JPS63209496A - Ｐｗｍインバータによる誘導電動機の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高速デジタル制御される可変電圧可変周波数（
ＶＶＶＦ）インバータによる、誘導電動機のトルク、磁
束制御方式に関するもので、誘導電動機の磁束およびト
ルクの瞬時制御において、トルクの比較手段として３値
ヒステリシスコンパレータを用い、負荷の条件や運転状
態に応じてヒステリシスコンパレータの動作点を可変制
御して誘導電動機を最適運転しようとするもので、従来
方式の欠点となっていた低速１重負荷運転時の改善が可
能な、インバータの出力電圧決定方式に関するものであ
る。

〔従来の技術〕

本発明にかかる誘導電動機のトルク、磁束制御方式の基
本動作は、電気学会論文誌Ｂの１０６巻１号第９ページ
の「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高速
トルク制御法」なる論文に記載されている。

この論文は、電動機入力電圧を検出し、これを制御回路
内で積分したものを電動機磁束としている。この磁束の
ベクトルの長さが与えられた磁束指令に追従し、且つそ
の先端が円軌跡を画くようなインバータ出力電圧を決定
する◎また、電動機の発生トルクを前記磁束と電動機１
次電流のベクトル積として演算し、その大きさが与えら
れたトルク指令に追従するようなインバータ出力電圧を
決定する＠ 以上のようにして、磁束およびトルクの瞬時値が所定の
誤差範囲内に保持されるように制御され、インバータの
出力電圧は高速度で時々刻々更新され、磁束およびトル
クの瞬時制御が行われる。

第１図は、上記論文に記載された制御方式に、本出願人
が先に特願昭６１−９９２２８号により提案したＰＷＭ
インバータの出力電圧検出方式を採用したトルク制御系
のブロック図であり、直流電圧源１より正母線１ａおよ
び負母線１ｂを経て、３相ＰＷＭインバータ３を介して
３相誘導電動機６に給電する。制御回路７は指令および
検出された電流。

電圧信号を処理し、ＰＷＭインバータ３のスイッチング
素子の通電信号を発生する。

ＰＷＭインバータ３はトランジスタとダイオードをそれ
ぞれ逆並列接続してなる６個のアームから構成されてい
るが、図のように３個の切換スイッチｓｕｌ　ｓｖｌ　
ＳＷとして表すことができる。

ＰＷＭインバータ３の各出力端子から電流検出器５１　
＊　５ｙ　＋　ｓｗを経て３相誘導電動機６に給電する
と共に、直流側正負母線間に電圧検出器２が接続され、
これら検出器と後述するスイッチ状態変数から各相電流
および各相電圧が検出できるようになっている。

３相かご形誘導電動機の１次端子イ圧および電流をそれ
ぞれＶｌ　＋　１１とし、２次電流を１２とすると、ｃ
ｔ、ｑ２軸変換された量のベクトル表示であり、例えば
ｖｌはｄ軸成分をＶｔｄ＋ｑ軸成分をＶｔｑとするＶｌ
　＝Ｖ１ｄ　＋　ｊｖｌｑ　　　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・■で示され、ｔｌ
　Ｔ　ｔｌも同様に定義される。なお、式■左辺の０は
ｃｔ、ｑ両軸成分とも０の場合を表し。

かご形回転子の場合２次電圧はこのようにＯとなる。

式■における定数は Ｒ１：　１次巻線抵抗 Ｌｌｌ　：　１次インダクタンス Ｒ２：２次巻線抵抗 Ｒ２２：　２次インダクタンス Ｍ　；相互インダクタンス ｉｍは回転角速度、ｐは微分演算子、ｊはベクトル積を
表す。

一方、磁束の定義として、１次磁束φｌはφ１＝　Ｌｌ
ｌ　ｉｘ＋Ｍ　ｉ２　　　　　・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・■式■の第１行を展開して Ｖｌ　＝　　（Ｒ１＋ｐＬ１１）　ｉｘ＋ｐＭｉ２式■
を代入し、整理すると ｖｌ−Ｒ１１ｓ＝　１）φｌ　　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・−・曖・・■両辺を積分する
と により求められる。

各切換スイッチｓｕ、　ｓｖ、　ｓｗは、正母線ｌａ側
に倒れる場合と負母線ｌｂ側に倒れる場合とがあり、中
間位置をとることはない。前者を状態１．後者を状態０
とするとインバータの出力状態は次に示すスイッチ状態
変数表ですべてを表すことができる。

スイッチ状態変数表 ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で、この８通
りしか存在しない。また、Ｖｄ　＋　Ｖｑはｄ。

ｑ２２成分で表したスイッチ状態変数で、実際のｃｔ、
ｑ軸成分ｖｌｄ　ｌ　Ｙｌｑは、これに直流電圧源１の
と表せる。

先のスイッチ状態変数表を図示したのが第２図であり、
ｖｌの横の括弧内は切換スイッチＳｕ、　Ｓｖ。

Ｓｗの状態を示しており、ｋが増加するに従って時計方
向に６０°ずつステップする電圧ベクトルを表している
。

なお、ｋ＝０およびに＝７は零ベクトルと呼ばれるもの
で、図では原点と一致する。ｋ＝０およびに＝７はそれ
ぞれインバータの出力を決定する第１図の切換スイッチ
Ｓｕ　、Ｓｖ　−８ｗがすべて正母線ｌａ側に倒れるか
、または負母線ｌｂ側に倒れるかの違いはあるが、誘導
電動機６の線間電圧はいずれもＯとなり、３相短絡モー
ドである。才た、Ｕ。

ｖ、ｗ相の基準軸は後述する式■により、それぞれに＝
１　、に＝３　、に＝５の方向に対応する。

のベクトル積として式■により求められる。

Ｔ＝φ１ｘｉｌ＝φ１ｄ　Ｘ　１ｔｑ−φＩｑ　Ｘ　ｌ
ｌｄ　　・・・・・・・・・・・・■ここで、φｔｄ　
ｌφ１ｑおよびｉｔｄ　＋　ｌｌｑはそれぞれ１次磁束
φ１および１次電流ｉ１をｄ、ｑ２軸に分解したときの
各成分である。

制御回路７内のブロック７０１および７０３ｂは切換ス
イッチｓｕ、　ｓｖ、　Ｓｗの状態と電圧検出器２で検
出した直流電圧源１の電圧Ｖとから１次端子電圧Ｙｌを
算出するプロ、りであり、スイッチ状態変数表と式■と
から算出される。

プロ、り７０２は電流検出器５ｕ＋　５７　＋　５ｗに
より検出された３相電流’ｕ　＋　ｉｖ　ｔ　’ｗを、
次式によりｄ。

ｑ２２成分に変換するブロックである。

巻線抵抗亀を乗じ、ブロック７０４において１次端子電
圧ｖ１から１次巻線抵抗Ｒ１と１次電流１１の積を減算
する。

ブロック７０５は式■に従って磁束を積分演算するプロ
、りであり、１次磁束φ１のｄ、ｑ両軸成分φｘｄ　ｔ
φｌｑが求められる。

プロ、り７１０では、第３図の磁束状態図に示すようｌ
こ、１次磁束φｌベクトルのｄ軸を基準とする時計方向
の１回転角θが、境界線として３０°、９０°。

１５００、２１０’　、　２７０’　、　３３０°の６
０°毎に仕切られるどの領域に属しているかによりて、
制御フラグｆθを次のように発生する。

一３０°≦０〈３０°；ｆθ＝■ ３０°≦θ＜９０°；（ｅ＝Ｂ ９０６≦θ〈１５０°；ｆθ＝■ １５０６≦θ〈２１０°；ｆθ＝■ ２１０°≦θ〈２７０°；ｆθ＝■ ２７００≦θ＜３３０’　：　ｆθ＝■プロ、り７０６
は磁束ベクトル長φ１を次式により算出するブロックで
ある。

φ１＝５丁；７　　・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・■第４図は第１比較手段である
ヒステリシスコンパレータの状態制御図で、磁束ベクト
ル長φ１が磁束指令値φ１に対し、誤差限界ｌφを用い
て＊　　Δφ φ１−一くφ１〈φ１＋７ となるように制御するための制御フラグｆφを発生する
。すなわち、磁束ベクトル長φ１が増加して上＊　ｌφ 限であるφ１＋２に達すると減磁を指令する制御フラグ
ｆφ＝−１を発生し、また磁束ベクトル長φｌが＊　Δ
φ 減少して下限であるφ１−■に達すると増磁を指令する
フラグｆφ＝１を発生する。

かくして、磁束ベクトル長φ１は第４図に示される矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック７０６で式■により
算出された磁束ベクトル長φｌがブロック７０８におい
て磁束指令値φ１かり減算され、ブロック７１１におい
て第４図の状態制御図に従い制御フラグｆφ＝１．−１
を発生する。

第４図に示した磁束のリミットサイクルは、第３図に関
していえば、１次磁束φ１のベクトルの先端が常に図示
された円環部分に存在するように制御されていることに
対応する。

第４図による制御フラグｆφと第３図で説明した制御フ
ラグｆ０とが組み合わされて、例えばｆφ＝１゜ｆθ＝
１の制御フラグが立っているとすると、領域が一３０’
≦θ〈３００における増磁モードを意味するから、１次
磁束φ１ベクトルに積分される、べき１次寛圧ｖ１ベク
トルは円の外向き成分を持ったものとなり、第２図およ
び第３図からに＝１．２．６のいずれかのみが選ばれる
可能性がある。

プロ、り７０７はブロック７０２　、７０５の両出力の
ベクトル積を式■により演算し、瞬時トルクＴを算出す
るブロックであり、ブロック７０９において＊ トルク指令Ｔから瞬時トルクＴを減算し、トルク＊ 指令Ｔと式■により求められた瞬時トルクＴとの差が所
定の誤差限界以内に押えられるように、ブロック７１２
において第５図の状態制御図に従って制御フラグｆｒを
発生する〇 第５図は第２比較手段である３値ヒステリシスコンパレ
ータの状態制御図で、電動機力行時はト＊ ルク偏差Ｔ−Ｔが上限値ΔＴｓ　（ｊＴｔ　＞０　）に
達すると、加速モードの制御フラグｆｔ＝１を発生する
。

電動機が加速されてトルク偏差が下限値−１Ｔ２（）Ｔ
ｚ＞０）に達すると、零ベクトルモードの制御フラグｆ
ｔ＝ｏを発生し、トルクが漸減して再びトルク偏差が増
加して上限値ｌＴ１に達すると加速モードに移り、第５
図の上半部のヒステリシスループを矢印方向に周回する
リミットサイクルを描く。

これを時間領域にて表すと第６図のトルク波形図に示す
ごとく瞬時トルクＴは変動し、トルク指＊ 令Ｔを挾んで上、下の偏差分ｌＴｌ＋ΔＴ２の帯域内を
往復する。

次に、電動機が回生制動を行っている時は第５図の下半
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値−’Ｔ！（ΔＴｌ＞０）に達すると減速モ
ードの制御フラグｆｆ＝−１を発生する。以下、カ行時
と同様に矢印方向のリミットサイクルを繰り返えす。か
くして、ブロック７１２ハ制御フラグｆｔ＝　１　、０
、−１のいずれかを出力する。

ブロック７１３はブロック７１０　、７１１　、７１２
から出力される３個の制御フラグｆ＃　、　ｆφ、　ｆ
ｔの各組み合わせに最も適したインバータ出力電圧を決
定するブロックであり、第３図で説明した１次磁束φＸ
のベクトル長と回転方向をこれら３個の制御フラグｆθ
、ｆφ、　ｆｖが制御する。

例えば薊述のごとく制御フラグｆφ＝１．ｆθ＝工の場
合には、電圧ベクトルをスイッチ状態変数表のに９こ従
ってｖｔ（ｋ）で表すとすると、電圧ベクトルとして選
ばれる可能性があるのはに＝ｘ、２＋６のいずれかであ
るが、このとき制御フラグｆｔ＝１ならば、時計方向に
回転する成分を持つベクトルに＝２すなわち出力電圧ベ
クトルｖｓ　（２）が選ばれる。

もしｆｒ＝−１のときはｖｌ（６）、ｆ「＝０のときは
ゼロベクトルで、ｖｌ（０）またはＶｔ（７）が選ばれ
る。

久；こ示すスイッチングテーブルは、３個の制御フラグ
ｆφ、ｆθ、　ｆｒのすべての組み合わせについて出力
電圧ベクトルの番号にの値を示したもので、値演算サイ
クル毎にブロック７１３においてこのスイッチングテー
ブルを参月することにより、インバータ３ヘスイ、チン
グ信号を送り、磁束およびトルクの瞬時制御が行われる
。

スイッチングテーブル 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかしながら、トルク瞬時値の比較手段に従来のような
ヒステリシスコンパレータを用いる方法を高速デジタル
制御に適用した場合、・ヒステリシスコンパレータの動
作量であるトルク瞬時値の偏差分ｊＴｔ＋ｊＴｚを一定
とすると、低速重負荷時あるいはインピーダンスの小さ
い電動機の運転時に、トルク瞬時値の変化が急峻となっ
て単位時間当りのスイッチング回数が増加し、ＰＷＭイ
ンバータの効率が低下する欠点が生じる。

以下、その原因を説明する。従来方式では３相誘導電動
機の状態とは全く無関係に、第２比較手段である瞬時ト
ルクＴの比較のための３値ヒステリシスコンパレータの
動作点を一定としていた〇しかるに、低速重負荷時や低
インピーダンス電動機駆動時には、デジタル制御系の演
算サイクルタイム内での電流変化が大きくなる。その結
果、０式による瞬時トルクＴの変動も大きくなり、力行
運転時の最大瞬時トルクＴとトルク指令Ｔ＊ａの＊ トルク偏差Ｔ−Ｔが一１Ｔ２を超えるのみならず、更に
一４Ｔ１を超えてしまうことがある。

すなわち、正常なカ行運転の場合には、第６図に示した
ごとく、瞬時トルクＴが増大してトルク＊ 偏差Ｔ−Ｔが一ノＴ２を超えると、零ベクトルモードと
なって誘導電動機の入力端子が短絡された状態となり、
トルクが漸減することになるが、前記のごと＜　　’Ｔ
Ｉをも超えてしまうと、第５図の回生制動領域となって
３値ヒステリシスコンパレータは減速モードの制御フラ
グｆｒ＝−１を発生し、第７図のトルク波形図に実線で
示したごとく、瞬時トルクＴは急速に減少する。

＊ 瞬時トルクが減少しトルク偏差Ｔ−Ｔが十ｌＴ２を超え
ると始めて零ベクトルモードとなり、磁束の自然減耗の
ためトルクが漸減する状態になるが、＊ やがてトルク偏差Ｔ　−Ｔが＋ΔＴ１を超えると加速モ
ードに移り、瞬時トルクＴは再び急激に増大し、前記の
経過をたどることζどなる。

減速モード時の瞬時トルクの減少が更に激しい場合には
、トルクの制御フラグｆｔは＋１と−１とを交互に繰り
返えすことになる。このため、３相誘導電動機の線間に
は正、負の電圧が交互に印加されることになり、線間電
圧が上昇するばかりでなく、１演算サイクル毎にスイッ
チングするのでインバータのスイッチング周波数も急上
昇してしまい、ＰＷＭインバータの効率が低下するとい
う欠点があったのである〇 〔問題点を解決するための手段〕 以上説明したごとく、このような問題を生じる原因は、
第２比較手段である瞬時トルクＴの比較のための３値ヒ
ステリシスコンパレータが、誘導電動機のすべての運転
状態において、その動作量を固定値とされていることに
ある。

そこで、本発明にかかるＰＷＭインバータによる誘導電
動機の制御方式においては、トルク増減信号発生手段で
ある第２比較手段の許容誤差を可変制御するようにした
ものでありて、誘導電動機の運転状態に応じて、第２比
較手段としての３値ヒステリシスコンパレータの動作点
を変更するようにしたものである。

〔作　用〕

本発明にかかるＰＷＭインバータによる誘導電動機の制
御方式においては、前記のようにトルク増減信号を発生
する３値ヒステリシスコンパレータの動作点を可変制御
できるようにしておき、低速重負荷時にはその動作点を
拡げることにより、３値ヒステリシスコンパレータの応
答をゆるやかなものとし、カ行運転中は不必要に減速モ
ードとならないものとなる。

第８図は本発明にがかるＰＷＭインバータによる誘導電
動機の制御方式に使用する３値ヒステリシスコンパレー
クの状態制御図である。定常運転時には第５図に示した
従来の３値ヒステリシスコンパレータと同様に、瞬時ト
ルクＴのトルク指令Ｔ＊に対するトルク偏差Ｔ＊−Ｔが
士ノＴ１を超えた場合それぞれ制御フラグ±１をｖＬ線
で示したように発生するが、低速重負荷時にはその動作
点を変更するように構成されている。

すなわち、カ行運転中における低速重負荷時には下半部
のヒステリシスループ、すなわち回生制動側の負の下限
値−ΔＴｌ　（ΔＴｔ＞ｏ）の絶対値を大きくして、実
線で示すごとく−ΔＴｓ（ｊＴｓ＞　Ｏ）で動作するよ
うに変更する。

逆に、回生運転中における低速重負荷時には上部のヒス
テリシスループ、すなわちカ行運転側の上限値”ｔ　（
’Ｔｓ　＞　ｏ　）の絶対値を大きくして、実線で示す
ごと（ＡＴｓ（ｊＴｓ＞　Ｏ）で動作するように変更す
る。

このような３値ヒステリシスコンパレータを使用するこ
とにより、カ行運転中に回生側のヒステリシスルーズに
飛び込む頻度をきわめて小さくし、同様に回生運転中に
カ行側のヒステリシスループに飛び込む頻度をきわめて
小さくすることができるので、スイッチング周波数の激
増を避け、ＰＷＭインバータの極端な効率低下を防止す
ることができる。

第７図に、カ行運転中で低速重負荷時に、３値ヒステリ
シスコンパレータの動作点が変更された場合の、瞬時ト
ルクＴの減少状態を破線で示す。

カ行運転中に加速モードの制御フラグｆｔ＝＋１に＊ より瞬時トルクＴが増加し、トルク偏差Ｔ　−Ｔが＋Δ
Ｔ１を超えても＋ｌＴｓを超えない場合には、零ベクト
ルモードの制御フラグｆｔ＝ｏを出力するため、瞬時ト
ルクＴは破線に示すごとく自然減耗して漸減する状態と
なる。　　　− 回生運転中はトルク指令値Ｔ＊が負の値となるので、第
７図に示したカ行運転中と原線を中心とした対称形で表
される図形となることは明らかである０ 低速重負荷時に３値ヒステリシスコンパレータの動作点
をあまり大きく変更し、例えばｊ’ｒｓ＃ψのごとくす
ると、トルク偏差Ｔ＊−Ｔがいくら大きくなっても零ベ
クトルモードの（ｔ＝ＯＬか出カシなくなるため、安定
に時間がかかり過ぎて好ましくない。

３値ヒステリシスコンパレータの拡大後の許容誤差ｊＴ
ｓの大きさは、１次磁束φｌベクトルの位相の変化率θ
とトルク指令Ｔの関数として与えてやれば、１次磁束φ
ｌベクトルの回転周波数、すなわちインバータの駆動周
波数とトルクの両者によって制御できる。

例えば、許容誤差ｊＴｓと１次磁束φ１ベクトルの位相
変化率θおよびトルク指令Ｔとの関係式をΔＴｓ＝　ｆ
　（θ、Ｔ　）　　　　・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・［相］で表すものとし、位相変化
率θが所定値を超えたらθに関する増分は０とし、所定
値を下才わる低速のときはノＴｓが大となるようにする
。また、トルク指令値Ｔ＊に対してはトルク指令Ｔ”（
７）絶対値が太き（なるに従って、ＡＴｓが大きくなる
ようにすればよい。

ここで、位相変化率θは誘導電動機の回転速度の推定値
であると考えてよく、従って位相変化率θを演算する代
りに誘導電動機の回転速度を検出して帰還信号とし、こ
の速度帰還信号を速度推定信号としての位相変花率θの
代りに用いてもよい。

一方、上記の関係式０式では、許容誤差ｊＴｓの絶対値
は第８図に示した正常力行運転時の上限値’Ｔｌ　＋正
常回生運転時の負の下限値−４１里が最小値となるよう
にする。

以上のように、３値ヒステリシスコンパレータのリミッ
トサイクルを可変とすることにより、瞬＊ 時トルクＴのトルク指令Ｔに対する偏差の許容値を可変
とすることが可能となり、低速重負荷時のように演算サ
イクル中の電流変動が大きく増大する運転条件では、ト
ルクの制御フラグｆｔを選択するための３値ヒステリシ
スコンパレータの応答ヲ緩やかにし、制御フラグｆｔが
＋１と−１を交互に繰り返えすことを防ぐことができる
。

〔実　施　例〕

トルクの制御フラグｆｔを選択するための３値ヒステリ
シスコンパレータの、瞬時トルクＴとトル＊ り指令Ｔとのトルク偏差Ｔ　−Ｔの制御可能な許容誤差
ｌＴｓと、１次磁束φ１ベクトルの位相変化率０＊ およびトルク指令Ｔとの関係式である［相］式會　　　
＊ ＪＴ、　＝　ｆ　（θ、Ｔ） は、種々のものが考えられるが、以下実施例について説
明する。なお、前記のとおり、位相変化率θの代りに速
度帰還信号を用いて同じであるが、以下、位相変化率；
を用いた場合の実施例について説明する。

・　　　＊ トルク偏差Ｔ−Ｔの可変の許容誤差ｌＴｓを、１次磁束
φｌベクトルの位相変化率θの函数であるに１＊ と、トルク指令Ｔの函数であるに２および通常連転時の
許容誤差ｌＴｌから、次式のように定義する。

ΔＴｓ”Ｔｔ　（１＋ｋｌ　ｘｋ２　）　　　・・・・
・・・・・・・・・・・・・・■■式中のに、　Ｘ　ｋ
、の項が許容誤差ΔＴｓを可変制御するための信号とな
る。

第９図はθとに里との関係を示すグラフであり、１次磁
束φ１ベクトルの位札変化率θに従ってＯ≦ｋｌメｌ の範囲で函数に１は変化する。ここでθｌは定格速度と
する。すなわち函数に１は速度に対する関数であり、低
速ではに１の値が１に晰近してトルク偏差の許容誤差ｌ
Ｔｓは大きい値をとることになり、定格速度以上になる
とに１はＯとなって、許容誤差ＪＴ。

は最小、すなわちノＴｌとなる。

この函数に１を数値計算により得ようとすれば、定格速
度σ！以内の速度範囲では１から位相変化率速度範囲で
はＯとする。この値を第１の可変制御信号と称すること
にする。

０式のに、をこの第１の可変制御信号とし、ｋ２を常に
１として固定しておくことにより、定格速度以下の低速
運転時には許容誤差ｌＴ３を大きくすることができる。

また、この第１の可変制御信号の代りに、所定の一定値
を第１の可変制御信号に加えたものを第３の可変制御信
号とし、これをに１として用いてもよい。

＊ 第１０図はＴとに２との関係を示すグラフであり、＊ トルク指令Ｔに従って ０≦に２≦１ の範囲で函数に２は変化する。ここでＴｔは定格トルク
とする。すなわち函数に２はトルク指令Ｔに比例してト
ルク指令Ｔ＊が定格トルクＴ↑に達するまで大きくなり
、それ以上のトルク指令Ｔでは最大値１となる。

トルク指令ＴがＯのとき函数に２はＯであり、許容誤差
ノＴｓは最小、すなわちＪＴ、となり、定格トルク１１
以上では一定の最大値をとることになる。

この函数に２を数値計算により得ようとすれば、定格ト
ルク１１以内のトルク範囲ではトルク指令Ｔ＊の定格ト
ルク付による除算値で、他のトルク範囲では１とする。

この値を第２の可変制御信号と称することにする。

０式のに２をこの第２の可変制御信号とし、ｋｌを常に
１として固定しておくことにより、重負荷時には許容誤
差ＪＴ、を大きくすることができる。また、この第２の
可変制御信号の代りに、所定の一定値を第２の可変制御
信号に加えたものを第４の可変制御信号とし、これをに
２として用いてもよい。

更に、０式のに１として前記第１または第３の可変制御
信号を用い、ｋｌとして前記第２または第３の可変制御
信号を用いることにより、低速重負荷時に許容誤差ノＴ
３を大きくすることができる。

第１１図は本発明にかかるＰＷＭインバータによる誘導
電動機の制御方式における第２比較手段関連部分のブロ
ック図で、全体のブロック図としては第１図のブロック
図に示した制御回路７のうち、プロ、り７１２を本図の
ブロック８１２に代えると共に、本図の太線で示した部
分を追加すればよい。

ブロック８００はブロック７０５から出力される１次磁
束φｌのｄ、ｑ両軸成分φｌｄ　ｅφ１ｑを受けて、１
次磁束φ１ベクトルの位相変化率θを演算するブロック
であり、その出力を受けたプロ、り８０１は第９図に示
したグラフから函数に１を算出する。

ブロック７０９に送られるトルク指令Ｔは同時にブロッ
ク８０２にも送られ、ブロック８０２は第１０図に示し
たグラフから函数に２を算出する。

函数ｋｌ＋に！はブロック８０３に送られ、０式中の許
容誤差ΔＴ、を可変制御するための信号である、ｋｌｘ
ｋ２が演算されてブロック８０４に送られる。ブロック
８０４では０式により許容誤差ΔＴｓが演算されて、ブ
ロック８１２へ送られる。

ブロック８１２には第８図で説明した３値ヒステリシス
コンパレータが内蔵されており、トルク指＊ 令Ｔの符号により正の時は下半部の、負のときは上半部
の動作点ΔＴ１を、ブロック８０４から送られたΔＴｓ
に変更する。

ブロック８１２はこのようにして動作点が変更された後
、プロ、り７０２から送られるトルク偏差から判断して
、トルクの制御フラグｆｆ＝　１　、０、−１を送出す
る。

以上説明した実施例では、許容誤差ΔＴｓを可変制御す
るための信号としてｋｌ　Ｘ　ｋｌを用いたが、函数に
４　ｅ　ｋｌにそれぞれρ１．ρ２の重みを付け、それ
らの平均値を許容誤差ｌＴｓを可変制御するための信号
として用いると、更に誤差許容値可変制御方式の適用範
囲を拡大することが可能となる。

この場合の演算式は ｊ’ｐｓ＝ΔＴｔ　（１＋（ｋｕｌ＋ｋｕｚ）／（ρ１
＋ρｇ））　””＠となり、ブロック８０３が単にに、
　Ｘ　ｋ、の乗算を行うのに代えて（ｋ、ρ１十に２ρ
２）／（ρｌ＋ρ２）を演算するようにすると共に、プ
ロ、り８０４の演算式も上記０式にすればよい。

〔発明の効果〕

誘導電動機の電圧および電流信号から磁束およびトルク
の瞬時値を演算し、磁束およびトルクを所定の許容誤差
内で指令値に追従するように、増磁、減磁およびカ行、
惰用２回生の状況を生じる６ステツプの電圧ベクトルお
よび零ベクトルを選択する、インバータによる誘導電動
機の制御方式において、瞬時トルクＴのトルク指令Ｔに
対する＊ トルク偏差Ｔ−Ｔの許容誤差を、速度およびトルク指令
の状態によって可変制御することにより、従来生じてい
た電流脈動が大きくなる低速１重負荷時のインバータ効
率の低下や、スイッチング周波数の上昇などの問題点が
解決し、すべての運転条件のもとて安定な運転が可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図はトルク、磁束制御方式によるトルク制御系のブ
ロック図、第２図はスイッチ状態変数によるインバータ
の出力電圧ベクトル図、第３図は磁束状態図、第４図は
第１比較手段であるヒステリンスコンパレータの状態制
御図、第５図は従来の第２比較手段である３値ヒステリ
シスコンパレータの状態制御図、第６図および第７図は
トルク波形図、第８図は本発明にがかるＰＷＭインバー
タによる誘導電動機の制御方式における第２比較手段で
ある３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図、第９
図は一実施例のθとに１の関係を示す＊ グラフ、第１０図は一実施例のＴとに２の関係を示すグ
ラフ、第１１図は本発明にかかるＰＷＭインバータによ
る誘導電動機の制御方式における一実施例の第２比較手
段関連部分のブロック図である。 １・・・・・・直流電圧源、ｌａ・・・・・・正母線、
１ｂ・・・・・・負母線、２・・・・・・電圧検出器、
３・・・・・・ＰＷＭインバータ、５ｕ、　５ｖ　ｌ　
５ｗ・・・・・・電流検出器、６・・・・・・誘導電動
機、７・・・・・・制御回路。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. （１）３相誘導電動機の電圧および電流信号から磁束お
   よびトルクの瞬時値を演算し、該磁束ベクトルの長さが
   所定の許容誤差内で与えられた磁束指令に追従するよう
   に増磁および減磁信号を発生する第１比較手段と、現在
   前記磁束ベクトルが円周を等分した領域のうちどの領域
   に存在するかを検出する磁束ベクトル位置検出手段と、
   前記トルクの瞬時値が所定の許容誤差内で与えられたト
   ルク指令に追従するようにトルクの増減信号を発生する
   第２比較手段を備えると共に、第１、第２比較手段およ
   び磁束ベクトル位置検出手段の出力結果の組み合わせか
   ら最適な増減磁および加減速トルク成分を有するインバ
   ータ出力電圧ベクトルを決定する可変電圧可変周波数イ
   ンバータの制御方式において、前記トルク増減信号発生
   手段である第２比較手段の許容誤差を低速、重負荷時の
   み可変制御することを特徴とするＰＷＭインバータによ
   る誘導電動機の制御方式。
2. （２）トルク増減信号発生手段である第２比較手段の許
   容誤差を可変制御するための信号は、定格速度以内の速
   度範囲では１から速度帰還信号または速度推定信号の定
   格速度による除算値を減じた値で他の速度範囲では０の
   第１の可変制御信号である特許請求の範囲第（１）項記
   載のＰＷＭインバータによる誘導電動機の制御方式。
3. （３）トルク増減信号発生手段である第２比較手段の許
   容誤差を可変制御するための信号は、定格トルク以内の
   トルク範囲ではトルク指令の定格トルクによる除算値で
   他のトルク範囲では１の第２の可変制御信号である特許
   請求の範囲第（１）項記載のＰＷＭインバータによる誘
   導電動機の制御方式。
4. （４）トルク増減信号発生手段である第２比較手段の許
   容誤差を可変制御するための信号は、前記第１および第
   ２の可変制御信号の積である特許請求の範囲第（１）項
   記載のＰＷＭインバータによる誘導電動機の制御方式。
5. （５）トルク増減信号発生手段である第２比較手段の許
   容誤差を可変制御するための信号は、前記第１の可変制
   御信号と一定値との和の第３の可変制御信号である特許
   請求の範囲第（１）項記載のＰＷＭインバータによる誘
   導電動機の制御方式。
6. （６）トルク増減信号発生手段である第２比較手段の許
   容誤差を可変制御するための信号は、前記第２の可変制
   御信号と一定値との和の第４の可変制御信号である特許
   請求の範囲第（１）項記載のＰＷＭインバータによる誘
   導電動機の制御方式。
7. （７）トルク増減信号発生手段である第２比較手段の許
   容誤差を可変制御するための信号は、前記第３および第
   ４の可変制御信号の積である特許請求の範囲第（１）項
   記載のＰＷＭインバータによる誘導電動機の制御方式。
8. （８）トルク増減信号発生手段である第２比較手段の許
   容誤差を可変制御するための信号は、前記第１および第
   ２、または第３および第４の可変制御信号の重み付きの
   平均値である特許請求の範囲第（１）項記載のＰＷＭイ
   ンバータによる誘導電動機の制御方式。