JPS63233602A - 超短波ミキサー - Google Patents

超短波ミキサー

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JPS63233602A
JPS63233602A JP63051411A JP5141188A JPS63233602A JP S63233602 A JPS63233602 A JP S63233602A JP 63051411 A JP63051411 A JP 63051411A JP 5141188 A JP5141188 A JP 5141188A JP S63233602 A JPS63233602 A JP S63233602A
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gate electrode
inductor element
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は第１および第２電界効果トランジスタを具え、
一方の電界効果トランジスタはそのゲート電極に局部発
振器の信号を供給し、他方の電界効果トランジスタのゲ
ート電極に無線周波入力信号を供給し、第１電界効果ト
ランジスタはそのソース電極を第１１ｉ源端子に接続し
、ドイレン電極を第２電界効果トランジスタのソース電
極にその相互接続点で接続し、第２１ｉ界効果トランジ
スタのドイレン電極を抵抗を経て第２電源端子に接続す
るようにした超短波ミキサーに関するものである。
この種ミキサーは“ブロシーデインダス　オブザ　シッ
クス　ヨーロピアン　マイクロウェーブ　コンファレン
ス″ローマ　１９７６年９月１４−１７日第８−１３頁
にピーク・ハロツブ等による論文に記載されている。こ
のミキサーはほぼ？−９ＧＨｚの範囲内で作動するよう
設計されている。
電界トランジスタのカット−オフ周波数ｆ、が高くなれ
ばなる程第２電界効果トランジスタのゲート電極の入力
が不安定となることを確かめた。
この不安定性は両電界効果トランジスタのドレイン−ソ
ース容量に依存すると共にこれら電界効果トランジスタ
のカット−オフ周波数ｆ、の影響を受け、そのゲート−
ドレイン容量がこの不安定性に影響を与えなくなる。
本発明の目的はこの不安定性を制御し得るように補償を
行うようにした上述した超短波ミキサーを提供せんとす
るにある。
本発明は第１および第２電界効果トランジスタを具え、
一方の電界効果トランジスタはそのゲート電極に局部発
振器の信号を供給し、他方の電界効果トランジスタのゲ
ート電極に無線周波入力信号を供給し、第１電界効果ト
ランジスタはそのソース電極を第１電源端子に接続し、
ドイレン電極を第２電界効果トランジスタのソース電極
にその相互接続点で接続し、第２電界効果トランジスタ
のドイレン電極を抵抗を経て第２電源端子に接続するよ
うにした超短波ミキサーにおいて、前記第２電界効果ト
ランジスタ（Ｔ２）のドレイン電極を前記局部発振器の
信号の周波数で短絡回路を構成する回路素子（Ｒ３）に
より荷電し、前記相互接続点および接地点間にインダク
タ素子（Ｌ）を設け、該インダクタ素子は両電界効果ト
ランジスタのドレイン−ソース容量を補償すると共に第
２電界効果トランジスタ（Ｔ２）のゲート電極への入力
を安定化するように選定することを特徴とする。
本発明の好適な例では前記第１電界効果トランジスタは
そのゲート電極に無線周波信号を受け、第２電界効果ト
ランジスタはそのゲート電極に局部発振器の信号を受け
るようにする。
第１および／また第２電界効果トランジスタのゲート電
極にはその入力側に無線周波信号および／または局部発
信信号の整合回路を設は得るようにする。
図面につき本発明を説明する。
第１図に示す従来の超短波ミキサーはＡｓＧａ基板に設
けられた電界効果トランジスタＴいこの場合ＭＥＳＦＥ
Ｔ型のトランジスタを具え、そのソース電極Ｓ１を接地
点に接続し、ゲート電極Ｇｌ′に局部発信信号ＬＯを受
け、ドレイン電極Ｄ１をＡｓＧａ基板に設けられた電界
効果トランジスタＴ２、この場合Ｍ８ＳＦＩＩｉＴ型の
トランジスタのソース電極Ｓ２に接続する。電界効果ト
ランジスタＴ２はそのゲート電極Ｇ２に無線周波信号Ｒ
Ｆを受けると共にそのドレイン電極Ｄ２により構成され
る出力端子に中間周波信号ＩＦを発生する。
これらゲート電極Ｇ１およびＧ２と接地点との間には夫
々直列接続されたインダクタおよびコンデンサ、即ち電
界効果トランジスタＴ、に対しては（Ｌｌ。
Ｃ１）、電界効果トランジスタＴ２に対してはくシ２゜
Ｃ２）を具える２つの給電回路網を配列し、各回路網の
画素子の接地点にゲートバイアス電圧Ｖ、を供給する。
最後に、電界効果トランジスタＴ２のドレイン電極Ｄ２
および接地点間に直列接続のインダクタし３およびコン
デンサＣ３を具える給電回路網を配列する。
インダ・フタＬ３およびコンデンサＣ３間の接続点をド
レインバアイス電圧Ｖｄによりバイアスする。
かように構成したかかる回路のトランジスタのゲート電
極の長さはほぼ０．８μｍである。
高い周波数で作動するミキサーを形成する必要があり、
従って固有カット−オフ周波数が前述した場合よりも著
しく高いトランジスタを用いる必要がある場合には電界
効果トランジスタＴ２のゲート電極Ｇ２に不安定性が現
れるようになる。この不安定性はゲート電極Ｇ２の入力
を不整合にすることにより補償できるが、このゲート電
極に注入される信号の電力、即ちほぼ２０　ｍＶの電力
が、著しく増大することを犠牲にすれば、中間周波出力
信号Ｆ１および無線周波入力信号ＲＦ間の利得率を正し
く保持することを確かめた。
第２図に示す例では電界効果トランジスタＴ、は整合回
路網Ｒ０を経て無線周波入力信号ＲＦを受け、電界効果
トランジスタＴ２は整合回路網Ｒ２を経て局部発信信号
ＬＯを受け、これら回路網に電源を設ける。ＩＥＥＥ　
　）ランザクションズ　オン　マイクロウェーブ　セオ
リー　アンド　テクニックス　竿３２ＭＴＴ巻、第３号
、１９８４年３月、第２４８−２５５頁に発表されたク
リストスチイロニス等による論文に示されているように
、この駆動モードは特に有利である。その理由は電界効
果トランジスタＴ２に本質的に非直線性が生じる（相互
コンダクタンスｇｍ２およびチャネル抵抗ＲＤ２）と共
に電界効果トランジスタＴ１によってのみ無線周波信号
を増幅するからである。
高周波信号（ＬＤ、　ＲＦ）は単位回路網Ｒ３を用いて
短絡することができ、この単位回路網はλ／４開放マイ
クロストリップライン（λは局部発信周波数に相当する
波長）又は局部発信周波数で直列共振する集積化型の低
容量値（はぼ１　ｐＦ）のコンデンサとすることができ
る（前記クリストスチイロニス等による論文第２４９頁
■参照）。
本発明によれば、電界効果トランジスタＴ２のゲート電
極Ｇ２の入力は電界効果トランジスタＴ、のドレイン電
極貼および電界効果トランジスタＴ２のソース電極Ｓ２
の接続点と接地点との間に好適に選定された値のインフ
タ素子し、を配列することにより安定化することができ
る。
第２図に示す回路は第３図に示す回路によって先ず最初
構成することができる。本例ではトランジスタＴ、（Ｔ
２）は容量Ｃｇｓ＋（Ｃｇｓｚ、）　、電圧制御電流源
ＩＩ（Ｉ２）、および出力インピーダンスｙ＋　（ｙｚ
）を有する。第２電界効果トランジスタＴ２のドレイン
電極は局部発信周波数ＬＯで短絡回路を再現する開放回
路ラインＲ３および接地点に接続された抵抗Ｒを経て荷
電する。容量Ｃｇｓ　、に注入された無線周波信号ＲＦ
は第１電界効果トランジスタＴ１により増幅されて第２
電界効果トランジスタＴ２のソース電極に注入し、この
第２電界効果トランジスタＴ２ではその容量Ｃｇｓ２に
注入された局部発信器からの強い局部発信信号ＬＯのた
め非直線性が発生しこれにより中間周波信号ＦＩを発生
しこれを第２電界効果トランジスタＴ２のドレイン電極
に取出す。
上記出力インピーダンスｙｌおよびｙ２は次式で表すこ
とができる。
ｙ＋　＝　ｇｄ＋　＋　ｊωＣｄｓ。
Ｖ２　＝　ｇｄ２＋　ｊωＣｄｓ２ ここに、ｇｄ＋、　ｇｄ２＝各電界効果トランジスタＴ
１およびＴ２のドレイン−ソースコンダクタンス、（：
ｄｓ、、　Ｃｄ５２　：各電界効果トランジスタＴ１お
よびＴ２のドレイン−ソースのキャパシタンスとする。
局部発信周波数ＬＯでは、電界効果トランジスタＴ２の
ゲート電極Ｇ２の入力インピーダンスは次式で表すこと
ができる（インダクタ素子りには無関係）。
ここに、ｇｍ２＝電界効果トランジスタＴ２の相互コン
ダクタンス、ＣｇＳ２＝電界効果電界効果トランジスタ
ー２−ソースキャパシタンスする。
不安定性は、高いカット−オフ周波数ｋを存するトラン
ジスタを用いる際に再び実数項が負となることに起因す
る。
実際上、利得がＯｄＢとなる周波数として規定される電
界効果トランジスタＴ２のカット−オフ周不安定性は下
記の場合に発生する。
Ａ＝ｇｄ、＋ｇｄ２−ｇｍ２（Ｃｄｓ、＋Ｃｄｓ、）−
Ｃｇｓｚ＜０又は ＾＝ｇｄｒ”ｇｄ２−２πｆＴ２（Ｃｄｓｌ＋Ｃｄ５２
）＜Ｑ電界効果トランジスタＴ２のカット−オフ周波数
ｆＴ２が高くなればなる程不安定性が一層重要となる。
この不安定性を除去する解決策は電界効果トランジスタ
Ｔ２の入力電極Ｇ２を不整合にし、入力インピーダンス
Ｚｉの抵抗項を正とする抵抗を導入することである。こ
の解決策は局部発信信号ＬＤの所要の電力を著しく増大
する欠点がある。
本発明によれば、インダクタ素子りを、電界効果トラン
ジスタＴ２のソース電極Ｓ２に相互接続された電界効果
トランジスタＴ１のドレイン電極り、と接地点との間に
配列する。
従って、入力インピーダンスＺｉは次式で表わすことが
できる（常時局部発信周波数Ｌ［ｌにおいて）。
ｊｔＩＪＣｇｓ。
ここに　ωＴ＝　　２πｆＴ 不安定性は次式の場合に補償される。
即ち、 ここに Ｃｄｓ　＝　Ｃｄｓ＋　＋　Ｃｄｓ２ ｇｄ　　：ｇｄ、　＋　ｇｄ。
ω、　　＝２πＦ０ Ｐａ　　”最高局部発振周波数ＬＤ かようにして、不安定性を補償する場合には入力を電界
効果トランジスタＴ２のゲート電極Ｇ２に整合し、従っ
て超短波ミキサーを最小電力で制御することができる。
インダクタ素子りを用いることにより他の利点を得るこ
とができる。
先ず最初、このインダクタ素子りを設けることによって
配列の中心点（Ｄｌ、　Ｓ２）を直流接地点に接続し、
これにより電界効果トランジスタＴ、およびＴ２を個別
にバイアスする。
次いで、超短波ミキサーの第１電界効果トランジスタＴ
１により発生した中間周波数ＩＰの雑音をインダクタ素
子りによって短絡する。これは例えばＭＢＳＦＢＴ型の
極めて高い周波数のトランジスタの場合に特に興味ある
ものである。
電界効果トランジスタＴ、により発生した低周波数の雑
音を電界効果トランジスタＴ２によって増幅する。
第１電界効果トランジスタＴ、のドレイン電極り。
（第２電界効果トランジスタＴ２のソース電極Ｓ２）の
電圧Ｖの値は次式で表すことができる。
ω ここに Ｒｄ＝　　− ｇｄ ωｌ＝ バＣｄ。
ここに１゜＝■１＝第１＝界効果トランジスタＴ１によ
り発生した雑音電流 換言すれば、インダクタ素子りによって、中心周波数が
有効受信帯域内にあるバンドパスフィルタを形成し、中
間周波帯域内にあり第１電界効果トランジスタＴ、によ
り発生した雑音を濾波して除去し得るようにする。
最後にインデノ゛り素子りは電界効果トランジスタＴ１
のドレイン電極Ｄ１の出力を電界効果トランジスタＴ２
のソース電極Ｓ２の入力に整合させるように選定するこ
とができる。この場合の整合条件は次式で表わすことが
できる。
ω８．＝　２πＦｍＦｒＦＩＰは受信周波数を示し、か
つ、Ｆ　ＩＩＦ　　＃　ＦＬＯ この場合、Ａ’　＝　ｇｄ＞Ｑ 第４図に示すように、超短波ミキサーは２段、即ち実際
の混合機能を有する第１段と、バッファを形成する第２
段とを具える。
電界効果トランジスタＴ１のソース電極ＳＩをバイパス
コンデンサＣＮＩを経て接地し、このソース電極Ｓｌは
負電源ＶＳＩにより給電し、電界効果トランジスタＴ２
のドレイン電極Ｄ２を直列接続の２素子、即ち抵抗Ｒ＋
　’　およびバイパスコンデンサＣ３を経て接地し、こ
れら画素子の接続点はドレインバイアス電源ＶＤ２によ
り給電する。
無線周波信号ＲＦおよび局部発信信号ＬＯは極めて高い
周波数の結合コンデンサＣ＋　’　およびＣ２’を経て
夫々供給する。電界効果トランジスタＴ、のゲート電極
Ｇ１の入力整合回路網Ｒ，は前記コンデンサＣ＋　’　
に直列に配列され、ゲート電極Ｇ１に接続されたインダ
クタ素子ＬＩ′　を具え、かつコンデンサＣ＋　’　お
よびインダクタ素子Ｌ＋　’　の接続点と、接地点との
間にインダクタ素子Ｌ＋および極めて高い周波数のバイ
パスコンデンサＣＩを具える。
インダクタ素子し、およびコンデンサＣ１の接続点には
ゲートバイアス電圧ｖ９１を供給する。電界効果トラン
ジスタＴ２のゲート電極Ｇ２の人力整合回路網Ｒ２は前
記コンデンサ０２′　に直列に配列され、ゲート電極Ｇ
２に接続されたインダクタ素子Ｌ２　’　を具え、かつ
コンデンサＣ２’　およびインダクタ素子し２′の接続
点と、接地点との間にインダクタ素子し２および極めて
高い周波数のバイパスコンデンサＣ２を具える。インダ
クタ素子し２およびコンデンサＣ２の接続点にはゲート
バイアス電圧Ｖ、２を供給する。
この回路網は長さがλＬＯ／４の伝送線路ＳＣ（λＬＯ
は基板における局部発信周波信号の波長を示す）によっ
て示す。
中間周波（Ｆｌ）結合コンデンサＣ２を電界効果トラン
ジスタＴ２のドレイン電極Ｄ２および電界効果トランジ
スタＴ、のゲート電極６３間に挿入する。このゲート電
極Ｇ、は中間周波数バイパスコンデンサＣ５および抵抗
Ｒ，／の共通端子に供給される電圧ＶＤ＋によりバイア
スする。コンデンサＣ６の他方の端子を接地点に接続し
、抵抗Ｒ２′　の他方の端子をゲート電極Ｇ３に接続す
る。電界効果トランジスタＴ３のドレイン電極り、はド
レインバイアス電圧ＶＤ３を受けると共に中間周波バイ
パスコンデンサＣ６を経て接地点に接続する。電界効果
トランジスタＴ３のソース電極Ｓ、をトランジスタＴ、
のトレイン電極り、に接続し、このトランジスタＴ４は
そのソース電極Ｓ、を接地点に接続し、ゲート電極Ｇ、
をも接地点に接続する。
中間周波信号ＳＩＦは中間周波結合コンデンサＣ１を通
過した後電界効果トランジスタＴ３のソース電極Ｓ３お
よび電界効果トランジスタＴ４のドレイン電極り、の接
続点で得られる。
第５および６図はインダクタ素子Ｌｉを具えない回路配
置と比較して得た第４図に示すミキサーの特性を示し、
この場合、インダクタ素子Ｌ　２／を除去し、インダク
タ素子Ｌ２の代わりに抵抗を設けて電界効果トランジス
タＴ２のゲート電極Ｇ２において入力を不整合とする。
第５図は２００　Ｍｔｌｚの中間周波数値ｒ１．および
１５ＧＨｚの局部発信周波数値ｆＬｏに対する、局部発
信信号の電力Ｐの関数としてｄＢで表す利得を示す。
図中曲線■は従来技術に示す回路のものに相当し、曲線
■は第４図に示す回路のものに相当する。電界効果トラ
ンジスタＴ２のゲート電極Ｇ２の入力が所望のように不
整合となると、発振器の信号電力を従来の回路の場合よ
りも著しく高くする必要がある。
第６図は同様に周波数の関数としてｄＢで表す利得を示
し、曲線■は従来の回路に対する５、　５ｍＷ（７，５
ｄＢｍ）の局部発信信号の電力　Ｐ　ＬＯに相当し、曲
線■は第４図の回路に対する１、６ｍｋｌ　（２ｄＢｍ
＞の局部発信信号の電力Ｉ’ｔ、ｏに相当し、いずれの
場合にも、中間周波数は２００　ＭＨｚとする。曲線■
はこれが１／２以下の局部発信器により供給された電力
に相当するものの曲線■の利得以上の利得を得ることが
できる。
本発明は上述した例に限定されるものではない。
例えば、インダクタ素子は他の手段、即ちマイクロスト
リップライン又は共平面ラインとして既知のインダクタ
又は伝送線路により構成することができる。
又、本発明によるミキサーはＡｌ２Ｏ３基板に集積化し
得、かつ、ＧａＡｓ基板にモノリシックに集積化するこ
とができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来のミキサーの構成を示す回路図、第２図は
本発明ミキサーの構成を示す回路図、第３図は本発明に
よるインダクタ（点線）を設けた第１図の回路の作動を
説明する等価回路図、第４図は第２図に示されるミキサ
ーの一例を示す回路図、 第５および６図は従来の回路および本発明の回路により
得られた利得を２００　ＭＨｚの中間周波数および１５
　ＧＨｚの局部発信周波数に対して示す特性図である。 Ｔ１〜Ｔ４・・・電界効果トランジスタし、　　Ｌｌ　
〜し３・・・インダクタＣ８〜Ｃ７・・・コンデンサ Ｒ１−Ｒ３・・・整合回路網 Ｒ，Ｒ１’　〜Ｒ２’　・・・抵抗 特許出願人　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラ
ンペンファブリケン

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、第１および第２電界効果トランジスタを具え、一方
    の電界効果トランジスタはそのゲート電極に局部発振器
    の信号を供給し、他方の電界効果トランジスタのゲート
    電極に無線周波入力信号を供給し、第１電界効果トラン
    ジスタはそのソース電極を第１電源端子に接続し、ドイ
    レン電極を第２電界効果トランジスタのソース電極にそ
    の相互接続点で接続し、第２電界効果トランジスタのド
    イレン電極を抵抗を経て第２電源端子に接続するように
    した超短波ミキサーにおいて、前記第２電界効果トラン
    ジスタ（Ｔ２）のドレイン電極を前記局部発振器の信号
    の周波数で短絡回路を構成する回路素子（Ｒ３）により
    荷電し、前記相互接続点および接地点間にインダクタ素
    子（Ｌ）を設け、該インダクタ素子は両電界効果トラン
    ジスタのドレイン−ソース容量を補償すると共に第２電
    界効果トランジスタ（Ｔ２）のゲート電極への入力を安
    定化するように選定することを特徴とする超短波ミキサ
    ー。 ２、前記第１電界効果トランジスタ（Ｔ１）はそのゲー
    ト電極に無線周波信号（ＲＦ）を受け、第２電界効果ト
    ランジスタはそのゲート電極に局部発振器の信号を受け
    るようにしたことを特徴とする請求項１に記載の超短波
    ミキサー。 ３、前記第１電界効果トランジスタ（Ｔ１）のゲート電
    極には受信信号を整合する回路（Ｒ１）を設けるように
    したことを特徴とする請求項１又は２に記載の超短波ミ
    キサー。 ４、前記第２電界効果トランジスタ（Ｔ２）のゲート電
    極には受信信号を整合する回路（Ｒ２）を設けるように
    したことを特徴とする請求項１〜３の何れかの項に記載
    の超短波ミキサー。 ５、前記インダクタ素子はその値Ｌを Ｌ≦２πｆＴ＿２／｛２πｆＴ＿２Ｃｄｓ−ｇｄ｝　１
    ／ω＿０＾２とし、ここに、Ｆ＿Ｔ＿２は第２電界効果
    トランジスタの０ｄＢにおけるカット−オフ周波数、Ｃ
    ｇＳ＿２は第２電界効果トランジスタのゲート−ソース
    容量、Ｃｄｓ＿１およびＣｄｓ＿２は夫々第１および第
    ２電界効果トランジスタのドレイン−ソース容量、ｇｄ
    ＿１およびｇｄ３は夫々第１および第２電界効果トラン
    ジスタのコンダクタンスを夫々示し、Ｃｄｓ＝Ｃｄｓ＿
    １＋Ｃｄｓ＿２、ｇｄ＝ｇｄ＿１＋ｇｄ＿２、ω＿０＝
    ２πＦ＿０、Ｆ＿０＝最高局部発信周波数としたことを
    特徴とする超短波ミキサー。 ６、前記インダクタ素子Ｌはこれを適宜選定して中心周
    波数がほぼ有効受信帯域内にあるバンドパスフィルタを
    形成して中間周波帯域 にあり前記第１電界効果トランジスタＴ＿１により発生
    した雑音を濾波して除去し得るようにしたことを特徴と
    する請求項１に記載の超短波ミキサー。 ７、インダクタ素子はその値ＬをＬ＿０に関連させて Ｌ＿０＝１／Ｃｄｓω＾２＿Ｌ＿０ とし、ここにω＿Ｌ＿０＝２πＦ＿Ｌ＿０、Ｆ＿Ｌ＿０
    は局部発信周波数としたことを特徴とする請求項５又は
    ６に記載の超短波ミキサー。
JP63051411A 1987-03-06 1988-03-04 超短波ミキサー Expired - Lifetime JP2765702B2 (ja)

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JPS63233602A true JPS63233602A (ja) 1988-09-29
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EP (1) EP0283074B1 (ja)
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