JP2639195B2 - 誘導加熱用インバータの出力制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、加熱コイルにより被加熱体を誘導加熱す
る際に、インバータから加熱コイルへの出力を制御する
誘導加熱用インバータの出力制御装置に関する。

〔従来の技術〕 第７図は誘導加熱用インバータの出力を制御する従来
例を示した回路図である。

電磁調理器やビレットヒータなどでは、加熱コイルに
高周波の交流電力を印加し、この加熱コイルに発生する
交番磁束でビレットなどの金属片や鍋などを誘導加熱す
るのであるが、このような誘導加熱用電源として、第７
図に示す回路のインバータを使用する。

この第７図に示す従来例回路は、交流電源２からの交
流電力を整流器３で直流電力に変換し、平滑コンデンサ
４でリップル分を吸収・除去したのち、インバータ、す
なわちトランジスタ5Pとダイオード6Pとの逆並列接続で
構成したＰ側アームと、トランジスタ5Nとダイオード6N
との逆並列接続で構成したＮ側アームとをスイッチング
させることにより、平滑直流電力を高周波数の交流電力
に変換する。そしてこの交流電力をコンデンサ7Pと7Nお
よび加熱コイル８に印加する。

加熱コイル８はこの高周波数交流電力により交番磁束
を生じ、被加熱体としての金属片９を誘導加熱する。

第８図は誘導加熱部分の等価回路をあらわした回路図
であって、第８図（イ）に示すコンデンサ7P,7Nと加熱
コイル８および金属片９は第８図（ロ）に示す等価回路
であらわすことができる。ここで21は等価変圧器、22は
等価抵抗である。

この第８図（ロ）に示す等価回路は、インダクタンス
とキャパシタンスおよび抵抗で構成した直列共振回路で
ある。よってコンデンサ7P,7NのキャパシタンスをＣ、
加熱コイル８のインダクタンスをＬ、等価抵抗22の抵抗
値をＲ、インバータ出力交流の周波数をｆ、インバータ
出力電圧をV_oとすると、インバータ出力電流I_oは（１）
式であらわすことができる。

すなわち、出力電圧V_oが一定であっても、周波数ｆを
変化させれば出力電流I_oを調節できることがわかる。

第７図に示す従来例回路は、周波数ｆの変化により出
力電流I_oを調節できるようにしている回路であって、周
波数が高いときに出力電流I_oが小で、周波数を低下させ
ることで出力電流I_oが増大する制御を行う。そのため
に、変流器11で検出した出力電流I_oを全波整流器12を通
して得た電流検出値Ｉと、電流設定器13が出力する電流
指令値Ｉ^＊との偏差を加算器14で演算し、その偏差値を
電流調節器15に入力する。電流調節器15は、入力偏差を
零にするべく周波数指令値ｆ^＊を電圧−周波数変換回路
（以下ではV/F回路と略記する）16に出力し、このV/F回
路16は入力する周波数指令値ｆ^＊が小のときは高い周波
数の周波数パルスｆを出力し、周波数指令値ｆ^＊が大き
くなるのに従って、周波数パルスｆの周波数を低下させ
る。ベース駆動回路17は、この周波数パルスｆに対応し
てトランジスタ5P,5Nをオンオフ動作させるベース信号
を出力する。

第９図は第７図に示す従来例回路に使用しているV/F
回路の構成をあらわした回路図であって、３角波発生手
段としての鋸歯状波発生回路16Aとコンパレータ16Bとが
V/F回路16の主要な構成要素である。

第10図は第９図に示すV/F回路の動作をあらわした動
作波形図であって、第10図（イ）はコンパレータ16Bに
入力する周波数指令値ｆ^＊と鋸歯状波Ａの変化、第10図
（ロ）はコンパレータ16Bが出力する周波数パルスｆの
変化、第10図（ハ）はトランジスタ5Pの動作信号、第10
図（ニ）はトランジスタ5Nの動作信号を、それぞれがあ
らわしている。

この第10図であきらかなように、鋸歯状波発生回路16
Aは傾斜が一定の鋸歯状波Ａを出力しているので、周波
数指令値ｆ^＊の値が小さいときは周波数パルスｆの周期
が短くなり、逆に周波数指令値ｆ^＊の値が大になれば周
波数パルスｆの周期は長くなっている。

第７図で記述の従来例回路では、インバータ出力電圧
V_oが出力電流すなわち加熱コイル８に流れる電流I_oより
も進み位相で動作する場合と、電圧V_oが電流I_oよりも遅
れ位相で動作する場合の、２つのモードがある。

第11図は電圧V_oが電流I_oよりも進み位相のモードを示
した動作波形図であって、第11図（イ）は加熱コイル８
の電圧V_oの波形と電流I_oの波形、第11図（ロ）はトラン
ジスタ5Pの動作信号、第11図（ハ）はトランジスタ5Nの
動作信号、第11図（ニ）はインバータのＰ側アーム電流
波形、すなわちトランジスタ5Pとダイオード6Pの電流波
形、第11図（ホ）はインバータのＮ側アーム電流波形、
すなわちトランジスタ5Nとダイオード6Nの電流波形をそ
れぞれがあらわしている。なおγは電圧V_oと電流I_oとの
位相差（進み）である。

この第11図に示す進み位相モードでは、トランジスタ
5Pと5Nは、いずれも加熱コイル電流I_oの向きが反転する
前に遮断されている。すなわちトランジスタ5Pが遮断さ
れると、電流I_oはダイオード6Nに転流し、このダイオー
ド6Nに電流I_oが流れている状態でトランジスタ5Nがオン
となる。このようにトランジスタ5Nは零電圧でのオンと
なるし、同様にトランジスタ5Pも零電圧でオンとなる。
それ故進み位相モードではオン時のスイッチング損失は
発生しない。

第12図は電圧V_oが電流I_oよりも遅れ位相のモードを示
した動作波形図であるが、この第12図（イ）、（ロ）、
（ハ）、（ニ）および（ホ）に示す動作波形の説明は、
前述した第11図（イ）、（ロ）、（ハ）、（ニ）および
（ホ）と同じであるから、個々の説明は省略する。なお
γは電圧V_oと電流I_oとの位相差（遅れ）である。

この第12図に示す遅れ位相モードでは、トランジスタ
5Pと5Nの電流は、いずれも加熱コイル電流I_oの向きが反
転した瞬間にダイオード6Pと6Nに転流する。そして、た
とえばダイオード6Pに電流I_oが流れている状態でトラン
ジスタ5Nがオンとなるが、このときダイオード6Pが逆回
復するまでは、Ｐ側アームとＮ側アームとが同時にオン
してしまうことになり、一時的に電源短絡を生じ、損失
が極めて大となるばかりでなく、素子を破損するおそれ
もある。このような現象はダイオード6Nについても発生
する。

上述した理由により、誘導加熱用インバータでは、そ
の出力電圧V_oが常に電流I_oよりも進み位相の状態で運転
しなければならない。

〔発明が解決しようとする課題〕

第13図は誘導加熱用インバータの一般的は負荷特性を
あらわしたグラフであって、横軸はスイッチング周波数
ｆを、縦軸は加熱コイル電流I_oをあらわしている。また
このグラフに記載の曲線Ｌは金属片９が低温度時（すな
わち加熱初期）のスイッチング周波数ｆと加熱コイル電
流I_oとの関係であり、曲線Ｈは金属片９が高温度時（す
なわち通常運転時）のｆとI_oとの関係を示している。

この第13図に示すように、高温度時すなわち曲線Ｈの
特性のときは、スイッチング周波数f_OHが共振周波数で
あって、このときに電流I_oが最大となる。またこの共振
周波数f_OHよりも高い周波数領域（斜線で示した部分）
は、前述した位相差γが進みの領域であって、インバー
タを安定して運転できる。しかし共振周波数f_OHよりも
低い周波数領域は、位相差γが遅れの領域であり、前述
した理由により、ここでの運転は避けなければならな
い。

一方、低温度時すなわち曲線Ｌの特性のときは、スイ
ッチング周波数f_OLが共振周波数であり、これよりも高
い周波数領域では位相差γは進みであって運転可能であ
るが、f_OLよりも低い周波数領域は位相差γが遅れの領
域であることから、ここでの運転は避けなければならな
い。

曲線Ｈ、曲線Ｌいずれの場合でも、位相差γが進み
で、インバータが安定に運転できる領域では、スイッチ
ング周波数ｆを上昇させれば電流I_oは減少し、ｆを下降
させればI_oが増大するのは、この第13図のグラフからも
あきらかである。それ故V/F回路16の特性は第10図で該
述したように、上述した特性に適合している。

ところで、誘導加熱用インバータを高い効率で運転さ
せるためには、共振周波数よりも僅かに高い周波数で運
転するのが最適である。第13図の曲線Ｈではａ点、すな
わち共振周波数f_OHよりも僅かに高いf_Hなる周波数で運
転すれば、位相差γは進みであり、電流I_oもほぼ最大値
である。

しかしながら、この運転周波数f_Hは、加熱初期で金属
片９の温度が低い場合には、曲線Ｌの共振周波数f_OLよ
りもはるかに高い周波数のb₁点での運転になることか
ら、電流I_oの値も共振周波数f_OLでの電流値にくらべて
大幅に小さい。そのために金属片９を所定温度までに上
昇させるのに長時間を必要とする不都合がある。

そこで、低温度時の共振周波数f_OLよりも僅かに高いf
_Lなる周波数にすればｂ点での運転になることから、曲
線Ｌで流し得る最大電流に近い電流が流れ、金属片９を
所定温度まで上昇させる時間を短縮することができる。

しかしながら、このf_Lなる周波数で運転を続けて金属
片９が高温度になると、曲線Ｈ上のa₂点で運転をするこ
とになる。これは位相差γが遅れの領域であって、ここ
での運転によりインバータが破損するおそれがある。

そこでこのような不具合を回避するために金属片９の
温度を検出し、この検出温度の変化に対応して共振周波
数が変化するのを検出する方法もあるが、温度検出装置
が必要であって高価になることと、わざわざ温度検出装
置を設置しても、金属片９の材質や寸法が異なると特性
曲線が変化するので、位相差γが遅れの領域で運転する
おそれは依然として存在する。

上述した各種の不都合を回避するには、全周波数範囲
において位相差γが常に進みであるように位相角制御装
置を設ければよいが、そのための費用が高価になるし、
周波数が高い領域では位相差γを検出するのが困難にな
るなどの不都合がある。

そこでこの発明の目的は、被加熱体の材質や寸法は勿
論のことで、その温度がどのように変化しても、誘導加
熱用インバータの出力電圧が常に出力電流よりも進み位
相となる運転をさせることで、インバータの破損を未然
に防止しようとするものである。

〔課題を解決するための手段〕

上記の目的を達成するために、この発明の出力制御装
置は、直流を交流に変換するインバータの出力電流検出
値と電流指令値との偏差を入力する電流調節手段と、こ
の電流調節手段が出力する周波数指令値と３角波発生手
段が出力する３角波とを比較して、前記周波数指令値が
大のときは周期の長い周波数パルスを出力するととも
に、周波数指令値が小さくなるに従って短い周期の周波
数パルスを出力する電圧−周波数変換手段とを備え、こ
の電圧−周波数変換手段が出力する周波数パルスに対応
した周波数の交流を出力する前記インバータは、その交
流出力をコンデンサと加熱コイルとに印加し、この加熱
コイルが発生する交番磁束で被加熱体を誘導加熱してい
る誘導加熱用インバータの出力制御装置において、前記
インバータの出力電流検出値の全波整流波形と平均電流
波形とを比較して、両者の大小関係が反転する時点でパ
ルスを発生するパルス発生手段と、このパルス発生手段
の発生パルスと前記電流調節手段が出力する周波数指令
値とを重畳して合成周波数指令値を発生する合成手段
と、この合成周波数指令値と前記３角波発生手段からの
３角波とを比較して周波数パルスを発生する前記電圧−
周波数変換手段とを備え、この電圧−周波数変換手段が
出力する周波数パルスに対応して周波数の交流を前記イ
ンバータから出力させるものとする。

〔作用〕

この発明は、インバータ出力電流の全波整流波形と平
均電流波形とを比較して、両者の大小関係が反転する時
点、すなわち出力電流が零になる少し前に位相角制限用
のパルスを発生させ、このパルスと電流調節器が出力す
る周波数指令値とを合成し、この合成周波数指令値と３
角波との比較により、周波数指令値が小のときは短い周
期の周波数のパルスを、また周波数指令値が増大するに
つれて長い周期の周波数パルスを出力するのであるが、
位相角制限用パルスの効果により、周波数指令値がある
程度以上大になっても、周波数パルスの周期が長くなる
のを抑制している。その結果周波数パルスの周期が増大
して（すなわち出力周波数が低下して）電圧よりも電流
の位相が遅れる不安定領域での運転を未然に防止するも
のである。

〔実施例〕

第１図は本発明の実施例をあらわした回路図である
が、この第１図に示す実施例回路に記載の交流電源２、
整流器３、平滑コンデンサ４、インバータを構成してい
るトランジスタ5P,5Nとダイオード6P,6N、コンデンサ7
P,7N、加熱コイル８、被加熱体としての金属片９、変流
器11、全波整流器12、電流設定器13、加算器14、電流調
節器15、V/F回路16およびベース駆動回路17の名称・用
途・機能は、第７図で既述の従来例回路のものと同じで
あるから、これらの説明は省略する。

本発明においては、インバータ出力電流I_oを全波整流
器12により全波整流した波形Ｉと、この全波整流波形Ｉ
をフィルタ31を通過させることで得た平均電流波形と
をコンパレータ32に入力して、両者の大小関係を比較す
る。このコンパレータ32からは、比較した結果としてC_o
なる短形波を出力するが、この短形波C_oをパルス整形回
路33に入力して、全波整流波形Ｉが減少して平均電流波
形よりも小さくなる時点を検出し、この時点でγ_Ｌな
るパルスを出力させると、このγ_Ｌなるパルスの出力時
点からやや遅れて全波整流波形Ｉが零、すなわち出力電
流I_oが零となる。

このようにして得られたγ_Ｌなるパルス信号と、電流
調節器15が出力する周波数指令値ｆ^＊とを加算器34にお
いて加算し、その加算結果をV/F回路16に入力させて周
波数パルスｆを発生させることにより、インバータ出力
電圧V_oを常に出力電流I_oよりも進み位相に維持すること
ができる。

第２図は第１図に示す実施例回路における本発明の部
分の構成をあらわした回路図である。

この第２図に示すように、全波整流波形Ｉと、この全
波整流波形Ｉを１次遅れのフィルタ31を通過することで
得られる平均電流波形とをコンパレータ32に入力さ
せ、このコンパレータ32から出力する短形波C_oを、バッ
ファ33Aを含んでいるパルス整形回路33を通過させるこ
とで、常時はＰ電位であり、全波整流波形Ｉが平均電流
波形よりも小さくなる時点でのみＭ電位となるγ_Ｌな
るパルス信号を出力する。

一方、電流調節器15はその出力の最小値がＮ電位であ
って、Ｐ電位に向って上昇する周波数指令値ｆ^＊を出力
するので、これらｆ^＊とγ_Ｌとを加算した合成周波数指
令値ｆ^＊＋γ_ＬをV/F回路16へ入力させている。

第３図は本発明による合成周波数指令値の発生状況を
あらわした波形図であって、第３図（イ）は電流調節器
15が出力する周波数指令値ｆ^＊の変化、第３図（ロ）は
パルス整形回路33が出力するパルス信号γ_Ｌの変化、第
３図（ハ）はこの両者を加算した合成周波数信号ｆ^＊＋
γ_Ｌの変化をそれぞれがあらわしている。なおこの第３
図では左側はインバータ出力周波数が高く、右方ほど周
波数が低下している場合を示している。

この第３図であきらかなように、出力周波数が高い場
合には、合成周波数指令値ｆ^＊＋γ_Ｌにはγ_Ｌなるパル
ス信号の影響はあらわれないが、右方すなわち出力周波
数が低下するのに従って、合成周波数指令値ｆ^＊＋γ_Ｌ
にはγ_Ｌなるパルス信号の影響はあらわれている。

第４図は本発明の効果をあらわしたグラフであって、
横軸はインバータの出力周波数ｆ、縦軸は出力電流I_oを
あらわしており、Ｈは金属片９が高温度時の特性曲線で
あり、Ｌは金属片９が低温度時の特性曲線である。

本発明によれば、誘導加熱インバータの運転を開始し
て、まだ金属片９が低温度のときはｂ点で運転するが温
度が上昇するのに従って、図示の１点鎖線に従って運転
状態が変化し、常にγが進み領域にあるようにしてい
る。

第５図は本発明の効果を説明する第１の波形図であっ
て、第５図（イ）はコンパレータ32に入力する電流の全
波整流波形Ｉと平均電流波形、第５図（ロ）はコンパ
レータ32から出力する短形波C_oの波形、第５図（ハ）は
パルス整形回路33から出力するγ_Ｌなるパルス信号、第
５図（ニ）はV/F回路16に入力する合成周波数指令値ｆ
^＊＋γ_Ｌの波形と鋸歯状波Ａの波形、第５図（ホ）はV/
F回路16が出力する周波数パルスｆ、第５図（ヘ）はト
ランジスタ5Pの動作信号、第５図（ト）はトランジスタ
5Nの動作信号をそれぞれがあらわしている。またこの第
５図の左半分は第４図のｂ点すなわち低温度時での運転
の場合を、右半分は第４図のａ点すなわち高温度時での
運転の場合である。

この第５図（ニ）に示すように、低温度時は鋸歯状波
Ａと、合成周波数指令値ｆ^＊＋γ_Ｌのうちの周波数指令
値ｆ^＊とにより周波数パルスを決定しているが、高温度
時は鋸歯状波Ａと、合成周波数指令値ｆ^＊＋γ_Ｌのうち
のγ_Ｌにより周波数パルスｆを発生する時点が規制され
るために、つねにγなる進み位相になることがわかる。

第６図は本発明の効果を説明する第２の波形図である
が、この第６図（イ）、（ロ）、（ハ）、（ニ）、
（ホ）、（ヘ）および（ト）に示す波形の説明は、前述
した第５図（イ）、（ロ）、（ハ）、（ニ）、（ホ）、
（ヘ）および（ト）と同じであるから、これらの説明は
省略する。なおこの第６図左側部分は第４図のa₄点すな
わち高温度時で電流I_oが少ない場合、第６図中央部分は
第４図のa₃点すなわち高温度時で電流I_oが中程度の場
合、第６図右側部分は第４図のａ点すなわち高温度時で
電流I_oが大の場合の運転をそれぞれがあらわしている。

この第６図において、金属片９が高温度であり、運転
周波数が高く電流I_oが少い場合、すなわちa₄点での運転
と、周波数が少し低下して電流I_oが少し増加した場合、
すなわちa₃点での運転とは、従来とかわらないが、更に
周波数を低下して電流I_oを増した場合には、合成周波数
指令値ｆ^＊＋γ_Ｌのうちのγ_Ｌなるパルス信号の効果に
より、V/F回路16が出力する周波数パルスｆの周期が所
定値以上に長くなるのを抑制している。

すなわち共振周波数f_OHよりも周波数が低くなるのを
防止しているので、遅れ位相運転になるのが回避でき
る。

〔発明の効果〕

この発明によれば、誘導加熱用インバータの出力電流
の全波整流波形と平均電流波形とを比較し、パルス整形
回路を付加することで、出力電流が零になる時点よりも
少し前の時点をγ_Ｌなるパルス信号で検出し、共振周波
数付近で運転するときはこのパルス信号γ_Ｌにより出力
周波数の周期が長くなるのを抑制して、電圧が電流より
も遅れ位相となる危険領域での運転を回避するようにし
ている。その結果、被加熱体の温度検出装置や、遅れ位
相での運転を回避するための位相検出装置などの高価な
装置を使用することなく、確実に電圧が電流よりも進み
位相となる運転をすることができ、インバータの破損を
回避できる効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例をあらわした回路図、第２図は
第１図に示す実施例回路における本発明の部分の構成を
あらわした回路図、第３図は本発明による合成周波数指
令値の発生状況をあらわした波形図、第４図は本発明の
効果をあらわしたグラフ、第５図は本発明の効果を説明
する第１の波形図、第６図は本発明の効果を説明する第
２の波形図、第７図は誘導加熱用インバータの出力を制
御する従来例を示した回路図、第８図は誘導加熱部分の
等価回路をあらわした回路図、第９図は第７図に示す従
来例回路に使用しているV/F回路の構成をあらわした回
路図、第10図は第９図に示すV/F回路の動作をあらわし
た動作波形図、第11図は電圧V_oが電流I_oよりも進み位相
のモードを示した動作波形図、第12図は電圧V_oが電流I_o
よりも遅れ位相のモードを示した動作波形図、第13図は
誘導加熱用インバータの一般的な負荷特性をあらわした
グラフである。 ２……交流電源、３……整流器、４……平滑コンデン
サ、5P,5N……トランジスタ、6P,6N……ダイオード、7
P,7N……コンデンサ、８……加熱コイル、９……被加熱
体としての金属片、11……変流器、12……全波整流器、
13……電流設定器、14,34……加算器、15……電流調節
器、16……V/F回路、16A……鋸歯状波発生回路、16B,32
……コンパレータ、17……ベース駆動回路、21……等価
変圧器、22……等価抵抗、31……フィルタ、33……パル
ス整形回路、33A……バッファ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 白石 博隆 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 (56)参考文献 特開 昭60−180478（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−24987（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−8289（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流を交流に変換するインバータの出力電
   流検出値と電流指令値との偏差を入力する電流調節手段
   と、この電流調節手段が出力する周波数指令値と３角波
   発生手段が出力する３角波とを比較して、前記周波数指
   令値が大のときは周期の長い周波数パルスを出力すると
   ともに、周波数指令値が小さくなるに従って短い周期の
   周波数パルスを出力する電圧−周波数変換手段とを備
   え、この電圧−周波数変換手段が出力する周波数パルス
   に対応した周波数の交流を出力する前記インバータは、
   その交流出力をコンデンサと加熱コイルとに印加し、こ
   の加熱コイルが発生する交番磁束で被加熱体を誘導加熱
   している誘導加熱用インバータの出力制御装置におい
   て、前記インバータの出力電流検出値の全波整流波形と
   平均電流波形とを比較して、両者の大小関係が反転する
   時点でパルスを発生するパルス発生手段と、このパルス
   発生手段の発生パルスと前記電流調節手段が出力する周
   波数指令値とを重畳して合成周波数指令値を発生する合
   成手段と、この合成周波数指令値と前記３角波発生手段
   からの３角波とを比較して周波数パルスを発生する前記
   電圧−周波数変換手段とを備え、この電圧−周波数変換
   手段が出力する周波数パルスに対応した周波数の交流を
   前記インバータから出力させることを特徴とする誘導加
   熱用インバータの出力制御装置。