JPS63110837A - スペクトラム拡散信号送信機 - Google Patents
スペクトラム拡散信号送信機Info
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- JPS63110837A JPS63110837A JP61257332A JP25733286A JPS63110837A JP S63110837 A JPS63110837 A JP S63110837A JP 61257332 A JP61257332 A JP 61257332A JP 25733286 A JP25733286 A JP 25733286A JP S63110837 A JPS63110837 A JP S63110837A
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- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims abstract description 32
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- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 claims abstract description 32
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 3
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- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/10—Code generation
- H04J13/102—Combining codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0007—Code type
- H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker
- H04J13/0029—Gold
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明はスペクトラム拡散信号の送信機に関する。
(従来の技術)
情報信号に広帯域の拡散符号を乗じて送信し、受信側で
逆拡散して狭帯域信号に戻す所謂、スペクトラム拡散方
式は干渉特性、耐フエージング性、秘匿性に優れるとい
う長所を有している反面、狭帯域信号を用いる通信方式
に比べ周波数の利用効率が悪い。
逆拡散して狭帯域信号に戻す所謂、スペクトラム拡散方
式は干渉特性、耐フエージング性、秘匿性に優れるとい
う長所を有している反面、狭帯域信号を用いる通信方式
に比べ周波数の利用効率が悪い。
これに対し特願昭61−033;l’88号明細書[ス
ペクトラム拡散通信方式および受信装置」では、拡散符
号(ゴールド符号)発生器のレジスタに送信すべき情報
を初期値として入力することにより、初期値のビットパ
ターンに1対1に対応する拡散符号を発生させて送信し
、受信機ではこの信号に対し整合フィルタの係数を順次
時間変化させることにより送信される可能性のある全て
の拡散符号のバタンと相関を検出する。整合フィルタの
出力にピーク値の出現する時間位置と送信機の拡散符号
発生器のレジスタの初期値とは1対1に対応するから、
この時間位置を検出することによりレジスタの初期値を
情報として伝送すると、伝送情報量を増加させることが
できる。
ペクトラム拡散通信方式および受信装置」では、拡散符
号(ゴールド符号)発生器のレジスタに送信すべき情報
を初期値として入力することにより、初期値のビットパ
ターンに1対1に対応する拡散符号を発生させて送信し
、受信機ではこの信号に対し整合フィルタの係数を順次
時間変化させることにより送信される可能性のある全て
の拡散符号のバタンと相関を検出する。整合フィルタの
出力にピーク値の出現する時間位置と送信機の拡散符号
発生器のレジスタの初期値とは1対1に対応するから、
この時間位置を検出することによりレジスタの初期値を
情報として伝送すると、伝送情報量を増加させることが
できる。
また情報速度が同一の場合には、従来の拡散符号を乗じ
る方法と比べ、この方法は占有帯域が少なくて済み、そ
の結果SN比が改善される。
る方法と比べ、この方法は占有帯域が少なくて済み、そ
の結果SN比が改善される。
(発明が解決しようとする問題点)
ゴールド符号発生器のN段しジスタの異なる初期値に対
応する異なる符号語間の相互相関は、位相差のある場合
のM系列符号の自己相関と同一であり、−1となるため
に完全に零ではない。自己相関は2’−1であるから、
符号語間の距離は2Nとなる。(参考文献アール・ゴー
ルド(R,Gold>著。
応する異なる符号語間の相互相関は、位相差のある場合
のM系列符号の自己相関と同一であり、−1となるため
に完全に零ではない。自己相関は2’−1であるから、
符号語間の距離は2Nとなる。(参考文献アール・ゴー
ルド(R,Gold>著。
「オブティマル バイナリ−シーケンス フォー スプ
レッド スペクトラム マルチプレクシングJ (O
ptirnal Binary 5equences
for SpreadSpectrum Multip
lexing)、アイ・イー・イー・イー・ トランザ
クションズ オン インフォメーションセオリー(IE
EE Trans、Info、Th、)、 1967年
10月号) このように符号語が完全に直交しない外めに、送信側で
ゴールド符号の“′1”を“0”に、0”′を“1”に
反転しても送出できるようにして、相関値の正負も判定
し情報量を増やす場合には、相関値は2N−1,1,−
1,−2N÷1のいずれかの値をとるために符号間の距
離が2N−2に縮まり符号誤り率が劣化する。
レッド スペクトラム マルチプレクシングJ (O
ptirnal Binary 5equences
for SpreadSpectrum Multip
lexing)、アイ・イー・イー・イー・ トランザ
クションズ オン インフォメーションセオリー(IE
EE Trans、Info、Th、)、 1967年
10月号) このように符号語が完全に直交しない外めに、送信側で
ゴールド符号の“′1”を“0”に、0”′を“1”に
反転しても送出できるようにして、相関値の正負も判定
し情報量を増やす場合には、相関値は2N−1,1,−
1,−2N÷1のいずれかの値をとるために符号間の距
離が2N−2に縮まり符号誤り率が劣化する。
またN段のゴールド符号発生器から出力される符号語長
は2N−1チツプと奇数であるために装置の構成上、不
都合な場合がある。例えば送信機に必要な2N−1段の
カウンタは、一般に2Nのカウンタに更に付加的な回路
を必要とし構成が複雑になる。
は2N−1チツプと奇数であるために装置の構成上、不
都合な場合がある。例えば送信機に必要な2N−1段の
カウンタは、一般に2Nのカウンタに更に付加的な回路
を必要とし構成が複雑になる。
このように符号長は2Nチツプの方が、回路構成上都合
が良い。
が良い。
本発明の目的はこれらの問題点を解決した、周波数利用
効率の良いスペクトラム拡散信号の送信機を提供するこ
とにある。
効率の良いスペクトラム拡散信号の送信機を提供するこ
とにある。
(問題を解決するための手段)
第1の本発明の送信機は、
<a)送信ディジタル信号が供給されるN段シフトレジ
スタ、 <b)前記N段シフトレジスタの内容を初期値とする第
1のN段M系列発生器と、初期値を一定とする第2のN
段M系列発生器と、前記第1及び第2のN段M系列発生
器出力が供給される排他的論理和とから構成されるN段
ゴールド符号発生器、 (c)前記N段ゴールド符号発生器のM周期分の出力に
1チツプ以上の同一パタンを付加する符号器、 (d)前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 (e)前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器、 とから構成されている。
スタ、 <b)前記N段シフトレジスタの内容を初期値とする第
1のN段M系列発生器と、初期値を一定とする第2のN
段M系列発生器と、前記第1及び第2のN段M系列発生
器出力が供給される排他的論理和とから構成されるN段
ゴールド符号発生器、 (c)前記N段ゴールド符号発生器のM周期分の出力に
1チツプ以上の同一パタンを付加する符号器、 (d)前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 (e)前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器、 とから構成されている。
第2の本発明の送信機は、
(a)送信ディジタル信号が供給される2N段シフトレ
ジスタ、 (b)前記2N段シフトレジスタの内容を初期値とする
第1及び第2のN段M系列発生器と、前記第1及び第2
のN段M系列発生器出力が供給される排他的論理和とか
ら構成されるN段ゴールド符号発生器、 (c)前記N段ゴールド符号発生器のM周期分の出力に
1チップ以上の同一パタンを付加する符号器、 (d)前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 (e)前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器。
ジスタ、 (b)前記2N段シフトレジスタの内容を初期値とする
第1及び第2のN段M系列発生器と、前記第1及び第2
のN段M系列発生器出力が供給される排他的論理和とか
ら構成されるN段ゴールド符号発生器、 (c)前記N段ゴールド符号発生器のM周期分の出力に
1チップ以上の同一パタンを付加する符号器、 (d)前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 (e)前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器。
とから構成されている。
(作用)
ゴールド符号は同周期でなおかつ生成多項式の異なる2
つのM系列の法2の加算によって得られる系列である。
つのM系列の法2の加算によって得られる系列である。
従ってゴールド符号発生器は、2つのM系列発生器とそ
の出力を合成する加算器とから構成される。送信すべき
Nビットのディジタル信号を、一方のM系列発生器のN
段しジスタの初期値として入力する。もう一方のM系列
発生器のN段しジスタの初期値は一定に保ち、常に同じ
M系列を発生させる。これらのM系列発生器の出力の法
2の加算がゴールド符号である。こうすると初期値のN
ビットと2N種のゴールド符号とが1対1に対応する。
の出力を合成する加算器とから構成される。送信すべき
Nビットのディジタル信号を、一方のM系列発生器のN
段しジスタの初期値として入力する。もう一方のM系列
発生器のN段しジスタの初期値は一定に保ち、常に同じ
M系列を発生させる。これらのM系列発生器の出力の法
2の加算がゴールド符号である。こうすると初期値のN
ビットと2N種のゴールド符号とが1対1に対応する。
しかしこのようにして発生したゴールド符号の符号語長
は2N−1チツプであり、異なる初期値から発生された
異なる符号語間の相互相関は−1となることが知られて
いる。
は2N−1チツプであり、異なる初期値から発生された
異なる符号語間の相互相関は−1となることが知られて
いる。
本発明においては、ゴールド符号発生器のM周期分の出
力に1チップ以上の同一パタンを付加したものを拡散符
号として用いている。
力に1チップ以上の同一パタンを付加したものを拡散符
号として用いている。
例えば1周期の符号語に“1′°あるいはO゛′の1チ
ツプの同一パタンを付加したものを拡散符号として用い
ると、異なる符号語間の相互相関を0とすることが可能
である。なぜなら加えられた1チツプは全ての符号語に
ついて等しいので相互相関の値は1だけ増加し、ゴール
ド符号の相互相関値−1がOになるからである。このよ
うにして完全に直交した符号を得ることができる。この
符号を用いれば、送信側でゴールド符号の“1″を0”
に、°“0”を′1″に反転しても送出できるよう(ミ
して、相関値の正負も判定し情報量を増やす場合にも、
符号語間の距離は縮まらず符号誤り率の劣化はない。
ツプの同一パタンを付加したものを拡散符号として用い
ると、異なる符号語間の相互相関を0とすることが可能
である。なぜなら加えられた1チツプは全ての符号語に
ついて等しいので相互相関の値は1だけ増加し、ゴール
ド符号の相互相関値−1がOになるからである。このよ
うにして完全に直交した符号を得ることができる。この
符号を用いれば、送信側でゴールド符号の“1″を0”
に、°“0”を′1″に反転しても送出できるよう(ミ
して、相関値の正負も判定し情報量を増やす場合にも、
符号語間の距離は縮まらず符号誤り率の劣化はない。
この場合、明らかに符号語長は2Nチツプとなるために
装置の構成も、2N−1の場合に比べ簡単になる。
装置の構成も、2N−1の場合に比べ簡単になる。
また同様のゴールド符号発生器を利用して、更に伝送情
報量を増すことができる。送信すべき2Nビツトのディ
ジタル信号を、Nビットづつに分割してゴールド符号発
生器を構成する2つのM系列発生器のN段しジスタの初
期値としてそれぞれ入力する。これらのM系列発生器の
出力の法2の加算に1チツプの同一パタンを付加したも
のが送信信号として送信される。このようにすると異な
る初期値から発生される異なる符号どうしは完全に直交
しないが、これらの符号間の相互相関は2(N+1 +
/2 (Nが奇数)、または2fN+21/2 (pJ
が偶数)を越えない。なぜならこのようにして発生され
たゴールド符号の相互相関は、2fN+ll/2−1〜
2(N+11/2−1 (Nカ奇数) 、t タけ−2
””2”z−L 〜2(N+21/24 (Nが偶数)
の範囲内にあることが保証されることが前記文献により
明らかにされているからである。
報量を増すことができる。送信すべき2Nビツトのディ
ジタル信号を、Nビットづつに分割してゴールド符号発
生器を構成する2つのM系列発生器のN段しジスタの初
期値としてそれぞれ入力する。これらのM系列発生器の
出力の法2の加算に1チツプの同一パタンを付加したも
のが送信信号として送信される。このようにすると異な
る初期値から発生される異なる符号どうしは完全に直交
しないが、これらの符号間の相互相関は2(N+1 +
/2 (Nが奇数)、または2fN+21/2 (pJ
が偶数)を越えない。なぜならこのようにして発生され
たゴールド符号の相互相関は、2fN+ll/2−1〜
2(N+11/2−1 (Nカ奇数) 、t タけ−2
””2”z−L 〜2(N+21/24 (Nが偶数)
の範囲内にあることが保証されることが前記文献により
明らかにされているからである。
(実施例)
次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。第
4図は本発明の送信機を用いた通信方式の概要を示す図
である。送信すべき信号系列は入力端子100から入力
されN段のシフトレジスタ110にたくわえられる。次
にシフ■・レジスタ110のNビットのデータは拡散符
号発生器120の初期値としてロードされる。拡散符号
発生器120はこの初期値に基づいて1周期(2Nチツ
プ)の信号を変調器130へ送信する。変調器130で
は発振器140のキャリア周波数で拡散符号発生器12
0の出力を2相位相変調してアンテナ150から送信す
る。
4図は本発明の送信機を用いた通信方式の概要を示す図
である。送信すべき信号系列は入力端子100から入力
されN段のシフトレジスタ110にたくわえられる。次
にシフ■・レジスタ110のNビットのデータは拡散符
号発生器120の初期値としてロードされる。拡散符号
発生器120はこの初期値に基づいて1周期(2Nチツ
プ)の信号を変調器130へ送信する。変調器130で
は発振器140のキャリア周波数で拡散符号発生器12
0の出力を2相位相変調してアンテナ150から送信す
る。
受信11mではアンテナ160から受信された信号を同
期検波器170により同期検波する。直並列変換回路1
80は同期検波器170の出力から1周期分の符号語を
直並列変換して収り出し、1周期の間保持する。直並列
変換回路180に保持された受信信号に対し、整合フィ
ルタ190はその係数を2N種の拡散符号の全ての送信
パタンを実現するように時間的に変化させて、受信信号
と拡散符号との相関を計算する。異なる拡散符号間の相
互相関は完全に零であり直交しているため、整合フィル
タの係数が受信信号に一致した時に最大値が出力に現れ
る。つまり整合フィルタの出力が最大値をとる時間は送
信側の拡散符号発生器120のレジスタの初期値によっ
て一意的に定まる。従ってこのピークを最大値検出回路
200で検出しそのときの時間位置を変換回路210で
拡散符号発生器の初期値として与えてやればNビットの
信号を検出することができる。
期検波器170により同期検波する。直並列変換回路1
80は同期検波器170の出力から1周期分の符号語を
直並列変換して収り出し、1周期の間保持する。直並列
変換回路180に保持された受信信号に対し、整合フィ
ルタ190はその係数を2N種の拡散符号の全ての送信
パタンを実現するように時間的に変化させて、受信信号
と拡散符号との相関を計算する。異なる拡散符号間の相
互相関は完全に零であり直交しているため、整合フィル
タの係数が受信信号に一致した時に最大値が出力に現れ
る。つまり整合フィルタの出力が最大値をとる時間は送
信側の拡散符号発生器120のレジスタの初期値によっ
て一意的に定まる。従ってこのピークを最大値検出回路
200で検出しそのときの時間位置を変換回路210で
拡散符号発生器の初期値として与えてやればNビットの
信号を検出することができる。
次に第4図の概要における送信機のより具体的な実施例
を述べる。実施例は最も簡単なN=3の場合について述
べる。
を述べる。実施例は最も簡単なN=3の場合について述
べる。
第1図は第1の本発明の送信機の実施例を示す図である
。本実施例においては7チツグのゴールド符号に“0”
を付加した8チツプの互いに直交した拡散符号を発生し
ている。実際には回路構成を簡単にするために、ゴール
ド符号に“0”を付加するのではなく、あらかじめゴー
ルド符号を構成する二つの異なるM系列にそれぞれ“1
”を加えている。こうして得られる符号は、ゴールド符
号に同一バタン“0゛を加えた符号に等しく、完全に直
交している。
。本実施例においては7チツグのゴールド符号に“0”
を付加した8チツプの互いに直交した拡散符号を発生し
ている。実際には回路構成を簡単にするために、ゴール
ド符号に“0”を付加するのではなく、あらかじめゴー
ルド符号を構成する二つの異なるM系列にそれぞれ“1
”を加えている。こうして得られる符号は、ゴールド符
号に同一バタン“0゛を加えた符号に等しく、完全に直
交している。
送信信号系列は端子100′から入力され、送信信号の
クロック源20より供給されるクロックによって駆動さ
れる3段のシフトレジスタ10へ順次入力される。シフ
トレジスタ10の内容は送信信号3ビツトがシフトレジ
スタ10に格納された後にM系列を発生させる4段のシ
フトレジスタ11の初段から3段までの初期値としてカ
ウンタ30からの信号に基づいて並列に入力される。同
時にシフトレジスタ11はカウンタ30からの信号によ
り4段目のレジスタに1をセットする。シフトレジスタ
11は排他的論理和31とともに3段のM系列発生器を
構成している。カウンタ30はシフトレジスタ11へ信
号を送ると同時に、4段のシフトレジスタ12へも信号
を送る。シフトレジスタ12はこの信号に基づいて全て
の内容を1にセットする。シフトレジスタ12は排他的
論理和32とともにM系列発生器を構成している。この
2つのM系列発生器は、互いに生成多項式の異なるM系
列を発生するようにあらかじめ結線されており、クロッ
ク源21で駆動されている。クロック源21の発振周波
数はクロック源20の8/3fΔになっている。またカ
ウンタ30はクロック421からのクロック信号を8個
カウントする毎に、レジスタ11に4段目のレジスタを
1にセットして残りの3つのレジスタにレジスタ10の
内容を入力させるセット信号およびレジスタ12にその
全てのレジスタの内容を1にセットするセット信号を出
す。レジスタ11およびレジスタ12はクロック源21
で駆動されて先頭の“′1″に続けて互いに生成多項式
の異なるM系列を発生させ排他的論理和33へ出力する
。3段のM系列の周期は7であり先頭の“1′を含める
と符号語長は8となるので、レジスタ11およびレジス
タ12からは初期値がレジスタ10からロードされる毎
に1周期分の符号語が出力されることになる。レジスタ
11およびレジスタ12から出力された′1”と互いに
生成多項式の異なる1周期分のM系列は、排他的論理和
33により法2の加算が行われ拡散符号として出力され
る。排他的論理和33から出力された拡散符号はレベル
変換器34で°′1”のときには“1”に対応する電圧
に、′0”ときには“−1”に対応する電圧に変換され
た後、発振器22からのキャリア信号と乗算器35で乗
算され、2相位相変調されて出力端子101から出力さ
れる。送信データとレジスタ11およびレジスタ12の
出力と発生される拡散符号との関係を第2図に示す。
クロック源20より供給されるクロックによって駆動さ
れる3段のシフトレジスタ10へ順次入力される。シフ
トレジスタ10の内容は送信信号3ビツトがシフトレジ
スタ10に格納された後にM系列を発生させる4段のシ
フトレジスタ11の初段から3段までの初期値としてカ
ウンタ30からの信号に基づいて並列に入力される。同
時にシフトレジスタ11はカウンタ30からの信号によ
り4段目のレジスタに1をセットする。シフトレジスタ
11は排他的論理和31とともに3段のM系列発生器を
構成している。カウンタ30はシフトレジスタ11へ信
号を送ると同時に、4段のシフトレジスタ12へも信号
を送る。シフトレジスタ12はこの信号に基づいて全て
の内容を1にセットする。シフトレジスタ12は排他的
論理和32とともにM系列発生器を構成している。この
2つのM系列発生器は、互いに生成多項式の異なるM系
列を発生するようにあらかじめ結線されており、クロッ
ク源21で駆動されている。クロック源21の発振周波
数はクロック源20の8/3fΔになっている。またカ
ウンタ30はクロック421からのクロック信号を8個
カウントする毎に、レジスタ11に4段目のレジスタを
1にセットして残りの3つのレジスタにレジスタ10の
内容を入力させるセット信号およびレジスタ12にその
全てのレジスタの内容を1にセットするセット信号を出
す。レジスタ11およびレジスタ12はクロック源21
で駆動されて先頭の“′1″に続けて互いに生成多項式
の異なるM系列を発生させ排他的論理和33へ出力する
。3段のM系列の周期は7であり先頭の“1′を含める
と符号語長は8となるので、レジスタ11およびレジス
タ12からは初期値がレジスタ10からロードされる毎
に1周期分の符号語が出力されることになる。レジスタ
11およびレジスタ12から出力された′1”と互いに
生成多項式の異なる1周期分のM系列は、排他的論理和
33により法2の加算が行われ拡散符号として出力され
る。排他的論理和33から出力された拡散符号はレベル
変換器34で°′1”のときには“1”に対応する電圧
に、′0”ときには“−1”に対応する電圧に変換され
た後、発振器22からのキャリア信号と乗算器35で乗
算され、2相位相変調されて出力端子101から出力さ
れる。送信データとレジスタ11およびレジスタ12の
出力と発生される拡散符号との関係を第2図に示す。
第3図は第2の本発明の送信機の実施例である。本実施
例においては、送信すべき2Nビツトのディジタル信号
をN段ゴールド符号発生器を構成する2個のM系列発生
器のN段しジスタの初期値として入力することにより、
伝送情報量を第2図の実施例の送信機を用いた場合の約
2倍にできるという長所を有している。送信信号系列は
端子200から入力され、送信信号のクロック源220
によって駆動される6段のシフトレジスタ210へ順次
入力される。シフトレジスタ210の内容は送信信号6
ビツトがシフトレジスタ210に格納された後に、3ピ
ツI〜づつに分割されそれぞれM系列を発生させる4段
のシフトレジスタ211および4段のシフトレジスタ2
12の初段から3段までの初期値としてカウンタ230
からの信号に基づいて並列に入力される。シフトレジス
タ211は排他的論理和231とともに、またシフトレ
ジスタ212は排他的論理和232とともにそれぞれ3
段のM系列発生器を構成している。この2つのM系列発
生器は、互いに生成多項式の異なるM系列を発生するよ
うにあらかじめ結線されており、クロック源221で駆
動されている。クロック源221の発振周波数はクロッ
ク源220の876倍になっている。またカウンタ23
0はクロック源221からのクロック信号を8個カウン
トする毎に、レジスタ211およびレジスタ212にそ
れぞれ4段目のレジスタに1をセットし、残りの3つの
レジスタにレジスタ210の内容を入力させるセット信
号を出す、レジスタ211およびレジスタ212はクロ
ック源221で駆動されて先頭の“1”に続けて互いに
生成多項式の異なるM系列を発生させ排他的論理和23
3へ出力する。3段のM系列の周期は7であり先頭の“
1”を含めると符号語長は8となるので、レジスタ21
1およびレジスタ212からは初期値がレジスタ210
からロードされる毎に1周期分の符号語が出力されるこ
とになる。レジスタ211およびレジスタ212から出
力された1”と互いに生成多項式の異なる1周期分のM
系列は、排他的論理和233により法2の加算が行われ
拡散符号として出力される。排他的論理和233から出
力された拡散符号はレベル変換器234で“1”のとき
には“1”に対応する電圧に、“0”のときには“−1
″に対応する電圧に変換された後、発振器222からの
キャリア信号と乗算器235で乗算され、2相位相変調
されて出力端子201から出力される。このようにして
異なる初期値から発生される異なるゴールド符号の符号
間の相互相関は、2(N+11/2 (Nが奇数)、ま
たは2(N+21/2 (Nが偶数)を越えないことが
保証されている。
例においては、送信すべき2Nビツトのディジタル信号
をN段ゴールド符号発生器を構成する2個のM系列発生
器のN段しジスタの初期値として入力することにより、
伝送情報量を第2図の実施例の送信機を用いた場合の約
2倍にできるという長所を有している。送信信号系列は
端子200から入力され、送信信号のクロック源220
によって駆動される6段のシフトレジスタ210へ順次
入力される。シフトレジスタ210の内容は送信信号6
ビツトがシフトレジスタ210に格納された後に、3ピ
ツI〜づつに分割されそれぞれM系列を発生させる4段
のシフトレジスタ211および4段のシフトレジスタ2
12の初段から3段までの初期値としてカウンタ230
からの信号に基づいて並列に入力される。シフトレジス
タ211は排他的論理和231とともに、またシフトレ
ジスタ212は排他的論理和232とともにそれぞれ3
段のM系列発生器を構成している。この2つのM系列発
生器は、互いに生成多項式の異なるM系列を発生するよ
うにあらかじめ結線されており、クロック源221で駆
動されている。クロック源221の発振周波数はクロッ
ク源220の876倍になっている。またカウンタ23
0はクロック源221からのクロック信号を8個カウン
トする毎に、レジスタ211およびレジスタ212にそ
れぞれ4段目のレジスタに1をセットし、残りの3つの
レジスタにレジスタ210の内容を入力させるセット信
号を出す、レジスタ211およびレジスタ212はクロ
ック源221で駆動されて先頭の“1”に続けて互いに
生成多項式の異なるM系列を発生させ排他的論理和23
3へ出力する。3段のM系列の周期は7であり先頭の“
1”を含めると符号語長は8となるので、レジスタ21
1およびレジスタ212からは初期値がレジスタ210
からロードされる毎に1周期分の符号語が出力されるこ
とになる。レジスタ211およびレジスタ212から出
力された1”と互いに生成多項式の異なる1周期分のM
系列は、排他的論理和233により法2の加算が行われ
拡散符号として出力される。排他的論理和233から出
力された拡散符号はレベル変換器234で“1”のとき
には“1”に対応する電圧に、“0”のときには“−1
″に対応する電圧に変換された後、発振器222からの
キャリア信号と乗算器235で乗算され、2相位相変調
されて出力端子201から出力される。このようにして
異なる初期値から発生される異なるゴールド符号の符号
間の相互相関は、2(N+11/2 (Nが奇数)、ま
たは2(N+21/2 (Nが偶数)を越えないことが
保証されている。
以上述べた実施例では、1周期のゴールド符号を含む符
号語を送信信号として用いたが、本発明の通信方式にお
いては1周期以上のゴールド符号からなる符号語を送信
信号として用いることも可能である。
号語を送信信号として用いたが、本発明の通信方式にお
いては1周期以上のゴールド符号からなる符号語を送信
信号として用いることも可能である。
(発明の効果)
以上述べたように本発明の送信機を用いれば、従来のス
ペクトラム拡散方式に比べて伝送情報量が多く、しかも
高品質で装置構成の容易なスペク1〜ラム拡散通信方式
を提供することができる。
ペクトラム拡散方式に比べて伝送情報量が多く、しかも
高品質で装置構成の容易なスペク1〜ラム拡散通信方式
を提供することができる。
第1図は第1の本発明の送信機の実施例を示すブロック
図、第2図は本発明の詳細な説明するための図、第3図
は第2の本発明の送信機の実施例を示すブロック図、第
4図は本発明の送信機を用いた通信方式を説明するため
の図である。 図中、10は3段シフトレジスタ、11.12は4段シ
フトレジスタ、20.21はクロック源、22は発振器
、31.32.33は排他的論理和回路、35は乗算器
、210は6段シフトレジスタ、211.212は4段
シフトレジスタ、220.221はクロック源、222
は発振器、231.232.233は排他的論理和回路
、235”’++− 第1図 10.11,12 シフトレジスタ 31.32,33.、、排他的論理和回路20.21
クロック源 22 °°発振器 35 ・・乗算器 第2図 第3図 210.211.212 シフトレジスタ231 、
232 、233 排他的論理和回路235
・乗算器 220.221 ・クロック源222
発振器 第4図
図、第2図は本発明の詳細な説明するための図、第3図
は第2の本発明の送信機の実施例を示すブロック図、第
4図は本発明の送信機を用いた通信方式を説明するため
の図である。 図中、10は3段シフトレジスタ、11.12は4段シ
フトレジスタ、20.21はクロック源、22は発振器
、31.32.33は排他的論理和回路、35は乗算器
、210は6段シフトレジスタ、211.212は4段
シフトレジスタ、220.221はクロック源、222
は発振器、231.232.233は排他的論理和回路
、235”’++− 第1図 10.11,12 シフトレジスタ 31.32,33.、、排他的論理和回路20.21
クロック源 22 °°発振器 35 ・・乗算器 第2図 第3図 210.211.212 シフトレジスタ231 、
232 、233 排他的論理和回路235
・乗算器 220.221 ・クロック源222
発振器 第4図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、下記(a)〜(e)からなることを特徴とするスペ
クトラム拡散信号送信機。 (a)送信ディジタル信号が供給されるN段シフトレジ
スタ、 (b)前記N段シフトレジスタの内容を初期値とする第
1のN段M系列発生器と、初期値を一定とする第2のN
段M系列発生器と、前記第1及び第2のN段M系列発生
器出力が供給される排他的論理和とから構成されるN段
ゴールド符号発生器、 (c)前記N段ゴールド符号発生器のM周期分の出力に
1チップ以上の同一パタンを付加する符号器、 (d)前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 (e)前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器。 2、下記(a)〜(e)からなることを特徴とするスペ
クトラム拡散信号送信機。 (a)送信ディジタル信号が供給される2N段シフトレ
ジスタ、 (b)前記2N段シフトレジスタの内容を初期値とする
第1及び第2のN段M系列発生器と、前記第1及び第2
のN段M系列発生器出力が供給される排他的論理和とか
ら構成されるN段ゴールド符号発生器、 (c)前記N段ゴールド符号発生器のM周期分の出力に
1チップ以上の同一パタンを付加する符号器、 (d)前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 (e)前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61257332A JPS63110837A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | スペクトラム拡散信号送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61257332A JPS63110837A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | スペクトラム拡散信号送信機 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63110837A true JPS63110837A (ja) | 1988-05-16 |
JPH0549140B2 JPH0549140B2 (ja) | 1993-07-23 |
Family
ID=17304889
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61257332A Granted JPS63110837A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | スペクトラム拡散信号送信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63110837A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02218215A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-08-30 | Clarion Co Ltd | 擬似ランダム雑音符号発生器 |
JPH08317469A (ja) * | 1995-05-22 | 1996-11-29 | Nippon Denki Ido Tsushin Kk | コードレス構内電話システム |
JP2006339924A (ja) * | 2005-06-01 | 2006-12-14 | Nec Corp | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
JP2007325071A (ja) * | 2006-06-02 | 2007-12-13 | Netindex Inc | 多重伝送装置、多重伝送装置のタイミング同期回路、および、キャリア位相同期回路、多重伝送方法、並びに、多重伝送方法のタイミング同期方法、および、キャリア位相同期方法 |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7672285B2 (en) * | 2004-06-28 | 2010-03-02 | Dtvg Licensing, Inc. | Method and apparatus for minimizing co-channel interference by scrambling |
US7161988B2 (en) * | 2004-04-12 | 2007-01-09 | The Directv Group, Inc. | Method and apparatus for minimizing co-channel interference |
-
1986
- 1986-10-28 JP JP61257332A patent/JPS63110837A/ja active Granted
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02218215A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-08-30 | Clarion Co Ltd | 擬似ランダム雑音符号発生器 |
JP2577987B2 (ja) * | 1989-02-20 | 1997-02-05 | クラリオン株式会社 | 擬似ランダム雑音符号発生器 |
JPH08317469A (ja) * | 1995-05-22 | 1996-11-29 | Nippon Denki Ido Tsushin Kk | コードレス構内電話システム |
JP2006339924A (ja) * | 2005-06-01 | 2006-12-14 | Nec Corp | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
JP4701840B2 (ja) * | 2005-06-01 | 2011-06-15 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
JP2007325071A (ja) * | 2006-06-02 | 2007-12-13 | Netindex Inc | 多重伝送装置、多重伝送装置のタイミング同期回路、および、キャリア位相同期回路、多重伝送方法、並びに、多重伝送方法のタイミング同期方法、および、キャリア位相同期方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0549140B2 (ja) | 1993-07-23 |
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