
すなわち、電源トランスMTRの2次側で、進相コンデ
ンサCAP、□がどる進み無効電力QCap1s と
正群コンバータ5SPUISSPV、5SPII+がと
る遅れ無効電力Qssptが完全に打ち消し合いトラン
スMTRの2次巻線には有効電流だけが流れることにな
る。
ンサCAP、□がどる進み無効電力QCap1s と
正群コンバータ5SPUISSPV、5SPII+がと
る遅れ無効電力Qssptが完全に打ち消し合いトラン
スMTRの2次巻線には有効電流だけが流れることにな
る。
他の2次巻線も同様である。
サイク0”Jンバータcc−u、c(ニーv、cc−u
の出力端子は負荷の各相毎に分離されており、入力端を
共通にしでも短絡電流は流れることはない。
の出力端子は負荷の各相毎に分離されており、入力端を
共通にしでも短絡電流は流れることはない。
第1図の装置は、12パルスのサイクロコンバータにつ
いて説明したが、6パルスのサイクロコンバータでは、
第1の進相コンデンサCAP1と第2の進相コンデンサ
CAP2を用意すればよく、また、24パルスのサイク
ロコンバータでは、第1の進相コンデンサを4分割し、
cAPl、 、CAP、2.CAP13.CAP、、。
いて説明したが、6パルスのサイクロコンバータでは、
第1の進相コンデンサCAP1と第2の進相コンデンサ
CAP2を用意すればよく、また、24パルスのサイク
ロコンバータでは、第1の進相コンデンサを4分割し、
cAPl、 、CAP、2.CAP13.CAP、、。
とし第2の進相コンデンサも4分割し、CAP2.。
CへPzz + cAp23. c八))、4とすれば
よい。
よい。
第1図の装置は循環電流式サイクロコンバータについて
説明したが、非循環電流式サイクロコンバータの力率改
善に適用しても同様のことができるとは言うまでもない
。
説明したが、非循環電流式サイクロコンバータの力率改
善に適用しても同様のことができるとは言うまでもない
。
以上のように、本発明のサイクロコンバータ装置では、
電源トランスMTRの2次側で完全に無効電力を打ち消
し合うことができ、当該1−ランスの容量を大幅に低減
さ」才ることか可能である。特に2次巻線に流れる電流
が有効電流だけとなり、従来の装置のように2次巻線の
電流容量を増やす必要がなくなる。
電源トランスMTRの2次側で完全に無効電力を打ち消
し合うことができ、当該1−ランスの容量を大幅に低減
さ」才ることか可能である。特に2次巻線に流れる電流
が有効電流だけとなり、従来の装置のように2次巻線の
電流容量を増やす必要がなくなる。
また、電源1−ランスの数は従来の装置の173となり
、その分のコスト低減を図れる。
、その分のコスト低減を図れる。
さらに軽負荷運転時には電源トランスに流れる電流も小
さくなり、その分損失も小さくなって効率の良い運転が
可能となる。
さくなり、その分損失も小さくなって効率の良い運転が
可能となる。
第1図は本発明のサイクロコンバータ装置の実施例を示
す構成図、第2図は第1図の装置の制御回路の実施例を
示す構成図、第3図は第1図の装置の動作を説明するた
めの波形図、第4図は従来のサイクロコンバータ装置の
構成図、第5図は第4図の装置の動作を説明するための
波形図である。 5U11・・3相交流電源 MTR・・・電源1−ランス CAP、 1.CAI)、 2・・第1の進相コンデン
サCAP2□、CAP、2・・・第2の進相コンデンサ
CC−U、CC−V、CC−W・・・循環電流式サイク
ロコンバータU、V、υ・・・交流負荷 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 第2図 Ipu Ipv I−pw第3図 Lsspty = A:・Ipu 第5図 tAPwJ由由CAPw4 第4図
す構成図、第2図は第1図の装置の制御回路の実施例を
示す構成図、第3図は第1図の装置の動作を説明するた
めの波形図、第4図は従来のサイクロコンバータ装置の
構成図、第5図は第4図の装置の動作を説明するための
波形図である。 5U11・・3相交流電源 MTR・・・電源1−ランス CAP、 1.CAI)、 2・・第1の進相コンデン
サCAP2□、CAP、2・・・第2の進相コンデンサ
CC−U、CC−V、CC−W・・・循環電流式サイク
ロコンバータU、V、υ・・・交流負荷 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 第2図 Ipu Ipv I−pw第3図 Lsspty = A:・Ipu 第5図 tAPwJ由由CAPw4 第4図
Claims (2)
- (1)交流電源と、各相毎に絶縁された負荷装置と、当
該負荷の各相毎に電流を供給するめ正群及び負群コンバ
ータを有するサイクロコンバータと、当該サイクロコン
バータの各相正群コンバータの入力側共通端子に接続さ
れた第1の進相コンデンサと、前記サイクロコンバータ
の各相負群コンバータの入力側共通端子に接続された第
2の進相コンデンサと、前記交流電流と前記サイクロコ
ンバータとの間に介在する電源トランスと、から構成さ
れるサイクロコンバータ装置。 - (2)前記第1及び第2の進相コンデンサを前記サイク
ロコンバータの制御パルス数に応じて分割したことを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載のサイクロコンバー
タ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18774186A JPH0683575B2 (ja) | 1986-08-12 | 1986-08-12 | サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18774186A JPH0683575B2 (ja) | 1986-08-12 | 1986-08-12 | サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6348159A true JPS6348159A (ja) | 1988-02-29 |
JPH0683575B2 JPH0683575B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=16211382
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18774186A Expired - Lifetime JPH0683575B2 (ja) | 1986-08-12 | 1986-08-12 | サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0683575B2 (ja) |
-
1986
- 1986-08-12 JP JP18774186A patent/JPH0683575B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0683575B2 (ja) | 1994-10-19 |
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