JPS63209005A - 再生波形等化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、回転ヘッド型ディジタルオーディオテープレ
コーダなどの磁気記録再生装置に用いて好適な再生波形
等化回路に関する。

〔従来の技術〕

−・般に、記録媒体から得られる再生信号は高域が減衰
されており、ディジタルオーディオ信号などのディジタ
ル信号を記録再生する磁気記録再生装置において、再生
信号の各パルスは立上り、立下りが緩やかで裾広がりの
波形となっている。このために、ディジタル信号におい
ては、本来、各パルスの振幅がその中心からパルス伝送
間隔（隣り合う２つのパルスの中心から中心までの間隔
）だけはなれた前後では零でなければならないが、この
パルスが裾広がりとなっていることにより、パルス間で
互いに干渉し合い、各パルスの検出に誤りが生じないよ
うなパルス伝送を行なうことができない。

そこで、磁気記録再生装置には、・再生信号の高域を高
調し、その立上り、立下りを急峻にする再生波形等化回
路が設けられている。

第６図は回転ヘッド型ディジタルオーディオテープレコ
ーダ（Ｒ−ＤＡＴ）の記録再生系を示すブロック図であ
って、５０はオーディオ信号の入力端子、５１はＡ／Ｄ
コンバータ、５２は記録信号処理回路、５３は記録アン
プ、５４は回転ヘッド、５５は磁気テープ、５６は再生
アンプ、５７は再生波形等化回路、５８はデータ識別回
路、５９は再生信号処理回路、６０はＤ／Ａコンバータ
、６１はオーデオ信号の出力端子である。

同図において、まず、Ｒ−ＤＡＴが記録状態にあるとき
には、オーディオ入力端子５０から入力されたオーディ
オ信号はＡ／Ｄコンバータ５１によってディジタルデー
タに変換される。次に、ディジタルデータは記録信号処
理回路５２により、記録フォーマットに従った記録デー
タに変換され、記録アンプ５３によって増幅された後、
回転ヘッド５４によって磁気テープ５５上に記録される
。次に、Ｒ−ＤＡＴが再生状態にあるときには、回転ヘ
ッド５４は磁気テープ５５上を走査して記録データを読
み出す。読み出されたデータは、再生アンプ５６によっ
て増幅された後、波形等化回路５７によりパルス同志の
干渉が除かれる。さらに、データ識別回路５８によって
読み出してデータ中のクロックが抽出され、データの“
０”と“１”が判別される。さらに、この読み出しデー
タは再生信号処理回路５９に入力されて誤りの検出、訂
正などが行われた後に、Ｄ／Ａコンバータ６０により、
再びオーディオ信号となって出力端子６１に出力される
。

かかる再生波形等化回路としては、従来、たとえば特公
昭５４−３６０３号公報に開示されるように、遅延線に
よるトランスバーサルフィルタが多く用いられている。

すなわち、記録媒体からの再生信号を、そのパルス伝送
間隔Ｔにほぼ等しい遅延時間τを有する遅延線に供給し
、この遅延線の出力端子にてだけ遅延された再生信号を
得るとともに、この遅延線の出力端子で反射されて２τ
だけ遅延された反射再生信号をこの遅延ｉの入力端子に
得、さらに、この遅延線の入力再生信号とこの反射再生
信号とを合成し、この合成信号を遅延線の出力信号から
減算するものである。これは最大利得が得られる角周波
数ω。がπ／τであるトランスバーサルフィルタである
。そこで、遅延線の遅延時間τを再生信号のパルス伝送
時間Ｔにほぼ等しくすると、遅延線の出力信号のピーク
点前後が大幅に減算され、したがって、記録媒体からの
再生信号が立上り、立下りが緩やかで裾広がりのパルス
からなるものであっても、この再生信号よりもほぼパル
ス伝送時間Ｔだけ遅れるが、これらパルスは立上り、立
下りが急峻なものとなる。すなわち、パルスが磁気記録
再生によって高域減衰しても、この再生波形等化回路に
より、高域強弱されて元の波形が復元される。

かかる従来技術は、遅延線の数および各遅延線の遅延時
間を最小にして構成されており、これにより、回路規模
が小さく、低価格化がはかれるという優れた特徴を有し
ている。また、この従来技術では、周波数対位相の関係
（以下、位相周波数特性という）が直線的であり、記録
媒体とヘッドとの位相周波数特性が直線的である場合に
は、再生信号の波形の位相を変化させることなく、振幅
高調のみを行なうことができるという利点もある。

これによると、波形等化によるディジタル信号のパルス
伝送間隔が変化することがなく、データの記録密度を減
少させる必要がない。

しかしながら、ディジタル信号の記録再生装置において
は、記録媒体およびヘッドの位相周波数特性は非直線的
であり、パルスの間隔やパルスの繰り返し周波数に応じ
て再生パルスにピークシフＩ・が生ずる。かかるピーク
シフトを除くようにした再生波形等化回路は、たとえば
特開昭５８−３１１７号公報に開示されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、再生ディジタル信号からデータを誤りなく検
出するためには、さらに、パルスのピーク点に対して、
その波形が前後対称でなければならない。しかし、記録
媒体から得られる再生ディジタル信号は位相歪をもつ場
合が多く、そのパルス波形は、時間軸上で振幅最大とな
る・ピーク点を中心にして前後で非対称である。すなわ
ち、このピーク点からパルス伝送間隔だけはなれた２つ
の時点での振幅が異なる。特に回転ヘッド型磁気記録再
生装置においては、その記録過程により、ピーク点より
もパルス伝送間隔だけ遅れた時点での振幅はその時間だ
け進んだ時点での振幅よりも大きくなる。かかる再生デ
ィジタル信号を上記特公昭５４−３６０３号公報に開示
される再生波形等化回路で波形等化処理を行なっても、
この位相周波数特性が直線的であることから、パルス波
形はピーク点を中心とした非対称のままであり、パルス
間の干渉が除かれずにデータの検出に誤りが生じやすい
ことになる。

また、特開昭５８−３１１７号公報に開示される再生波
形等化回路は再生信号の立上りを改善することによって
ピークシフトを除（ようにしたものであり、ピーク点に
対して前後非対称な据置がりの波形の再生信号に対して
は、満足すべき波形等化は行なわれ得ない。

遅延線によるトランスバーサルフィルタを用いてパルス
の非対称性を補償するためには、パルス伝送間隔Ｔにほ
ぼ等しいτだけ遅延された再生信号の立上がり、立下が
りを減算して急峻にするだめの入力再往信号と２τだけ
遅延された再生信号にレベル差、特に、前者に対して後
者のレベルが大となるようにしなければならない。しか
し、このような信号を、遅延線の反射を利用した特公昭
５４−３６０３号公報の手段で得ることは不可能であり
、ブ形では、２個の遅延線が必要となる。このように遅
延線が多くなると、回路規模、コストなどの点で問題が
ある。

本発明の目的は、かかる問題点を解決し、遅延線の使用
数を最小とし、ピーク点に対して非対称な波形のパルス
をピーク点に対して対称な波形とすることができるよう
にした再生波形等化回路を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は、再生信号の一部
をほぼそのパルス伝送時間だけ遅延する遅延回路と、該
再生信号の一部と該遅延回路の遅延時間の２倍だけ遅延
された信号とを合成し、該合成信号の振幅を調整する減
衰器と、該遅延回路の出力信号から減衰器の出力信号を
減算する減算回路とで構成されるトランスバーサルフィ
ルタにおいて、さらに、前記再生信号を所定振幅で該減
算回路に供給するようにし、前記遅延回路の出力信号と
該所定振幅に設定された前記再生信号との加算結果に前
記減衰器の出力信号を減算するようにする。

〔作　用〕

再生信号のパルスがピーク点に関して非対称な波形であ
る場合には、遅延回路の出力信号から減衰器の出力信号
を減算しても、得られるパルスの波形はピーク点に関し
て対称とはならない。前記所定振幅の再生信号はこの非
対称を補正するものであり、これを減算器に加えること
により、遅延回路の出力信号から減衰器の出力信号を減
算して得られる信号のピーク点よりも前側の波形をピー
ク点の後側の波形と対称となるようにする。

［実施例〕 以下、本発明の実施例を図面によって説明する。

第１図は本発明による再生波形等化回路の一実施例を示
す回路図であって、■はテープ・ヘッド系などの信号源
、２は遅延線、３．４．５は抵抗、６は減衰器、７は差
動増幅器、８は抵抗、９は出力端子である。再生波形等
化回路は磁気記録再生過程で生ずる微分特性を除去する
ための積分回路も設けられるが、ここでは、それを省略
している。

また、第２図は第１図の各部の信号を示す波形図であっ
て、第１図に対応する信号には同一符号をつけている。

第１・図および第２図において、信号源１からの再生信
号ａは、遅延線２の特性インピーダンスＺ。

に等しい抵抗値のインピーダンス整合用抵抗３を介し、
インピーダンス整合用抵抗３と遅延線２の特性インピー
ダンスとにより振幅が１／２となつｔ遅延線２に供給さ
れる。この遅延線２からは再生信号ａと同一波形で時間
τだけ遅れた遅延信号すが得られ、抵抗５を介し反転入
力として差動増幅器７に供給される。この抵抗５は遅延
信号すの増幅度を決定し、遅延線２の特性インピーダン
スｚ０に比べて充分大きく設定されている。このために
、遅延線２と差動増幅器７とは非整合状態にあり、遅延
信号すの一部が抵抗５で反射されて遅延線２を再び通過
する。遅延線２の入力端子には、この反射信号ｄが再生
信号ａよりも時間２τだけ遅れて得られ、これがインピ
ーダンス整合用抵抗３を通った再生信号ａ、すなわち振
幅が信号源１が出力する再生信号ａの１／２の入力信号
Ｃと合成される。この合成信号ｅは減衰器６で適宜減衰
され、非反転入力として差動増幅器７に供給される。以
上は、上記従来の技術と同様に、トランスバーサルフィ
ルタを構成している。

この実施例は、かかる構成に加えて抵抗４を設けており
、再生信号ａがこの抵抗５で振幅調整され、非反転入力
として差動増幅器７に供給される。

この実施例の作用は、遅延信号すから減衰器６で振幅調
整された合成信号ｅを減算し、さらに、抵抗４を通った
信号ｆを加算するものである。再生信号ａがピーク点に
関して前後が対称な波形のパルスからなるときには、遅
延信号すから上記合成信号ｅを減算することにより、出
力端子９には、ピーク点に関して前後な充分対称なパル
スが得られる。しかし、先にも説明したように、Ｒ−Ｄ
ＡＴの場合には、パルスの波形はピーク点よりも後の方
が前の方よりも振幅大の非対称となっており、このよう
な場合には、合成信号ｅの２つのピークは後の振幅が少
なくとも前の振幅よりも小さい。

このために、非対称なパルス波形を対称にすることはで
きない。

そこで、この実施例では、まず、遅延信号すのピーク点
よりもパルス伝送間隔Ｔだけ遅れた点の振幅が零となる
ように、減衰器６の減衰量を設定して合成信号ｅの振幅
を決める。これにより、遅延信号すのピーク点よりもパ
ルス伝送時間Ｔだけ進んだ点での振幅は、合成信号ｅの
前のピーク値の減算により、負になる。そこで、抵抗４
を介した信号ｆを加算することにより、遅延信号すの負
となったこの点の振幅を零に補正する。これにより、記
録再生系による位相歪みが除去され、出力端子９には、
立上り、立下りが急峻でピーク点に対して前後が対称な
波形のパルスｇが得られる。

いま、遅延線２の遅延時間τをパルス伝送間隔Ｔにほぼ
等しくすると、出力端子９に得られるパルスｇのピーク
点は再生信号ａのピーク点よりも時間Ｔだけ遅れる。そ
して、再生信号ａのピーク値をｃｏ、ピーク点から前後
時間Ｔだけはなれた時点の振幅を夫々Ｃ−１ｎ、　ＣＩ
　、同じく時間２Ｔだけはなれた時点の振幅を夫々Ｃ−
，、Ｃ，とすると、この再生信号ａの波形がピーク点を
中心に非対称であることから、これら振幅ｃ−ｔｔ　　
ｃ−＋＋　　Ｃｌ１０２は零でなく、かつ、Ｃ−！＃Ｃ
ｍ、　　Ｃ−１＃Ｃ１とする。また、出力端子９に得ら
れるパルスｇはそのピーク値がＣ０′、このピーク点か
ら前後時間Ｔだけはなれた時点での振幅を夫々Ｃ−１’
＋Ｃ、／とすると、これら振幅Ｃ−１’　＋　　Ｃｌ′
がともに零となるように、抵抗４の抵抗値ＲＩ＋抵抗５
の抵抗値Ｒ２および減衰器６の減衰量Ａが設定される。

これらは次式（１）〜（３）によって決定される。

すなわち、出力端子９に得られるパルスｇのピーク点を
基準時刻０とすると、 まず時刻−丁におけパルスｇ振幅ｃ−＋’は零であるこ
とより、 また、時刻Ｔにおけるパルスｇの振幅０１′も零である
ことより、 さらに、時刻０におけるパルスｇの振幅はＣ３′である
ことより、 となる。なお、これらの弐（１１，＋２１．　（３１に
おいて、Ｇ−Ｉは再生信号ａが抵抗４を介して増幅され
る増幅度、Ｇ−ｚは遅延線の出力信号すが抵抗５を介し
て増幅される増幅度、Ｇ、は合成信号ｅが、減衰器６を
介し、差動増幅器７によって増幅される増幅度であり、
夫々次式のように表わされる。

このように、抵抗４，５の抵抗値、減衰器６の減衰量を
適宜設定することにより、再生信号の立上り、立下りが
急峻となり（すなわち、振幅周波数特性の補償）、さら
に、パルス波形が前後のパルス伝送時点では振幅が零と
なり、パルス波形の非対称性が改善（すなわち、位相周
波数特性の補償）される。

第３図は第１図に示した実施例を含む磁気記録再生装置
の再生系の一部を示す回路図であって、１０は可変抵抗
、１１は磁気テープ、１２は回転ヘッド、１３は回転ト
ランス、１４は再生アンプ、１５は積分回路であり、第
１図に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明
を省略する。

同図において、磁気テープ１１から回転ヘッド１２によ
り読み出された再生信号は回転トランス１３を介して再
生アンプ１４に供給される。再生アンプ１４で増幅され
た再生信号は積分回路１５に供給され、回転ヘッド１２
による磁気記録再生過程で生ずる微分特性が除去される
。

遅延線２．抵抗３〜５．Ｍ表器６．差動増幅器７、抵抗
８は第１図と同様の回路を構成し、積分回路１５ととも
に再生波形等化回路を形成している。

したがって、積分回路１５の出力信号は第１図および第
２図で説明したように処理され、出力端子９に立上り、
立下りが急峻でピーク点に対して前後が対称な波形のパ
ルス信号ｇが得られる。

なお、ここでは、遅延ｖＡ２の出力端子に可変抵抗１０
が設けられているが、これを調整することにより、遅延
線２の出力端子における反射率が変化し、遅延線２の入
力信号Ｃと反射信号ｄ（第２図）との振幅比を変化させ
ることができて合成信号ｅ（第２図）の２つのピークの
振幅を変えることができる。かかる調整が可能とすると
、再生信号が、第２図に示した波形とは逆に、ピーク点
よりもパルス伝送間隔Ｔだけ進んだ時点での振幅がこの
ピーク点よりもパルス伝送間隔Ｔだけ遅れた時点での振
幅よりも大きい非対称な波形をもつ場合でも、出力端子
９に立上り、立下りが急峻でピーク点に対して前後対称
な波形のパルスｇを得ることができる。

この実施例によれば、Ｒ−ＤＡＴの再生波形等化回路を
簡単な回路構成で実現でき、回路の低コスト化、信鯨性
の向上、調整の簡単化をはかることができる。

なお、第３図では、再生アンプ１４の直後に積分回路１
５を接続し、さらに、その後段に振幅周波数特性１位相
周波数特性を補償する回路を接続する回路構成になって
いるか、再生アンプ１４の直後にこの補償のための回路
を接続し、その後段に積分回路１５を接続する回路構成
としてもよい。また、積分回路１５の回路構成は、第３
図のように、差動増幅器の帰還抵抗に並列にコンデンサ
を接続するのでなく、再生アンプ１４の出力端子にコン
デンサと抵抗による一次ローパスフィルタを接続し、そ
の後段に緩衝増幅器を接続する回路構成としてもよい。

さらに、第３図の回路構成のように積分回路１５と上記
補償のための回路を分けるのではなく、１つの差動増幅
器に積分特性と高域強調特性を持たせるようにしてもよ
い。具体的な回路構成としては、第３図において、積分
回路１５は削除し、再生アンプ１４の出力端子を直接整
合用抵抗３に接続し、差動増幅器７の帰還抵抗８に積分
特性を持たせるためのコンデンサを並列に接続すればよ
い。

また、第３図では遅延線２によって得られた信号の減算
手段として差動増幅器７を用いているが、再生信号およ
び遅延線２の非整合端子で得られる信号を一端加算し、
さらに反転増幅した後、遅延線２の整合端子から得られ
る信号と加算増幅してもよい。さらにまた、第３図では
、積分回路１５および差動増幅器７を演算増幅器で構成
しであるが、トランジスタを組合せて構成することもで
きる。

また、抵抗４は位相調整のために可変抵抗としてもよい
し、減衰器６は固定抵抗で一定の減衰量をもつ減衰器と
してもよい。

ところで、再生信号ａのパルス伝送間隔Ｔが一定の場合
には、遅延線２の遅延時間τは固定でよい。しかしなが
ら、磁気記録再生装置には異なる複数の読み出し速度を
もつものがあり、磁気テープ上でのパルス記録間謀が常
に一定とすると、読み出し速度が異なった場合、再生信
号のパルス伝送間隔も異なることになる。

第４図はこのための本発明による再生波形等化回路の他
の実施例を示・す回路図であって、３ａ＋３ｂはインピ
ーダンス整合用の抵抗、１６〜１９はスイッチングトラ
ンジスタ、２０ａ〜２０ｃはコンデンサ、２１は制御信
号の入力端子であり、第１図、第３図に対応する部分に
は同一符号をつけている。

ここでは、磁気記録再生装置は２つの読み出し速度ｖｒ
　＋　　Ｖｌ　　（但し、Ｖｌ　＜Ｖｌとする）を有す
るものとし、読み出し速度Ｖ、のときのパルス伝送間隔
を７１　、読み出し速度Ｖ□のときのパルス伝送間隔を
Ｔｔ　（但し、Ｔｔ　＞Ｔｚ　）とする。

第４図において、遅延線２はＬＣローパスフィルタで構
成されており、入力端子２１からの制御信号によってス
イッチングトランジスタ１７〜１９がオン、オフするこ
とにより、遅延線２でコンデンサ２０ａ〜２０ｃが付加
されたり、除かれたりして、遅延線２の遅延時間が変化
される。

いま、磁気記録再生装置の読み出し速度が比較的速いＶ
ｌとすると、積分回路１５から出力される再往信号のパ
ルス伝送間隔は比較的狭いＴＩである。このときには、
入力端子２１からの低レベルの制御信号により、スイッ
チングトランジスタ１６〜１９はオフ状態となり、遅延
線２にはコンデンサ２０ａ〜２０ｃは付加されない。こ
のときの遅延ｖＡ２の遅延時間τ８はパルス伝送間隔Ｔ
ｔにほぼ等しく、またミ′インピーダンス整合用の抵抗
３ａの抵抗値はこの遅延時間τ２のときの遅延線２の入
力インピーダンス２０ｇに等しく設定されている。

そこで、積分回路１５から出力される再生信号はこの抵
抗３ａの芯を通過して遅延線２などに供給され、遅延線
２の遅延時間がτ２としたときの第１図に示した実施例
と同様の処理動作を行ない、出力端子９に立上り、立下
りが急峻でピーク点に対して前後が対称な波形のパルス
が得られる。

磁気記録再生装置の読み出し速度が比較的遅いｖｌの場
合には、積分回路１５から出力される再生信号のパルス
伝送間隔は比較的広いＴ、となる。

このときには、入力端子２１からの高レベルの制御信号
によってスイッチングトランジスタ１６〜１９がオンし
、インピーダンス整合用抵抗３ａに並列にインピーダン
ス整合用抵抗３ｂが接続され、また、遅延線２にコンデ
ンサ２０ａ〜２０ｃに付加される。

これにより、遅延線２の遅延時間はパルス伝送時間Ｔ、
にほぼ等しいτ１となり、インピーダンス整合用抵抗３
ａ、３ｂの並列合成抵抗値は遅延時間τ、のときの遅延
線２の入力インピーダンス２０１に等しい。

そこで、積分回路１５から出力される再生信号はこれら
抵抗３ａ、３ｂを通過して遅延線２などに供給され、遅
延線２の遅延時間がτ１としたときの第１図に示した実
施例と同様の処理動作を行ない、出力端子９に立上り、
立下りが急峻でピーク点に対して前後が対称な波形のパ
ルスが得られる。

ところで、一般に、遅延線は非常に高価でがっ外形寸法
が大きく、回路のコストアップにつながりやすい。しか
し、この実施例によると、１つの遅延線を用いるだけで
２つの異゛なる読み出し速度を持つ磁気記録再生装置に
対応することができ、回路の低コスト化、省スペース化
を実現できる。

なお、この実施例では、磁気記録再生装置が２つの異な
る読み出し速度をもつものであったが、３以上の読み出
し速度をもつ場合でも、これに応じてインピーダンス整
合用抵抗、遅延線２に付加すべきコンデンサを設け、こ
れらを読み出し速度に応じて切換えるようにすればよい
。

第５図は異なる２つの読み出し速度を有する磁気記録再
生装置のための本発明による再生波形等化回路のさらに
他の実施例を示す回路図であって、２ａ、２ｂは遅延線
、３ａ’、３ｂ’はインピーダンス整合用抵抗、５ａ、
５ｂは抵抗、２２ａ、　２２ｂはスイッチングトランジ
スタ、２３ａ　、　２３ｂは抵抗、２４はインバータ、
２５は制御信号の入力端子であり、第４図に対応する部
分には同一符号をつけている。

第５図において、遅延線２ａ＋抵抗３ａ’＋　　４ｉ５
ａ、２３ａ、ｆｉ衰器６．差動増幅器７および帰還抵抗
８は第１図と同様の回路構成をなし、遅延線２ａの遅延
時間τ１を磁気記録再生装置の読み出し速度が■１のと
きのパルス伝送間隔Ｔ、にほぼ等しくすることにより、
積分回路１５がら出力されるパルス伝送間隔Ｔ、の再生
信号の振幅周波数特性および位相周波数特性を補償する
回路（以下、第１の特性補償回路という）を構成してい
る。また、遅延線２ｂ、抵抗３ｂ’、　　４．　５ｂ　
、　２３ｂ　。

減衰器６．差動増幅器７および帰還抵抗８も第１図と同
様の回路構成をなし、遅延線２ｂの遅延時間で、を磁気
記録再生装置の読み出し速度が■２（≠ｖ＋）のときの
パルス伝送間隔Ｔ２　　（≠Ｔ１）にほぼ等しくするこ
とにより、積分回路１５から出力されるパルス伝送間隔
Ｔ！の再生信号の振幅周波数特性および位相周波数特性
を補償する回路（以下、第２の特性補償回路という）を
構成している。これら第１．第２の補償回路は、位相歪
みを除くための抵抗４．減衰器６．差動増幅器７゜帰還
抵抗８を共用し、その他の部分は積分回路１５と差動増
幅器７との間で並列関係になっている。

なお、抵抗２３ａ　、　２３ｂは振幅調整のためのもの
であり、減衰器６とともに遅延線２ａ　＋　　２ｂ＋の
入力端子に得られる合成信号（第２図ｅ）の振幅を所定
の大きさに設定する。

これら第１．第２の特性補償回路のいずれかが、入力端
子２５からの制御信号でスイッチングトランジスタ２２
ａ、　２２ｂをオン、オフすることにより選択される。

すなわち、いま、磁気記録再生装置の読み出し速度がｖ
ｌとすると、入力端子２５に入力される制御信号は低レ
ベルであり、スイッチングトランジスタ２２ａはオフし
て第１の特性補償回路が動作状態にある。これに対して
、スイッチングトランジスタ２２ｂはインバータ２４に
よってレベル反転された制御信号が供給されることによ
り、オン状態にあり、抵抗３ｂ’が接地されて第２の特
性補償回路は非作動状態にある。

そこで、第１の特性補償回路は積分回路１５がら出力さ
れるパルス伝送間隔Ｔ１の再生信号を第１図に示した実
施例と同様に処理する。これにより、出力端子９に立上
り、立下りが急峻でピーク点を中心に前後が対称な波形
のパルスが得られ・る。

これに対して、磁気記録再生装置の読み出し速度がｖ２
のときには、入力端子２５に入力される制御信号は高レ
ベルであり、スイッチングトランジスタ２２ｂがオフし
て第２の特性補償回路が動作状態にある。これに対して
、スイッチングトランジスタ２２ａはオン状態にあり、
抵抗３ａ’が接地されて第１の特性補償回路は非作動状
態にある。

そこで、第２の特性補償回路は積分回路１５がら出力さ
れるパルス伝送間隔Ｔ２の再生信号を第１図に示した実
施例と同様に処理する。これにより、出力端子９に立上
り、立下りが急峻でピーク点を中心に前後が対称な波形
のパルスが得られる。

以上の動作において、第１の特性補償回路が作動状態に
あるときには、抵抗３ｂ’がスイッチングトランジスタ
２２ｂを介して接地されることにより、積分回路１５の
出力信号がこの積分回路１５の出力抵抗と抵抗３ｂ’に
よって分割され、また、第２の特性補償回路が作動状態
にあるときには、抵抗３ａ’がスイッチングトランジス
タ２２ａを介して接地されることにより、積分回路１５
の出力信号がこの積分回路１５の出力抵抗と抵抗３ａ１
とによって分割されるが、積分回路１５の出力抵抗の抵
抗値は抵抗３ａ’、３ｂ’に比べて充分小さいので、第
１．第２の特性補償回路に入力される再生信号の振幅は
これらによって低下しない。

この実施例によれば、第４図に示゛した実施例に比べて
スイッチングトランジスタの数を低減することができる
。また、２つの異なる読み出し速度に対して専用の遅延
線を用いるので、それぞれに最適化を図ることが容易で
ある。さらに、この実施例においても、上記と同様にし
て所定数の特性補償回路を設けることにより、３以上の
読み出し速度をもつ磁気記録再生装置に対応できる。

なお、第４図および第５図において、積分回路１５と特
性補償回路の配列順序を入れ換えてもよい。

また、差動増幅器はトランジスタを組み合わせて構成し
てもよいし、スイッチングトランジスタの代りに、機械
的な開閉スイッチを用いてもよいことはいうまでもない
。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、再生信号の振幅
周波数特性と位相周波数特性とを補償することができ、
立上り、立下りが緩やかでピーク点を中心として非対称
な波形のパルスを立上り。

立下りが急峻でピーク点を中心として対称な波形のパル
スとすることができて、パルス伝送、パルス信号からの
データ検出が誤りなく行なわれ得るようになるし、また
、使用する遅延線の数も最小にすることができて回路構
成が簡単となり、調整も著しく簡単となって、コストの
低減、信頼性の向上をはかることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による再生波形等化回路の一実施例を示
す回路図、第２図は第１図の各部の信号を示す波形図、
第３図は第１図に示した実施例を用いた磁気記録再生装
置の再生系を示す回路図、第４図および第５図は夫々本
発明による再生波形等化回路の他の実施例を示す回路図
、第６図は回転ヘッド型ディジタルオーディオテープレ
コーダの記録再生系を示すブロック図である。 ２．２ａ　、２ｂ　・・・遅延回路゛、３．３ａ、３ｂ
。 ３ａＺ　　ａｂ’・・・インピーダンス整合用抵抗、４
・・・位相歪み除去用抵抗、５・・・抵抗、６・・・減
衰器、７・・・差動増幅器、８・・・帰還抵抗。 第１図 ρ 第２図 −Ｔ　　　ＯＴ　　　−一−ＨＬｔｌ−第３区 第４図 ６、 第５図 第６図 手続ネ［ロ正二邸（自′９．） 昭和６２年　７月／ρ日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、記録媒体からの再生信号がインピーダンス整合用抵
   抗を介して入力されかつ遅延時間が該再生信号のパルス
   伝送間隔にほぼ等しい遅延回路と、該遅延回路の入力端
   子での該再生信号と該再生信号が該遅延回路の出力端子
   で反射されて該遅延回路の入力端子に出力される反射信
   号との合成信号の振幅を調整するための減衰器と、該遅
   延回路の出力信号と該減衰器の出力信号との減算処理を
   行なう減算回路とを備えた再生波形等化回路において、
   前記記録媒体からの再生信号の位相歪みを除去する手段
   を設け、該手段の出力信号をも前記減算回路に供給する
   ことにより、前記再生信号の振幅周波数特性および位相
   周波数特性を補償可能に構成したことを特徴とする再生
   波形等化回路。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記遅延回路は複
   数の遅延時間を選択的に設定可能であつて、パルス伝送
   間隔が異なる前記再生信号の夫々に対して振幅周波数特
   性および位相周波数特性を補償可能に構成したことを特
   徴とする再生波形等化回路。 ３、特許請求の範囲第１項において、前記遅延回路は遅
   延時間が異なる複数の遅延線を有し、前記再生信号のパ
   ルス伝送間隔に応じて該遅延線のいずれかを選択するこ
   とにより、該再生信号の夫々に対して振幅周波数特性お
   よび位相周波数特性を補償可能に構成したことを特徴と
   する再生波形等化回路。