JPS63110837A - スペクトラム拡散信号送信機 - Google Patents
スペクトラム拡散信号送信機Info
- Publication number
- JPS63110837A JPS63110837A JP61257332A JP25733286A JPS63110837A JP S63110837 A JPS63110837 A JP S63110837A JP 61257332 A JP61257332 A JP 61257332A JP 25733286 A JP25733286 A JP 25733286A JP S63110837 A JPS63110837 A JP S63110837A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- stage
- register
- shift register
- output
- code
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims abstract description 32
- 239000010931 gold Substances 0.000 claims abstract description 32
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 claims abstract description 32
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 15
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 241000238876 Acari Species 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/10—Code generation
- H04J13/102—Combining codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0007—Code type
- H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker
- H04J13/0029—Gold
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はスペクトラム拡散信号の送信機に関する。
（従来の技術）
情報信号に広帯域の拡散符号を乗じて送信し、受信側で
逆拡散して狭帯域信号に戻す所謂、スペクトラム拡散方
式は干渉特性、耐フエージング性、秘匿性に優れるとい
う長所を有している反面、狭帯域信号を用いる通信方式
に比べ周波数の利用効率が悪い。
逆拡散して狭帯域信号に戻す所謂、スペクトラム拡散方
式は干渉特性、耐フエージング性、秘匿性に優れるとい
う長所を有している反面、狭帯域信号を用いる通信方式
に比べ周波数の利用効率が悪い。
これに対し特願昭６１−０３３；ｌ’８８号明細書［ス
ペクトラム拡散通信方式および受信装置」では、拡散符
号（ゴールド符号）発生器のレジスタに送信すべき情報
を初期値として入力することにより、初期値のビットパ
ターンに１対１に対応する拡散符号を発生させて送信し
、受信機ではこの信号に対し整合フィルタの係数を順次
時間変化させることにより送信される可能性のある全て
の拡散符号のバタンと相関を検出する。整合フィルタの
出力にピーク値の出現する時間位置と送信機の拡散符号
発生器のレジスタの初期値とは１対１に対応するから、
この時間位置を検出することによりレジスタの初期値を
情報として伝送すると、伝送情報量を増加させることが
できる。
ペクトラム拡散通信方式および受信装置」では、拡散符
号（ゴールド符号）発生器のレジスタに送信すべき情報
を初期値として入力することにより、初期値のビットパ
ターンに１対１に対応する拡散符号を発生させて送信し
、受信機ではこの信号に対し整合フィルタの係数を順次
時間変化させることにより送信される可能性のある全て
の拡散符号のバタンと相関を検出する。整合フィルタの
出力にピーク値の出現する時間位置と送信機の拡散符号
発生器のレジスタの初期値とは１対１に対応するから、
この時間位置を検出することによりレジスタの初期値を
情報として伝送すると、伝送情報量を増加させることが
できる。
また情報速度が同一の場合には、従来の拡散符号を乗じ
る方法と比べ、この方法は占有帯域が少なくて済み、そ
の結果ＳＮ比が改善される。
る方法と比べ、この方法は占有帯域が少なくて済み、そ
の結果ＳＮ比が改善される。
（発明が解決しようとする問題点）
ゴールド符号発生器のＮ段しジスタの異なる初期値に対
応する異なる符号語間の相互相関は、位相差のある場合
のＭ系列符号の自己相関と同一であり、−１となるため
に完全に零ではない。自己相関は２’−１であるから、
符号語間の距離は２Ｎとなる。（参考文献アール・ゴー
ルド（Ｒ，Ｇｏｌｄ＞著。
応する異なる符号語間の相互相関は、位相差のある場合
のＭ系列符号の自己相関と同一であり、−１となるため
に完全に零ではない。自己相関は２’−１であるから、
符号語間の距離は２Ｎとなる。（参考文献アール・ゴー
ルド（Ｒ，Ｇｏｌｄ＞著。
「オブティマル バイナリ−シーケンス フォー スプ
レッド スペクトラム マルチプレクシングＪ （Ｏ
ｐｔｉｒｎａｌ Ｂｉｎａｒｙ ５ｅｑｕｅｎｃｅｓ
ｆｏｒ ＳｐｒｅａｄＳｐｅｃｔｒｕｍ Ｍｕｌｔｉｐ
ｌｅｘｉｎｇ）、アイ・イー・イー・イー・ トランザ
クションズ オン インフォメーションセオリー（ＩＥ
ＥＥ Ｔｒａｎｓ、Ｉｎｆｏ、Ｔｈ、）、 １９６７年
１０月号） このように符号語が完全に直交しない外めに、送信側で
ゴールド符号の“′１”を“０”に、０”′を“１”に
反転しても送出できるようにして、相関値の正負も判定
し情報量を増やす場合には、相関値は２Ｎ−１，１，−
１，−２Ｎ÷１のいずれかの値をとるために符号間の距
離が２Ｎ−２に縮まり符号誤り率が劣化する。
レッド スペクトラム マルチプレクシングＪ （Ｏ
ｐｔｉｒｎａｌ Ｂｉｎａｒｙ ５ｅｑｕｅｎｃｅｓ
ｆｏｒ ＳｐｒｅａｄＳｐｅｃｔｒｕｍ Ｍｕｌｔｉｐ
ｌｅｘｉｎｇ）、アイ・イー・イー・イー・ トランザ
クションズ オン インフォメーションセオリー（ＩＥ
ＥＥ Ｔｒａｎｓ、Ｉｎｆｏ、Ｔｈ、）、 １９６７年
１０月号） このように符号語が完全に直交しない外めに、送信側で
ゴールド符号の“′１”を“０”に、０”′を“１”に
反転しても送出できるようにして、相関値の正負も判定
し情報量を増やす場合には、相関値は２Ｎ−１，１，−
１，−２Ｎ÷１のいずれかの値をとるために符号間の距
離が２Ｎ−２に縮まり符号誤り率が劣化する。
またＮ段のゴールド符号発生器から出力される符号語長
は２Ｎ−１チツプと奇数であるために装置の構成上、不
都合な場合がある。例えば送信機に必要な２Ｎ−１段の
カウンタは、一般に２Ｎのカウンタに更に付加的な回路
を必要とし構成が複雑になる。
は２Ｎ−１チツプと奇数であるために装置の構成上、不
都合な場合がある。例えば送信機に必要な２Ｎ−１段の
カウンタは、一般に２Ｎのカウンタに更に付加的な回路
を必要とし構成が複雑になる。
このように符号長は２Ｎチツプの方が、回路構成上都合
が良い。
が良い。
本発明の目的はこれらの問題点を解決した、周波数利用
効率の良いスペクトラム拡散信号の送信機を提供するこ
とにある。
効率の良いスペクトラム拡散信号の送信機を提供するこ
とにある。
（問題を解決するための手段）
第１の本発明の送信機は、
＜ａ）送信ディジタル信号が供給されるＮ段シフトレジ
スタ、 ＜ｂ）前記Ｎ段シフトレジスタの内容を初期値とする第
１のＮ段Ｍ系列発生器と、初期値を一定とする第２のＮ
段Ｍ系列発生器と、前記第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生
器出力が供給される排他的論理和とから構成されるＮ段
ゴールド符号発生器、 （ｃ）前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出力に
１チツプ以上の同一パタンを付加する符号器、 （ｄ）前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 （ｅ）前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器、 とから構成されている。
スタ、 ＜ｂ）前記Ｎ段シフトレジスタの内容を初期値とする第
１のＮ段Ｍ系列発生器と、初期値を一定とする第２のＮ
段Ｍ系列発生器と、前記第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生
器出力が供給される排他的論理和とから構成されるＮ段
ゴールド符号発生器、 （ｃ）前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出力に
１チツプ以上の同一パタンを付加する符号器、 （ｄ）前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 （ｅ）前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器、 とから構成されている。
第２の本発明の送信機は、
（ａ）送信ディジタル信号が供給される２Ｎ段シフトレ
ジスタ、 （ｂ）前記２Ｎ段シフトレジスタの内容を初期値とする
第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生器と、前記第１及び第２
のＮ段Ｍ系列発生器出力が供給される排他的論理和とか
ら構成されるＮ段ゴールド符号発生器、 （ｃ）前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出力に
１チップ以上の同一パタンを付加する符号器、 （ｄ）前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 （ｅ）前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器。
ジスタ、 （ｂ）前記２Ｎ段シフトレジスタの内容を初期値とする
第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生器と、前記第１及び第２
のＮ段Ｍ系列発生器出力が供給される排他的論理和とか
ら構成されるＮ段ゴールド符号発生器、 （ｃ）前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出力に
１チップ以上の同一パタンを付加する符号器、 （ｄ）前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 （ｅ）前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器。
とから構成されている。
（作用）
ゴールド符号は同周期でなおかつ生成多項式の異なる２
つのＭ系列の法２の加算によって得られる系列である。
つのＭ系列の法２の加算によって得られる系列である。
従ってゴールド符号発生器は、２つのＭ系列発生器とそ
の出力を合成する加算器とから構成される。送信すべき
Ｎビットのディジタル信号を、一方のＭ系列発生器のＮ
段しジスタの初期値として入力する。もう一方のＭ系列
発生器のＮ段しジスタの初期値は一定に保ち、常に同じ
Ｍ系列を発生させる。これらのＭ系列発生器の出力の法
２の加算がゴールド符号である。こうすると初期値のＮ
ビットと２Ｎ種のゴールド符号とが１対１に対応する。
の出力を合成する加算器とから構成される。送信すべき
Ｎビットのディジタル信号を、一方のＭ系列発生器のＮ
段しジスタの初期値として入力する。もう一方のＭ系列
発生器のＮ段しジスタの初期値は一定に保ち、常に同じ
Ｍ系列を発生させる。これらのＭ系列発生器の出力の法
２の加算がゴールド符号である。こうすると初期値のＮ
ビットと２Ｎ種のゴールド符号とが１対１に対応する。
しかしこのようにして発生したゴールド符号の符号語長
は２Ｎ−１チツプであり、異なる初期値から発生された
異なる符号語間の相互相関は−１となることが知られて
いる。
は２Ｎ−１チツプであり、異なる初期値から発生された
異なる符号語間の相互相関は−１となることが知られて
いる。
本発明においては、ゴールド符号発生器のＭ周期分の出
力に１チップ以上の同一パタンを付加したものを拡散符
号として用いている。
力に１チップ以上の同一パタンを付加したものを拡散符
号として用いている。
例えば１周期の符号語に“１′°あるいはＯ゛′の１チ
ツプの同一パタンを付加したものを拡散符号として用い
ると、異なる符号語間の相互相関を０とすることが可能
である。なぜなら加えられた１チツプは全ての符号語に
ついて等しいので相互相関の値は１だけ増加し、ゴール
ド符号の相互相関値−１がＯになるからである。このよ
うにして完全に直交した符号を得ることができる。この
符号を用いれば、送信側でゴールド符号の“１″を０”
に、°“０”を′１″に反転しても送出できるよう（ミ
して、相関値の正負も判定し情報量を増やす場合にも、
符号語間の距離は縮まらず符号誤り率の劣化はない。
ツプの同一パタンを付加したものを拡散符号として用い
ると、異なる符号語間の相互相関を０とすることが可能
である。なぜなら加えられた１チツプは全ての符号語に
ついて等しいので相互相関の値は１だけ増加し、ゴール
ド符号の相互相関値−１がＯになるからである。このよ
うにして完全に直交した符号を得ることができる。この
符号を用いれば、送信側でゴールド符号の“１″を０”
に、°“０”を′１″に反転しても送出できるよう（ミ
して、相関値の正負も判定し情報量を増やす場合にも、
符号語間の距離は縮まらず符号誤り率の劣化はない。
この場合、明らかに符号語長は２Ｎチツプとなるために
装置の構成も、２Ｎ−１の場合に比べ簡単になる。
装置の構成も、２Ｎ−１の場合に比べ簡単になる。
また同様のゴールド符号発生器を利用して、更に伝送情
報量を増すことができる。送信すべき２Ｎビツトのディ
ジタル信号を、Ｎビットづつに分割してゴールド符号発
生器を構成する２つのＭ系列発生器のＮ段しジスタの初
期値としてそれぞれ入力する。これらのＭ系列発生器の
出力の法２の加算に１チツプの同一パタンを付加したも
のが送信信号として送信される。このようにすると異な
る初期値から発生される異なる符号どうしは完全に直交
しないが、これらの符号間の相互相関は２（Ｎ＋１ ＋
／２ （Ｎが奇数）、または２ｆＮ＋２１／２ （ｐＪ
が偶数）を越えない。なぜならこのようにして発生され
たゴールド符号の相互相関は、２ｆＮ＋ｌｌ／２−１〜
２（Ｎ＋１１／２−１ （Ｎカ奇数） 、ｔ タけ−２
””２”ｚ−Ｌ 〜２（Ｎ＋２１／２４ （Ｎが偶数）
の範囲内にあることが保証されることが前記文献により
明らかにされているからである。
報量を増すことができる。送信すべき２Ｎビツトのディ
ジタル信号を、Ｎビットづつに分割してゴールド符号発
生器を構成する２つのＭ系列発生器のＮ段しジスタの初
期値としてそれぞれ入力する。これらのＭ系列発生器の
出力の法２の加算に１チツプの同一パタンを付加したも
のが送信信号として送信される。このようにすると異な
る初期値から発生される異なる符号どうしは完全に直交
しないが、これらの符号間の相互相関は２（Ｎ＋１ ＋
／２ （Ｎが奇数）、または２ｆＮ＋２１／２ （ｐＪ
が偶数）を越えない。なぜならこのようにして発生され
たゴールド符号の相互相関は、２ｆＮ＋ｌｌ／２−１〜
２（Ｎ＋１１／２−１ （Ｎカ奇数） 、ｔ タけ−２
””２”ｚ−Ｌ 〜２（Ｎ＋２１／２４ （Ｎが偶数）
の範囲内にあることが保証されることが前記文献により
明らかにされているからである。
（実施例）
次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。第
４図は本発明の送信機を用いた通信方式の概要を示す図
である。送信すべき信号系列は入力端子１００から入力
されＮ段のシフトレジスタ１１０にたくわえられる。次
にシフ■・レジスタ１１０のＮビットのデータは拡散符
号発生器１２０の初期値としてロードされる。拡散符号
発生器１２０はこの初期値に基づいて１周期（２Ｎチツ
プ）の信号を変調器１３０へ送信する。変調器１３０で
は発振器１４０のキャリア周波数で拡散符号発生器１２
０の出力を２相位相変調してアンテナ１５０から送信す
る。
４図は本発明の送信機を用いた通信方式の概要を示す図
である。送信すべき信号系列は入力端子１００から入力
されＮ段のシフトレジスタ１１０にたくわえられる。次
にシフ■・レジスタ１１０のＮビットのデータは拡散符
号発生器１２０の初期値としてロードされる。拡散符号
発生器１２０はこの初期値に基づいて１周期（２Ｎチツ
プ）の信号を変調器１３０へ送信する。変調器１３０で
は発振器１４０のキャリア周波数で拡散符号発生器１２
０の出力を２相位相変調してアンテナ１５０から送信す
る。
受信１１ｍではアンテナ１６０から受信された信号を同
期検波器１７０により同期検波する。直並列変換回路１
８０は同期検波器１７０の出力から１周期分の符号語を
直並列変換して収り出し、１周期の間保持する。直並列
変換回路１８０に保持された受信信号に対し、整合フィ
ルタ１９０はその係数を２Ｎ種の拡散符号の全ての送信
パタンを実現するように時間的に変化させて、受信信号
と拡散符号との相関を計算する。異なる拡散符号間の相
互相関は完全に零であり直交しているため、整合フィル
タの係数が受信信号に一致した時に最大値が出力に現れ
る。つまり整合フィルタの出力が最大値をとる時間は送
信側の拡散符号発生器１２０のレジスタの初期値によっ
て一意的に定まる。従ってこのピークを最大値検出回路
２００で検出しそのときの時間位置を変換回路２１０で
拡散符号発生器の初期値として与えてやればＮビットの
信号を検出することができる。
期検波器１７０により同期検波する。直並列変換回路１
８０は同期検波器１７０の出力から１周期分の符号語を
直並列変換して収り出し、１周期の間保持する。直並列
変換回路１８０に保持された受信信号に対し、整合フィ
ルタ１９０はその係数を２Ｎ種の拡散符号の全ての送信
パタンを実現するように時間的に変化させて、受信信号
と拡散符号との相関を計算する。異なる拡散符号間の相
互相関は完全に零であり直交しているため、整合フィル
タの係数が受信信号に一致した時に最大値が出力に現れ
る。つまり整合フィルタの出力が最大値をとる時間は送
信側の拡散符号発生器１２０のレジスタの初期値によっ
て一意的に定まる。従ってこのピークを最大値検出回路
２００で検出しそのときの時間位置を変換回路２１０で
拡散符号発生器の初期値として与えてやればＮビットの
信号を検出することができる。
次に第４図の概要における送信機のより具体的な実施例
を述べる。実施例は最も簡単なＮ＝３の場合について述
べる。
を述べる。実施例は最も簡単なＮ＝３の場合について述
べる。
第１図は第１の本発明の送信機の実施例を示す図である
。本実施例においては７チツグのゴールド符号に“０”
を付加した８チツプの互いに直交した拡散符号を発生し
ている。実際には回路構成を簡単にするために、ゴール
ド符号に“０”を付加するのではなく、あらかじめゴー
ルド符号を構成する二つの異なるＭ系列にそれぞれ“１
”を加えている。こうして得られる符号は、ゴールド符
号に同一バタン“０゛を加えた符号に等しく、完全に直
交している。
。本実施例においては７チツグのゴールド符号に“０”
を付加した８チツプの互いに直交した拡散符号を発生し
ている。実際には回路構成を簡単にするために、ゴール
ド符号に“０”を付加するのではなく、あらかじめゴー
ルド符号を構成する二つの異なるＭ系列にそれぞれ“１
”を加えている。こうして得られる符号は、ゴールド符
号に同一バタン“０゛を加えた符号に等しく、完全に直
交している。
送信信号系列は端子１００′から入力され、送信信号の
クロック源２０より供給されるクロックによって駆動さ
れる３段のシフトレジスタ１０へ順次入力される。シフ
トレジスタ１０の内容は送信信号３ビツトがシフトレジ
スタ１０に格納された後にＭ系列を発生させる４段のシ
フトレジスタ１１の初段から３段までの初期値としてカ
ウンタ３０からの信号に基づいて並列に入力される。同
時にシフトレジスタ１１はカウンタ３０からの信号によ
り４段目のレジスタに１をセットする。シフトレジスタ
１１は排他的論理和３１とともに３段のＭ系列発生器を
構成している。カウンタ３０はシフトレジスタ１１へ信
号を送ると同時に、４段のシフトレジスタ１２へも信号
を送る。シフトレジスタ１２はこの信号に基づいて全て
の内容を１にセットする。シフトレジスタ１２は排他的
論理和３２とともにＭ系列発生器を構成している。この
２つのＭ系列発生器は、互いに生成多項式の異なるＭ系
列を発生するようにあらかじめ結線されており、クロッ
ク源２１で駆動されている。クロック源２１の発振周波
数はクロック源２０の８／３ｆΔになっている。またカ
ウンタ３０はクロック４２１からのクロック信号を８個
カウントする毎に、レジスタ１１に４段目のレジスタを
１にセットして残りの３つのレジスタにレジスタ１０の
内容を入力させるセット信号およびレジスタ１２にその
全てのレジスタの内容を１にセットするセット信号を出
す。レジスタ１１およびレジスタ１２はクロック源２１
で駆動されて先頭の“′１″に続けて互いに生成多項式
の異なるＭ系列を発生させ排他的論理和３３へ出力する
。３段のＭ系列の周期は７であり先頭の“１′を含める
と符号語長は８となるので、レジスタ１１およびレジス
タ１２からは初期値がレジスタ１０からロードされる毎
に１周期分の符号語が出力されることになる。レジスタ
１１およびレジスタ１２から出力された′１”と互いに
生成多項式の異なる１周期分のＭ系列は、排他的論理和
３３により法２の加算が行われ拡散符号として出力され
る。排他的論理和３３から出力された拡散符号はレベル
変換器３４で°′１”のときには“１”に対応する電圧
に、′０”ときには“−１”に対応する電圧に変換され
た後、発振器２２からのキャリア信号と乗算器３５で乗
算され、２相位相変調されて出力端子１０１から出力さ
れる。送信データとレジスタ１１およびレジスタ１２の
出力と発生される拡散符号との関係を第２図に示す。
クロック源２０より供給されるクロックによって駆動さ
れる３段のシフトレジスタ１０へ順次入力される。シフ
トレジスタ１０の内容は送信信号３ビツトがシフトレジ
スタ１０に格納された後にＭ系列を発生させる４段のシ
フトレジスタ１１の初段から３段までの初期値としてカ
ウンタ３０からの信号に基づいて並列に入力される。同
時にシフトレジスタ１１はカウンタ３０からの信号によ
り４段目のレジスタに１をセットする。シフトレジスタ
１１は排他的論理和３１とともに３段のＭ系列発生器を
構成している。カウンタ３０はシフトレジスタ１１へ信
号を送ると同時に、４段のシフトレジスタ１２へも信号
を送る。シフトレジスタ１２はこの信号に基づいて全て
の内容を１にセットする。シフトレジスタ１２は排他的
論理和３２とともにＭ系列発生器を構成している。この
２つのＭ系列発生器は、互いに生成多項式の異なるＭ系
列を発生するようにあらかじめ結線されており、クロッ
ク源２１で駆動されている。クロック源２１の発振周波
数はクロック源２０の８／３ｆΔになっている。またカ
ウンタ３０はクロック４２１からのクロック信号を８個
カウントする毎に、レジスタ１１に４段目のレジスタを
１にセットして残りの３つのレジスタにレジスタ１０の
内容を入力させるセット信号およびレジスタ１２にその
全てのレジスタの内容を１にセットするセット信号を出
す。レジスタ１１およびレジスタ１２はクロック源２１
で駆動されて先頭の“′１″に続けて互いに生成多項式
の異なるＭ系列を発生させ排他的論理和３３へ出力する
。３段のＭ系列の周期は７であり先頭の“１′を含める
と符号語長は８となるので、レジスタ１１およびレジス
タ１２からは初期値がレジスタ１０からロードされる毎
に１周期分の符号語が出力されることになる。レジスタ
１１およびレジスタ１２から出力された′１”と互いに
生成多項式の異なる１周期分のＭ系列は、排他的論理和
３３により法２の加算が行われ拡散符号として出力され
る。排他的論理和３３から出力された拡散符号はレベル
変換器３４で°′１”のときには“１”に対応する電圧
に、′０”ときには“−１”に対応する電圧に変換され
た後、発振器２２からのキャリア信号と乗算器３５で乗
算され、２相位相変調されて出力端子１０１から出力さ
れる。送信データとレジスタ１１およびレジスタ１２の
出力と発生される拡散符号との関係を第２図に示す。
第３図は第２の本発明の送信機の実施例である。本実施
例においては、送信すべき２Ｎビツトのディジタル信号
をＮ段ゴールド符号発生器を構成する２個のＭ系列発生
器のＮ段しジスタの初期値として入力することにより、
伝送情報量を第２図の実施例の送信機を用いた場合の約
２倍にできるという長所を有している。送信信号系列は
端子２００から入力され、送信信号のクロック源２２０
によって駆動される６段のシフトレジスタ２１０へ順次
入力される。シフトレジスタ２１０の内容は送信信号６
ビツトがシフトレジスタ２１０に格納された後に、３ピ
ツＩ〜づつに分割されそれぞれＭ系列を発生させる４段
のシフトレジスタ２１１および４段のシフトレジスタ２
１２の初段から３段までの初期値としてカウンタ２３０
からの信号に基づいて並列に入力される。シフトレジス
タ２１１は排他的論理和２３１とともに、またシフトレ
ジスタ２１２は排他的論理和２３２とともにそれぞれ３
段のＭ系列発生器を構成している。この２つのＭ系列発
生器は、互いに生成多項式の異なるＭ系列を発生するよ
うにあらかじめ結線されており、クロック源２２１で駆
動されている。クロック源２２１の発振周波数はクロッ
ク源２２０の８７６倍になっている。またカウンタ２３
０はクロック源２２１からのクロック信号を８個カウン
トする毎に、レジスタ２１１およびレジスタ２１２にそ
れぞれ４段目のレジスタに１をセットし、残りの３つの
レジスタにレジスタ２１０の内容を入力させるセット信
号を出す、レジスタ２１１およびレジスタ２１２はクロ
ック源２２１で駆動されて先頭の“１”に続けて互いに
生成多項式の異なるＭ系列を発生させ排他的論理和２３
３へ出力する。３段のＭ系列の周期は７であり先頭の“
１”を含めると符号語長は８となるので、レジスタ２１
１およびレジスタ２１２からは初期値がレジスタ２１０
からロードされる毎に１周期分の符号語が出力されるこ
とになる。レジスタ２１１およびレジスタ２１２から出
力された１”と互いに生成多項式の異なる１周期分のＭ
系列は、排他的論理和２３３により法２の加算が行われ
拡散符号として出力される。排他的論理和２３３から出
力された拡散符号はレベル変換器２３４で“１”のとき
には“１”に対応する電圧に、“０”のときには“−１
″に対応する電圧に変換された後、発振器２２２からの
キャリア信号と乗算器２３５で乗算され、２相位相変調
されて出力端子２０１から出力される。このようにして
異なる初期値から発生される異なるゴールド符号の符号
間の相互相関は、２（Ｎ＋１１／２ （Ｎが奇数）、ま
たは２（Ｎ＋２１／２ （Ｎが偶数）を越えないことが
保証されている。
例においては、送信すべき２Ｎビツトのディジタル信号
をＮ段ゴールド符号発生器を構成する２個のＭ系列発生
器のＮ段しジスタの初期値として入力することにより、
伝送情報量を第２図の実施例の送信機を用いた場合の約
２倍にできるという長所を有している。送信信号系列は
端子２００から入力され、送信信号のクロック源２２０
によって駆動される６段のシフトレジスタ２１０へ順次
入力される。シフトレジスタ２１０の内容は送信信号６
ビツトがシフトレジスタ２１０に格納された後に、３ピ
ツＩ〜づつに分割されそれぞれＭ系列を発生させる４段
のシフトレジスタ２１１および４段のシフトレジスタ２
１２の初段から３段までの初期値としてカウンタ２３０
からの信号に基づいて並列に入力される。シフトレジス
タ２１１は排他的論理和２３１とともに、またシフトレ
ジスタ２１２は排他的論理和２３２とともにそれぞれ３
段のＭ系列発生器を構成している。この２つのＭ系列発
生器は、互いに生成多項式の異なるＭ系列を発生するよ
うにあらかじめ結線されており、クロック源２２１で駆
動されている。クロック源２２１の発振周波数はクロッ
ク源２２０の８７６倍になっている。またカウンタ２３
０はクロック源２２１からのクロック信号を８個カウン
トする毎に、レジスタ２１１およびレジスタ２１２にそ
れぞれ４段目のレジスタに１をセットし、残りの３つの
レジスタにレジスタ２１０の内容を入力させるセット信
号を出す、レジスタ２１１およびレジスタ２１２はクロ
ック源２２１で駆動されて先頭の“１”に続けて互いに
生成多項式の異なるＭ系列を発生させ排他的論理和２３
３へ出力する。３段のＭ系列の周期は７であり先頭の“
１”を含めると符号語長は８となるので、レジスタ２１
１およびレジスタ２１２からは初期値がレジスタ２１０
からロードされる毎に１周期分の符号語が出力されるこ
とになる。レジスタ２１１およびレジスタ２１２から出
力された１”と互いに生成多項式の異なる１周期分のＭ
系列は、排他的論理和２３３により法２の加算が行われ
拡散符号として出力される。排他的論理和２３３から出
力された拡散符号はレベル変換器２３４で“１”のとき
には“１”に対応する電圧に、“０”のときには“−１
″に対応する電圧に変換された後、発振器２２２からの
キャリア信号と乗算器２３５で乗算され、２相位相変調
されて出力端子２０１から出力される。このようにして
異なる初期値から発生される異なるゴールド符号の符号
間の相互相関は、２（Ｎ＋１１／２ （Ｎが奇数）、ま
たは２（Ｎ＋２１／２ （Ｎが偶数）を越えないことが
保証されている。
以上述べた実施例では、１周期のゴールド符号を含む符
号語を送信信号として用いたが、本発明の通信方式にお
いては１周期以上のゴールド符号からなる符号語を送信
信号として用いることも可能である。
号語を送信信号として用いたが、本発明の通信方式にお
いては１周期以上のゴールド符号からなる符号語を送信
信号として用いることも可能である。
（発明の効果）
以上述べたように本発明の送信機を用いれば、従来のス
ペクトラム拡散方式に比べて伝送情報量が多く、しかも
高品質で装置構成の容易なスペク１〜ラム拡散通信方式
を提供することができる。
ペクトラム拡散方式に比べて伝送情報量が多く、しかも
高品質で装置構成の容易なスペク１〜ラム拡散通信方式
を提供することができる。
第１図は第１の本発明の送信機の実施例を示すブロック
図、第２図は本発明の詳細な説明するための図、第３図
は第２の本発明の送信機の実施例を示すブロック図、第
４図は本発明の送信機を用いた通信方式を説明するため
の図である。 図中、１０は３段シフトレジスタ、１１．１２は４段シ
フトレジスタ、２０．２１はクロック源、２２は発振器
、３１．３２．３３は排他的論理和回路、３５は乗算器
、２１０は６段シフトレジスタ、２１１．２１２は４段
シフトレジスタ、２２０．２２１はクロック源、２２２
は発振器、２３１．２３２．２３３は排他的論理和回路
、２３５”’＋＋− 第１図 １０．１１，１２ シフトレジスタ ３１．３２，３３．、、排他的論理和回路２０．２１
クロック源 ２２ °°発振器 ３５ ・・乗算器 第２図 第３図 ２１０．２１１．２１２ シフトレジスタ２３１ 、
２３２ 、２３３ 排他的論理和回路２３５
・乗算器 ２２０．２２１ ・クロック源２２２
発振器 第４図
図、第２図は本発明の詳細な説明するための図、第３図
は第２の本発明の送信機の実施例を示すブロック図、第
４図は本発明の送信機を用いた通信方式を説明するため
の図である。 図中、１０は３段シフトレジスタ、１１．１２は４段シ
フトレジスタ、２０．２１はクロック源、２２は発振器
、３１．３２．３３は排他的論理和回路、３５は乗算器
、２１０は６段シフトレジスタ、２１１．２１２は４段
シフトレジスタ、２２０．２２１はクロック源、２２２
は発振器、２３１．２３２．２３３は排他的論理和回路
、２３５”’＋＋− 第１図 １０．１１，１２ シフトレジスタ ３１．３２，３３．、、排他的論理和回路２０．２１
クロック源 ２２ °°発振器 ３５ ・・乗算器 第２図 第３図 ２１０．２１１．２１２ シフトレジスタ２３１ 、
２３２ 、２３３ 排他的論理和回路２３５
・乗算器 ２２０．２２１ ・クロック源２２２
発振器 第４図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、下記（ａ）〜（ｅ）からなることを特徴とするスペ
クトラム拡散信号送信機。 （ａ）送信ディジタル信号が供給されるＮ段シフトレジ
スタ、 （ｂ）前記Ｎ段シフトレジスタの内容を初期値とする第
１のＮ段Ｍ系列発生器と、初期値を一定とする第２のＮ
段Ｍ系列発生器と、前記第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生
器出力が供給される排他的論理和とから構成されるＮ段
ゴールド符号発生器、 （ｃ）前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出力に
１チップ以上の同一パタンを付加する符号器、 （ｄ）前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 （ｅ）前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器。 ２、下記（ａ）〜（ｅ）からなることを特徴とするスペ
クトラム拡散信号送信機。 （ａ）送信ディジタル信号が供給される２Ｎ段シフトレ
ジスタ、 （ｂ）前記２Ｎ段シフトレジスタの内容を初期値とする
第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生器と、前記第１及び第２
のＮ段Ｍ系列発生器出力が供給される排他的論理和とか
ら構成されるＮ段ゴールド符号発生器、 （ｃ）前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出力に
１チップ以上の同一パタンを付加する符号器、 （ｄ）前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変換器
、 （ｅ）前記レベル変換器の出力に対して変調をおこなう
変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61257332A JPS63110837A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | スペクトラム拡散信号送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61257332A JPS63110837A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | スペクトラム拡散信号送信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63110837A true JPS63110837A (ja) | 1988-05-16 |
| JPH0549140B2 JPH0549140B2 (ja) | 1993-07-23 |
Family
ID=17304889
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61257332A Granted JPS63110837A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | スペクトラム拡散信号送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63110837A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02218215A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-08-30 | Clarion Co Ltd | 擬似ランダム雑音符号発生器 |
| JPH08317469A (ja) * | 1995-05-22 | 1996-11-29 | Nippon Denki Ido Tsushin Kk | コードレス構内電話システム |
| JP2006339924A (ja) * | 2005-06-01 | 2006-12-14 | Nec Corp | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
| JP2007325071A (ja) * | 2006-06-02 | 2007-12-13 | Netindex Inc | 多重伝送装置、多重伝送装置のタイミング同期回路、および、キャリア位相同期回路、多重伝送方法、並びに、多重伝送方法のタイミング同期方法、および、キャリア位相同期方法 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7672285B2 (en) * | 2004-06-28 | 2010-03-02 | Dtvg Licensing, Inc. | Method and apparatus for minimizing co-channel interference by scrambling |
| US7161988B2 (en) * | 2004-04-12 | 2007-01-09 | The Directv Group, Inc. | Method and apparatus for minimizing co-channel interference |
-
1986
- 1986-10-28 JP JP61257332A patent/JPS63110837A/ja active Granted
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02218215A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-08-30 | Clarion Co Ltd | 擬似ランダム雑音符号発生器 |
| JP2577987B2 (ja) * | 1989-02-20 | 1997-02-05 | クラリオン株式会社 | 擬似ランダム雑音符号発生器 |
| JPH08317469A (ja) * | 1995-05-22 | 1996-11-29 | Nippon Denki Ido Tsushin Kk | コードレス構内電話システム |
| JP2006339924A (ja) * | 2005-06-01 | 2006-12-14 | Nec Corp | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
| JP4701840B2 (ja) * | 2005-06-01 | 2011-06-15 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
| JP2007325071A (ja) * | 2006-06-02 | 2007-12-13 | Netindex Inc | 多重伝送装置、多重伝送装置のタイミング同期回路、および、キャリア位相同期回路、多重伝送方法、並びに、多重伝送方法のタイミング同期方法、および、キャリア位相同期方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0549140B2 (ja) | 1993-07-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5204877A (en) | Spread spectrum modulating device | |
| US6606344B2 (en) | Method and apparatus for generating complex four-phase sequences for a CDMA communication system | |
| EP0542894A1 (en) | Novel spread spectrum codec apparatus and method | |
| AU738415B2 (en) | A method and an arrangement for despreading a coded sequence in a communication system | |
| US6212219B1 (en) | Spread spectrum communication system | |
| RU2236087C2 (ru) | Устройство и способ кодирования в системе связи мдкр | |
| JP3556461B2 (ja) | Ｍ系列の位相シフト係数算出方式 | |
| KR100449546B1 (ko) | 코드선택 코드분할 다중접속 변복조 방법 및 그것을구현한 장치 | |
| JPS63110837A (ja) | スペクトラム拡散信号送信機 | |
| RU2691733C1 (ru) | Устройство формирования и обработки широкополосных сигналов | |
| KR100671854B1 (ko) | 코드 위상 설정 방법 및 장치 | |
| JPH0577223B2 (ja) | ||
| KR100327856B1 (ko) | M계열을 임의로 쉬프트하는 회로 및 방법 | |
| Chakrabarti et al. | Design of sequences with specified autocorrelation and cross correlation | |
| RU2262201C1 (ru) | Способ формирования сигнала в мобильной системе связи с временным разделением каналов | |
| KR950003473B1 (ko) | 부호 분할 다중 접속방식용 부호열 발생방법 | |
| RU2231220C1 (ru) | Способ передачи дискретной информации в радиолинии с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты | |
| RU2205510C1 (ru) | Способ передачи дискретной информации в радиолинии с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты | |
| KR200305642Y1 (ko) | 단확산 부호 발생장치 | |
| Sestacova et al. | Comparative analysis of pseudorandom sequences using modified Barker codes and M–sequences of the same length | |
| Enomoto et al. | Properties of the pseudo-ternary M-sequences | |
| JPS60223361A (ja) | スペクトラム拡散方式 | |
| JPH09162846A (ja) | スペクトラム拡散方式による伝送システム | |
| Kim | System performance criteria in CDMA networks using gold codes | |
| Rice | Sequence generation and detection for high data rate spread spectrum networks |