JPS63200652A - Fsk受信機 - Google Patents
Fsk受信機Info
- Publication number
- JPS63200652A JPS63200652A JP3307587A JP3307587A JPS63200652A JP S63200652 A JPS63200652 A JP S63200652A JP 3307587 A JP3307587 A JP 3307587A JP 3307587 A JP3307587 A JP 3307587A JP S63200652 A JPS63200652 A JP S63200652A
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- JP
- Japan
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- output
- band
- phase
- frequency
- detection circuit
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 27
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000004898 kneading Methods 0.000 description 1
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は2値のディジタル信号で周波数変調されたFS
K (周波数偏移変調)信号の受信を行なう2 ノ、
−; FSK受信機に関するものである。
K (周波数偏移変調)信号の受信を行なう2 ノ、
−; FSK受信機に関するものである。
従来の技術
FSK無線受信機の小形化を図るため、従来がら使用さ
れているダブル・スーパーへテロダイン方式が行なわれ
ているが、イメージ信号の抑圧のため、入力側に帯域通
過フィルタが必要なこと、中間周波数帯での帯域通過フ
ィルタが必要なこと、さらにはダブル・スーパーへテロ
ダインのため受信機の局部発振機が2つ必要であること
などにより、小形化には限界がある。そこで最近これら
の問題を解決するため、受信高周波信号を直接ベース・
バンド帯に周波数変換するダイレクト・コンバージョン
方式のものが提案されている。(例えば特開昭59−1
58606号公報、特開昭55−14701、号公報)
この方式は、受信高周波信号とほぼ同一の局部発振器に
より受信信号をベース・バンド帯に周波数変換するため
、基本的にはイメージ信号による妨害はないため、フィ
ルタ特性をすべてベース・バンド帯で処理することがで
きる利点がある。
れているダブル・スーパーへテロダイン方式が行なわれ
ているが、イメージ信号の抑圧のため、入力側に帯域通
過フィルタが必要なこと、中間周波数帯での帯域通過フ
ィルタが必要なこと、さらにはダブル・スーパーへテロ
ダインのため受信機の局部発振機が2つ必要であること
などにより、小形化には限界がある。そこで最近これら
の問題を解決するため、受信高周波信号を直接ベース・
バンド帯に周波数変換するダイレクト・コンバージョン
方式のものが提案されている。(例えば特開昭59−1
58606号公報、特開昭55−14701、号公報)
この方式は、受信高周波信号とほぼ同一の局部発振器に
より受信信号をベース・バンド帯に周波数変換するため
、基本的にはイメージ信号による妨害はないため、フィ
ルタ特性をすべてベース・バンド帯で処理することがで
きる利点がある。
31・−7
発明が解決しようとする問題点
しかし上記方式はダブル・スーパーヘテロゲイン方式と
異なり、ディスクリミネータによるFM検波が不可能な
ため、ベース・バンド帯のフィルタの帯域幅は、ダブル
・スーパーヘテロダイン方式でディスクリミネータをF
M検波に用いる方式におけるベース・バンド帯のフィル
タの帯域幅に比較して広くしなげればならない。このた
めデータ復調器の入力において等価雑音帯域幅が広くな
り、受信機の感度レベル、すなわちビット誤り率が10
−2になる受信入力レベルが、従来のダブル・スー バ
ーヘテロダイン方式に比較して低下するという欠点があ
る。
異なり、ディスクリミネータによるFM検波が不可能な
ため、ベース・バンド帯のフィルタの帯域幅は、ダブル
・スーパーヘテロダイン方式でディスクリミネータをF
M検波に用いる方式におけるベース・バンド帯のフィル
タの帯域幅に比較して広くしなげればならない。このた
めデータ復調器の入力において等価雑音帯域幅が広くな
り、受信機の感度レベル、すなわちビット誤り率が10
−2になる受信入力レベルが、従来のダブル・スー バ
ーヘテロダイン方式に比較して低下するという欠点があ
る。
本発明は上記従来技術に鑑み、小形、IC化に適し、さ
らに受信感度を良好KjるFsK受信機を提供するもの
である。
らに受信感度を良好KjるFsK受信機を提供するもの
である。
問題点を解決するための手段
本発明は受信FSK信号のキャリア周波数とほぼ同一の
周波数で発振する局部発振器により前記受信FSK信号
を直交検波する直交検波回路と、前記直交検波回路の第
1、第2の検波出力を前記受信FSK信号の最大周波数
偏移の周波数を中心とするベース・バンド帯で帯域通過
させる第1、第2のフィルタと、前記第1、第2のフィ
ルタの出力を増幅し、位相検波する位相検波回路と、前
記位相検波回路の出力の正、負のパルス数をビット同期
クロックの1サイクル間r比較し、パルス数が多いほう
を受信データ出力と識別する識別回路とを設けたもので
ある。
周波数で発振する局部発振器により前記受信FSK信号
を直交検波する直交検波回路と、前記直交検波回路の第
1、第2の検波出力を前記受信FSK信号の最大周波数
偏移の周波数を中心とするベース・バンド帯で帯域通過
させる第1、第2のフィルタと、前記第1、第2のフィ
ルタの出力を増幅し、位相検波する位相検波回路と、前
記位相検波回路の出力の正、負のパルス数をビット同期
クロックの1サイクル間r比較し、パルス数が多いほう
を受信データ出力と識別する識別回路とを設けたもので
ある。
作 用
本発明は上記構成により、直交検波回路のベース・バン
ド帯域制限を最大周波数偏移fd(Hz)を中心周波数
とする帯域通過フィルタにより行なうことで、雑音帯域
を小さくするとともに、位相検波回路の出力のパルス数
を比較することにより受信の感度向上を計るものである
。
ド帯域制限を最大周波数偏移fd(Hz)を中心周波数
とする帯域通過フィルタにより行なうことで、雑音帯域
を小さくするとともに、位相検波回路の出力のパルス数
を比較することにより受信の感度向上を計るものである
。
実施例
以下本発明の一実施例について、図面を用いて説明する
。
。
第1図は本発明の一実施例におけるFSK受信5・−
機のブロック結線図である。
第1図において、2は入力端子1を介して入力さねたF
SK信号の増幅を行な5RF増幅器、5は受信希望FS
K信号のキャリア周波数にほぼ等しい周波数で発振する
局部発振器、6は局部発振器5の出力の位相を90°ず
らす90°位相器、3はRF増幅器2の出力を局部発振
器5の出力で周波数変換する混合器(周波数変換器ある
いは位相検波器)、4はRF増幅器2の出力を90°位
相器6の出力で周波数変換する混合器、7及び8は混合
器3あるいは4の出力信号の内の周波数fd(Hz)近
傍の周波数信号を通過させる帯域通過フィルタ、9.1
0はそれぞれ帯域通過フィルタ7.8の出力信号を増幅
する増幅器、11は増幅器9と増幅器10から送出され
る出力信号の位相検波を行なうディジタル形の位相検波
器、13.14はビット同期回路12からのビット同期
クロックに基ずきそねぞれ位相検波器11の正あるいは
負のパルス数をカウントするパルス・カウンタ、15は
パルス・カウンタ13及び14の出力から受信データを
識別する判定器、16は出力端子である。
SK信号の増幅を行な5RF増幅器、5は受信希望FS
K信号のキャリア周波数にほぼ等しい周波数で発振する
局部発振器、6は局部発振器5の出力の位相を90°ず
らす90°位相器、3はRF増幅器2の出力を局部発振
器5の出力で周波数変換する混合器(周波数変換器ある
いは位相検波器)、4はRF増幅器2の出力を90°位
相器6の出力で周波数変換する混合器、7及び8は混合
器3あるいは4の出力信号の内の周波数fd(Hz)近
傍の周波数信号を通過させる帯域通過フィルタ、9.1
0はそれぞれ帯域通過フィルタ7.8の出力信号を増幅
する増幅器、11は増幅器9と増幅器10から送出され
る出力信号の位相検波を行なうディジタル形の位相検波
器、13.14はビット同期回路12からのビット同期
クロックに基ずきそねぞれ位相検波器11の正あるいは
負のパルス数をカウントするパルス・カウンタ、15は
パルス・カウンタ13及び14の出力から受信データを
識別する判定器、16は出力端子である。
上記構成において、以下その動作を説明する。
まず2値のディジタル・データで周波数変調されたFS
K信号は、入力端子1を通じて、高周波帯のRF増幅器
2で増幅された後混合器3.4、及び局部発振器5及び
90°位相器6で構成される直交検波器により、ベース
・バンド復調される。
K信号は、入力端子1を通じて、高周波帯のRF増幅器
2で増幅された後混合器3.4、及び局部発振器5及び
90°位相器6で構成される直交検波器により、ベース
・バンド復調される。
次に直交検波されたベース・バンド帯の信号は、FSK
信号の最大周波数偏移をfd(H2)とすると、同相成
分としてcos(2πfd−dh)となり、直交成分と
して5in(2πfd*dh)となる。(ここで、dh
は送信データであり、「+1」あるいは「−1」をとる
。)ベージング・システムなどにおいては、通常、送信
データのビットレート周波数は、最大周波数偏移周波数
fdより小さい。このため上述の直交検波器のベース・
バンド帯出力の周波数はほぼfd(Hz)となり、直交
成分の出力はこねをデータで2相位相変調したものと等
化となる。
信号の最大周波数偏移をfd(H2)とすると、同相成
分としてcos(2πfd−dh)となり、直交成分と
して5in(2πfd*dh)となる。(ここで、dh
は送信データであり、「+1」あるいは「−1」をとる
。)ベージング・システムなどにおいては、通常、送信
データのビットレート周波数は、最大周波数偏移周波数
fdより小さい。このため上述の直交検波器のベース・
バンド帯出力の周波数はほぼfd(Hz)となり、直交
成分の出力はこねをデータで2相位相変調したものと等
化となる。
このため、中心周波数fd(Hz)のベース−バンド帯
の帯域通過フィルタ7.8により帯域通過しても、符号
量干渉等による劣化はない。また帯域通過フィルタ6.
7とすることにより等価雑音帯域巾を小さく′1−るこ
とか可能となる。
の帯域通過フィルタ7.8により帯域通過しても、符号
量干渉等による劣化はない。また帯域通過フィルタ6.
7とすることにより等価雑音帯域巾を小さく′1−るこ
とか可能となる。
さて、ベース・バンド帯の帯域フィルタ7.8のそねぞ
れの出力は、ベース・バンド帯の増幅器9.10により
充分増幅された後、ディジタル形の位相検波器11VC
より、局部発振器5と同相の検波出力を基準として、局
部発振器5と直交の検波出力が位相比較される。
れの出力は、ベース・バンド帯の増幅器9.10により
充分増幅された後、ディジタル形の位相検波器11VC
より、局部発振器5と同相の検波出力を基準として、局
部発振器5と直交の検波出力が位相比較される。
第2図は、受信信号のC/N比が小さい時の直交検波し
た各出力をベース・バンド帯域通過し、増幅し振幅制限
した波形■、Qとこれらをもとに位相検波した出力Pを
示している。
た各出力をベース・バンド帯域通過し、増幅し振幅制限
した波形■、Qとこれらをもとに位相検波した出力Pを
示している。
第2図において、dh、dh+1は送信データ系列を示
し、図中ではdh = 1、dhニー1の場合を示して
℃する。
し、図中ではdh = 1、dhニー1の場合を示して
℃する。
第2図において、■、Qの振幅制限されたパルスのパル
ス巾が変動しているのは、ベースeバンド帯の帯域通過
フィルタ9.10により帯域制限された雑音により変化
しているものである。Qの出力を、信号■を基準として
位相検波器11でディジタル位相検出すると、第2図(
C1のPて示すよつVC1少し遅ねをもってほぼ1/f
dのパルス幅を持つパルスが発生する。雑音のため、同
図に見られるように、送信データdh=1の場合でも位
相検出器11の出力は、すべて「1」とはならない。
ス巾が変動しているのは、ベースeバンド帯の帯域通過
フィルタ9.10により帯域制限された雑音により変化
しているものである。Qの出力を、信号■を基準として
位相検波器11でディジタル位相検出すると、第2図(
C1のPて示すよつVC1少し遅ねをもってほぼ1/f
dのパルス幅を持つパルスが発生する。雑音のため、同
図に見られるように、送信データdh=1の場合でも位
相検出器11の出力は、すべて「1」とはならない。
次にパルス・カウンター13ではビット同期回路12を
もとに、ビット同期クロックの一サイクルの間の位相検
波器11の出力の正のパルスの数をカウントする。一方
、パルス・カウンター14ではビット同期回路12をも
とに、ビット同期クロックの一サイクルの間の位相検波
器11の出力の負のパルスの数をカウントする。
もとに、ビット同期クロックの一サイクルの間の位相検
波器11の出力の正のパルスの数をカウントする。一方
、パルス・カウンター14ではビット同期回路12をも
とに、ビット同期クロックの一サイクルの間の位相検波
器11の出力の負のパルスの数をカウントする。
そしてパルス・カウンター13.14の出力は、判定器
15により受信データが識別される。この判定器15の
識別方法は、正のパルス数が負のパルス数より多い場合
には受信データrlJと識別し、正のパルス数が負のパ
ルス数より少ない場合には受信データは「−1」と識別
するものである。
15により受信データが識別される。この判定器15の
識別方法は、正のパルス数が負のパルス数より多い場合
には受信データrlJと識別し、正のパルス数が負のパ
ルス数より少ない場合には受信データは「−1」と識別
するものである。
この識別により、出力端子6には受信データが出力され
る。
る。
以上本実施例によれば、混合器3.4、局部発振器5、
及び90°位相器6で構成される直交検波器のベース・
バンド帯域制限を最大周波数偏移fd、 (Hz)を中
心周波数とする帯域通過フィルタ7.8により行なうこ
とで、雑音帯域を小さくするとともに、位相検波器11
の出力のパルス数を比較することにより受信の感度向上
を計るものである。
及び90°位相器6で構成される直交検波器のベース・
バンド帯域制限を最大周波数偏移fd、 (Hz)を中
心周波数とする帯域通過フィルタ7.8により行なうこ
とで、雑音帯域を小さくするとともに、位相検波器11
の出力のパルス数を比較することにより受信の感度向上
を計るものである。
発明の効果
本発明は以上説明したように、直交検波回路のベース・
バンド帯域制限を最大周波数偏移fd(Hz)を中心周
波数とする帯域通過のフィルタにより行なうことで、雑
音帯域を小さくするとともに、位相検波回路の出力のパ
ルス数を比較jることにより受信の感度向上を計ること
ができる。また従来のスーパーへテロダイン方式に比較
して、小形化、IC化に適しており、その効果は太きい
。
バンド帯域制限を最大周波数偏移fd(Hz)を中心周
波数とする帯域通過のフィルタにより行なうことで、雑
音帯域を小さくするとともに、位相検波回路の出力のパ
ルス数を比較jることにより受信の感度向上を計ること
ができる。また従来のスーパーへテロダイン方式に比較
して、小形化、IC化に適しており、その効果は太きい
。
第1図は本発明の一実施例におけるFSK受信機のブロ
ック結線図、第2図は同FSK受信機の各部波形図であ
る。 1・・・入力端子、2・・・RF増幅器、3.4・・・
混合器、訃・・局部発振器、6・・・90°位相器、7
.8・・・帯域通過フィルタ、9.10・・・増幅器、
11・・・位相検出器、12・・・ビット同期回路、1
3.14・・・パルス・カウンタ、15・・・識別判定
器、16・・・出力端子。
ック結線図、第2図は同FSK受信機の各部波形図であ
る。 1・・・入力端子、2・・・RF増幅器、3.4・・・
混合器、訃・・局部発振器、6・・・90°位相器、7
.8・・・帯域通過フィルタ、9.10・・・増幅器、
11・・・位相検出器、12・・・ビット同期回路、1
3.14・・・パルス・カウンタ、15・・・識別判定
器、16・・・出力端子。
Claims (1)
- 受信FSK信号のキャリア周波数とほぼ同一の周波数で
発振する局部発振器により前記受信FSK信号を直交検
波する直交検波回路と、前記直交検波回路の第1、第2
の検波出力を前記受信FSK信号の最大周波数偏移の周
波数を中心とするベース・バンド帯で帯域通過させる第
1、第2のフィルタと、前記第1、第2のフィルタの出
力を増幅し、位相検波する位相検波回路と、前記位相検
波回路の出力の正、負のパルス数をビット同期クロック
の1サイクル間に比較し、パルス数が多いほうを受信デ
ータ出力と識別する識別回路とを具備するFSK受信機
。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3307587A JPS63200652A (ja) | 1987-02-16 | 1987-02-16 | Fsk受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3307587A JPS63200652A (ja) | 1987-02-16 | 1987-02-16 | Fsk受信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63200652A true JPS63200652A (ja) | 1988-08-18 |
Family
ID=12376597
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3307587A Pending JPS63200652A (ja) | 1987-02-16 | 1987-02-16 | Fsk受信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63200652A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0258948A (ja) * | 1988-08-24 | 1990-02-28 | Fujitsu Ltd | 零1f受信機 |
JPH04310037A (ja) * | 1991-04-09 | 1992-11-02 | Nec Corp | Fsk受信機 |
JPH05236037A (ja) * | 1992-02-24 | 1993-09-10 | Nec Corp | Mskクロック抽出回路 |
US5789991A (en) * | 1995-12-27 | 1998-08-04 | Nippon Steel Corporation | FSK modulating and demodulating apparatus wherein each binary data is represented by same number of cycles of modulated signal |
US5974096A (en) * | 1996-09-12 | 1999-10-26 | Pacific Communications Research Corporation | Digital quadrature detection circuit |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6028352A (ja) * | 1983-07-27 | 1985-02-13 | Toshiba Corp | 符号識別器 |
-
1987
- 1987-02-16 JP JP3307587A patent/JPS63200652A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6028352A (ja) * | 1983-07-27 | 1985-02-13 | Toshiba Corp | 符号識別器 |
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