JPS6234414A - Triangular wave oscillation circuit - Google Patents
Triangular wave oscillation circuitInfo
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- JPS6234414A JPS6234414A JP60173864A JP17386485A JPS6234414A JP S6234414 A JPS6234414 A JP S6234414A JP 60173864 A JP60173864 A JP 60173864A JP 17386485 A JP17386485 A JP 17386485A JP S6234414 A JPS6234414 A JP S6234414A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、たとえば1端子型の集積回路化発振回路とし
て使用されるシュミットトリガ型の三角波発振回路に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a Schmitt trigger type triangular wave oscillation circuit used as, for example, a one-terminal type integrated circuit oscillation circuit.
第3図は従来の集積回路(IC)化されたl端子凰の三
角波発振回路を示しており、差動増幅型の電圧比較用の
差動対トランジスタQleQ!と、上記トランジスタQ
sのコレクタ電流によシ駆動される入力トランジスタQ
3および第1.第2の出力トランジスタQ4 − Qs
を有、 するカレントハラ−回路31と、外部の定電
圧源32から定電圧vrが印加される定電圧端子33と
、前記トランジスタQ!のベースとの間に接続され九直
列抵抗R1+R1と、この直列抵抗R,,R,の相互接
続点と接地端子34との間に接続されて前記カレントミ
ラー回路3Zの第1の出力トランジスタQ4の出力がベ
ースに与えられるスイッチングトランジスタQ6と、前
記定電圧端子33と前記トランジスタQ3のベースとの
間に接続された抵抗R3と、上記トランジスタQsのベ
ースと前記接地端子34との間に接続された直列抵抗R
4、R,と、この直列抵抗R4+ RSの相互接続点と
接地端子34との間に接続されて前記カレントミラー回
路31の第2の出力トランジスタQsの出力がベースに
与えられるスイッチングトランジスタQ7と、前記トラ
ンジスタQ!のベースに接続された出力端子35に外付
は接続される発振用容量Cと、前記トランジスタQすの
コレクタおよびカレントミラー回路31に接続された電
源端子36と、前記差動対トランジスタQ1+Q2のエ
ミ、り共通接続点と接地端子34との間に接続された定
電流源36とからなる。FIG. 3 shows a conventional integrated circuit (IC) L terminal triangular wave oscillation circuit, in which a differential pair transistor QleQ! for differential amplification voltage comparison is shown. and the above transistor Q
An input transistor Q driven by a collector current of s
3 and 1st. Second output transistor Q4 - Qs
A current Haller circuit 31 having: a constant voltage terminal 33 to which a constant voltage vr is applied from an external constant voltage source 32; and the transistor Q! nine series resistors R1+R1 connected between the base of the current mirror circuit 3Z, and the first output transistor Q4 of the current mirror circuit 3Z connected between the interconnection point of the series resistors R, , R, and the ground terminal 34. a switching transistor Q6 whose output is given to its base; a resistor R3 connected between the constant voltage terminal 33 and the base of the transistor Q3; and a resistor R3 connected between the base of the transistor Qs and the ground terminal 34. Series resistance R
4, R, and a switching transistor Q7 which is connected between the interconnection point of the series resistor R4+RS and the ground terminal 34, and whose base is supplied with the output of the second output transistor Qs of the current mirror circuit 31; The transistor Q! An oscillation capacitor C externally connected to an output terminal 35 connected to the base of the transistor Q, a power supply terminal 36 connected to the collector of the transistor Q and the current mirror circuit 31, and an emitter of the differential pair transistors Q1+Q2 , and a constant current source 36 connected between the common connection point and the ground terminal 34.
上記1端子型の三角波発振回路において、トランジスタ
Q1のベース電位■、がトランジスタQ1のベース電位
v1より低い場合には、トランジスタQlはオフ状態、
トランジスタQlはオン状態であり、カレントミラー回
路31およびスイッチングトランジスタQ6+Q7はそ
れぞれオフ状態である。このとき、トランジスタQ!の
ベース電位は高レベルであシ、その値VB(H)は
となっている。In the one-terminal type triangular wave oscillation circuit described above, when the base potential ■ of the transistor Q1 is lower than the base potential v1 of the transistor Q1, the transistor Ql is in an off state;
Transistor Ql is in an on state, and current mirror circuit 31 and switching transistors Q6+Q7 are each in an off state. At this time, transistor Q! The base potential of is at a high level, and its value VB(H) is.
この状態のとき、トランジスタQ1のベース電位vAは
容量Cが抵抗R1+R1を介して定電圧源32よシ充電
されることによシ上昇し、このベース電位vAが前記ト
ランジスタQzのR−スミ位V、(H)と同等の大きさ
になると、トランジスタQ1がオン状態に反転し、カレ
ントハラ−回路31もオン状態に反転し、スイッチング
トランジスタQs = Qy もオン状態に反転する。In this state, the base potential vA of the transistor Q1 rises as the capacitor C is charged by the constant voltage source 32 via the resistor R1+R1, and this base potential vA rises to the R-segment potential V of the transistor Qz. , (H), the transistor Q1 is turned on, the current Haller circuit 31 is also turned on, and the switching transistor Qs = Qy is also turned on.
これによって、トランジスタQ!のベース電位は直ちに
低レベルになり、その値Vm (t、)はとなる。ここ
で、R,アはトランジスタQ7のオン抵抗であって、一
般にRs + R4* Rg K比べて非常に小さいの
で
Vl(if) > Vll(L) −
(3)となる。したがって、上記状態(トランジスタQ
1がオン、トランジスタQ1がオフ)を維持する正帰還
作用が働く。By this, transistor Q! The base potential of Vm immediately becomes a low level, and its value Vm (t,) becomes. Here, R, A is the on-resistance of the transistor Q7, and is generally very small compared to Rs + R4 * Rg K, so Vl(if) > Vll(L) −
(3) becomes. Therefore, the above state (transistor Q
1 is on and transistor Q1 is off).
一方、上述したようにスイッチングトランジスタQ6が
オン状態になると、トランジスタQsのベース電位vA
は、抵抗R,およびトランジスタQ6のオン抵抗R1−
を介して容量Cの電荷が放電されるので低下を始める。On the other hand, when the switching transistor Q6 is turned on as described above, the base potential vA of the transistor Qs
is the resistance R and the on-resistance R1- of the transistor Q6
Since the charge in the capacitor C is discharged through the capacitor C, it starts to decrease.
このベース電位V、が前記ベース電位Vl(L)以下に
なると、トランジスタQlがオフ状態に反転し、カレン
トミラー回路31およびスイッチングトランジスタQs
、Qγがそれぞれオフ状態に反転するので、トランジ
スタQ!のベース電位は再び前記Vm(g)になってト
ランジスタQ3がオン状態になシ、トランジスタQ1の
ベース電位vAは再び充電によシ上昇し始める。When this base potential V becomes equal to or lower than the base potential Vl (L), the transistor Ql is inverted to the off state, and the current mirror circuit 31 and the switching transistor Qs
, Qγ are each inverted to the off state, so that the transistor Q! The base potential of the transistor Q3 becomes the Vm(g) again and the transistor Q3 is turned on, and the base potential vA of the transistor Q1 starts to rise again due to charging.
上述したような動作を繰シ返すことにより発振が行なわ
れ、出力端子35には第4図に示すような波形の発振出
力が得られる。ここで、発振振@vo、cは
vOIC” ”1(H) −vl(L)=Vr(H−L
) ・・・(4)1 )H)L
・・・(7)である。また、発振周
期Tは容量Cの充電モードの期間をT!、放電モードの
期間をT、で表わすと
’r=’rt+’r。Oscillation is performed by repeating the above-described operations, and an oscillation output having a waveform as shown in FIG. 4 is obtained at the output terminal 35. Here, the oscillation @vo,c is vOIC""1(H) -vl(L)=Vr(H-L
)...(4)1)H)L
...(7). Also, the oscillation period T is the period of the charging mode of the capacitor C! , the period of discharge mode is expressed as T, 'r='rt+'r.
である。It is.
しかし、上記のようにCR時定数を用いた充放電によっ
て得られる発振出力は、正確な三角波とならないだけで
なく、放電経路にスイッチングトランジスタQ6のオン
抵抗RQ6が入シ、また差動トランジスタQt t Q
* Kよる電圧比較動作の基準電圧となるベース電位V
Bの低レベルVB(L)もスイ、テングトランジスタQ
7のオン抵抗RQ、の影響を受ける。上記オン抵抗RQ
81Rq7は、定電圧源32の電位変化、各抵抗R1〜
R,の抵抗値変化、トランジスタQa 、 Qrの特性
の変化およびこれらの温度特性の影響を免れることがで
きず、これに伴って発振出力の振幅Mo1eや周期Tが
変動するという欠点がある。However, the oscillation output obtained by charging and discharging using the CR time constant as described above not only does not become an accurate triangular wave, but also has the on-resistance RQ6 of the switching transistor Q6 in the discharge path, and the differential transistor Qt t Q
*Base potential V serving as the reference voltage for voltage comparison operation using K
The low level VB (L) of B is also smooth, and the length transistor Q
It is affected by the on-resistance RQ of 7. Above on-resistance RQ
81Rq7 is the potential change of the constant voltage source 32, each resistor R1~
It is impossible to avoid the effects of changes in the resistance value of R, changes in the characteristics of the transistors Qa and Qr, and their temperature characteristics, and there is a drawback that the amplitude Mo1e and period T of the oscillation output fluctuate accordingly.
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、その目的
とするところは、正確な三角波発振波形が得られ、発振
振幅や発振周期を正確かつ簡単に設定し得ると共に安定
化でき、しかも発振振幅や発振周期に所望の温度特性を
持たせることが可能となる三角波発振回路を提供するこ
とにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and its purpose is to obtain an accurate triangular oscillation waveform, to be able to accurately and easily set the oscillation amplitude and oscillation period, and to stabilize the oscillation. An object of the present invention is to provide a triangular wave oscillation circuit that allows amplitude and oscillation period to have desired temperature characteristics.
即ち、本発明の三角波発振回路は、差動対トランジスタ
の一方のベースと定電圧端子との間に抵抗を接続し、こ
の抵抗に定電流を流すが流さないかによりて上記ベース
の電位を切シ換え、前記差動対トランジスタの他方のベ
ースと接地端との間に容量を接続し、この容量を同じ定
電流によシ充放電させるようにしてなることを特徴とす
るものである。That is, in the triangular wave oscillation circuit of the present invention, a resistor is connected between one base of a differential pair transistor and a constant voltage terminal, and the potential of the base is cut off depending on whether a constant current is caused to flow through this resistor or not. In other words, a capacitor is connected between the other base of the differential pair transistors and the ground terminal, and this capacitor is charged and discharged with the same constant current.
このように容量が定電流によシ充放電されることにより
正確な三角波発振波形が得られる。By charging and discharging the capacitor with a constant current in this manner, an accurate triangular wave oscillation waveform can be obtained.
また、発振振幅は定電流および抵抗の値によシ決まるヒ
ステリシス電圧幅に等しくな9、正確に設定可能である
。また、発振周期は抵抗および容量の値のみによシ簡単
かつ正確に設定可能であシ、所望の温度特性を持たせる
ことが可能である。Furthermore, the oscillation amplitude can be accurately set to be equal to the hysteresis voltage width determined by the constant current and the resistance value. Further, the oscillation period can be easily and accurately set only by the values of resistance and capacitance, and it is possible to provide desired temperature characteristics.
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第1図は集積回路化された1端子型の三角波発振回路を
示し【おシ、1は電源端子、2は定電圧端子、3は接地
端子、4は出力端子であ−るQ1+ Q!は差動対をな
す差動増幅用のNPN形トランジスタであシ、その二i
ツタ共通接続点は定電流源5を介して接地端子3に接続
されている。第1のカレントハラ−回路6は、PNP形
の入力トランジスタQl 、出力トランジスタQ4を有
しておシ、その入力トランジスタQ3は電源端子1と前
記差動増幅用のトランジスタQ1のコレクタとの間に接
続されておシ、その出力トランジスタQ4の工ばツタは
電源端子IK接続されている。第2のカレン)fラー回
路7は、PNP形の入力トランジスタQs、出力トラン
ジスタQ・を有しておシ、その入力トランジスタQlは
電源端子lと前記差動増幅用のトランジスタQsのコレ
クタとの間に接続されてお)、その出力トランジスタQ
6の工i、夕は電源端子1に接続され、そのコレクタ、
が前記差動増幅用のトランジスタQ1のベースに接続さ
れて第1の負帰還ループを形成している。第3のカレン
トミラー回路8は、NPN形の入力トランジスタQ1.
2個の出力゛トランジスタQs+Q9を有しておシ、そ
の入力トランジスタQ7は前記第1のカレン)fラー回
路6の出力トランジスタQ4のコレクタと接地端子3と
の間に接続されておシ、前記出力トランジスタQ8は前
記差動増幅用のトランジスタQ1のベースと接地端子3
との間に接続されて第2の負帰還ループを形成しておシ
、前記出力トランジスタQ書は前記差動増幅用のトラン
ジスタQ!のベースと接地端子3との間に接続されて正
帰還ループを形成している。そして、前記差動増幅用の
トランジスタQ2のベースと定電圧端子2との間には抵
抗Rが接続されておシ、この定電圧端子2には定電圧源
9から定電圧vrが印加される。また、前記差動増幅用
のトランジスタQ1のベースは出力端子4に接続されて
おり、この出力端子4は発振用容icを介して接地され
ている。Figure 1 shows a one-terminal triangular wave oscillator circuit integrated into an integrated circuit. are NPN type transistors for differential amplification forming a differential pair.
The ivy common connection point is connected to the ground terminal 3 via a constant current source 5. The first current Haller circuit 6 has a PNP type input transistor Ql and an output transistor Q4, and the input transistor Q3 is connected between the power supply terminal 1 and the collector of the differential amplification transistor Q1. The terminal of the output transistor Q4 is connected to the power supply terminal IK. The second current circuit 7 has a PNP type input transistor Qs and an output transistor Q, and the input transistor Ql is connected between the power supply terminal l and the collector of the differential amplification transistor Qs. ), its output transistor Q
No. 6 is connected to power supply terminal 1, and its collector,
is connected to the base of the differential amplification transistor Q1 to form a first negative feedback loop. The third current mirror circuit 8 includes NPN type input transistors Q1.
It has two output transistors Qs+Q9, the input transistor Q7 of which is connected between the collector of the output transistor Q4 of the first current transistor 6 and the ground terminal 3; The output transistor Q8 connects the base of the differential amplification transistor Q1 and the ground terminal 3.
The output transistor Q is connected between the differential amplification transistor Q! to form a second negative feedback loop. and the ground terminal 3 to form a positive feedback loop. A resistor R is connected between the base of the differential amplification transistor Q2 and a constant voltage terminal 2, and a constant voltage vr is applied to this constant voltage terminal 2 from a constant voltage source 9. . Further, the base of the differential amplification transistor Q1 is connected to an output terminal 4, and this output terminal 4 is grounded via an oscillation capacitor IC.
上記構成の回路において、いま、トランジスタQ1のベ
ース電位v1がトランジスタQ1のベース電位■2よシ
低いとすると、トランジスタQ1はオフ状態、トランジ
スタQzはオン状態であり、第2のカレントハラ−回路
7は上記トランジスタQ2のコレクタ電流によジオン状
態に駆動され、第1のカレントスラー回路6および第3
のカレン)<ラー回路8はオフ状態である。したがって
、このときトランジスタQ9はオフ状態であり、このと
きのトランジスタQ!のベース電位Vz (11)はほ
ぼ定電圧■1に等し〜1゜
Vg(H)ごvr ・・・(9)上記状態
のとき、トランジスタQ6がオフ状態、トランジスタQ
@がオン状態であるので、容量Cは第2のカレントミラ
ー回路7の出力電流I、によシ充電される。ここで、上
記出力電流工6は第2のカレントミラー回路7の入力電
流に等しく、この入力電流はトランジスタQ2のオン電
流、つまシ定電流源5の定電流IOに等しいので、トラ
ンジスタQlのベース電位v1は時間tと共に直線的に
増加し、ベース電位v1の増加分をΔVlで表わすと次
式が成り立つ。In the circuit configured as described above, if the base potential v1 of the transistor Q1 is now lower than the base potential 2 of the transistor Q1, the transistor Q1 is in the off state, the transistor Qz is in the on state, and the second current Haller circuit 7 is driven to the Zion state by the collector current of the transistor Q2, and the first current slurry circuit 6 and the third
The circuit 8 is in the off state. Therefore, the transistor Q9 is in an off state at this time, and the transistor Q! The base potential Vz (11) is approximately equal to a constant voltage ■1 ~ 1°Vg (H) vr...(9) In the above state, transistor Q6 is off, transistor Q
Since @ is in the on state, the capacitor C is charged by the output current I of the second current mirror circuit 7. Here, the output current 6 is equal to the input current of the second current mirror circuit 7, and since this input current is equal to the on-current of the transistor Q2 and the constant current IO of the constant current source 5, the base of the transistor Ql The potential v1 increases linearly with time t, and when the increase in the base potential v1 is expressed as ΔVl, the following equation holds true.
t−l5= t−l6=C−ΔV、 、−・αQそ
して、上記ベース電位v1が前記ベース電位V!(11
)と同等まで増加すると、トランジスタQ1のコレクタ
電流が流れ始め、これによりて第1のカレントはラー回
路6、第3のカレントミラー回路8に電流が流れ始め、
トランジスタQ−がオン状態になり、トランジスタQ!
のベース電位が低下して低レベルVz(b) Kなる正
帰還動作が行なわれる。このとき、上記トランジスタQ
9の電流I9はトランジスタQ1の電流、つまシ定電流
源5の定電施工・に等しいので、トランジスタQzのベ
ース電位V!の変化ΔV!(ヒステリシス電圧幅)は
ΔV! = Vz (a) −Vg (L)=v、 −
(vr−I、xR)
: I、 X R・・・α■
となる。同時に、)ランノスタQ!がオフ状態になシ、
第2のカレントスラー回路7がオフ状態になり、これに
対して第3のカレントスラー回路8の出力トランジスタ
Q8はオン状態であってその電流工8は前記定電流I、
に等しいので、トランジスタQ1のベース電位vlは時
間tと共に直線的に低下し、ベース電位v1の減少分を
−Δ■1で表わすと次式が成シ立っ。t-l5=t-l6=C-ΔV, , -.alpha.Q, and the base potential v1 is the base potential V! (11
), the collector current of the transistor Q1 starts to flow, and as a result, the first current starts to flow to the error circuit 6, the third current mirror circuit 8,
Transistor Q- turns on, and transistor Q!
A positive feedback operation is performed in which the base potential of Vz(b)K decreases to a low level Vz(b)K. At this time, the transistor Q
Since the current I9 of 9 is equal to the current of the transistor Q1 and the constant current of the constant current source 5, the base potential of the transistor Qz is V! Change in ΔV! (Hysteresis voltage width) is ΔV! = Vz (a) −Vg (L)=v, −
(vr-I, xR): I, X R...α■. At the same time) Rannosta Q! is off,
The second current slurry circuit 7 is in the off state, whereas the output transistor Q8 of the third current slurry circuit 8 is in the on state, and the current generator 8 is connected to the constant current I,
Therefore, the base potential vl of the transistor Q1 decreases linearly with time t, and when the decrease in the base potential v1 is expressed as -Δ■1, the following equation holds true.
t・(−x、)=t−(−工・)=cx (−ΔVt)
−t#そして、上記ベース電位v1が前記ベース電
位’h(L)と同等まで低下すると、再びトランジスタ
Q1がオフ状態、第1のカレントスラー回路6、第3の
カレントスラー回路8がそれぞれオフ状態になシ、トラ
ンジスタQ!のベース電位が再びハイレベルVz(II
)になる正帰還動作が行なわれる。このとき、トランジ
スタQ2はオン状態になり、第2のカレントミラー回路
7もオン状態にな夛、容fkCは再び電流Is(”Io
)によシ充電される。t・(-x,)=t-(-technical・)=cx (-ΔVt)
-t# Then, when the base potential v1 falls to the same level as the base potential 'h(L), the transistor Q1 is turned off again, and the first current slurry circuit 6 and the third current slurry circuit 8 are respectively turned off. Nashi, Transistor Q! The base potential of is again at high level Vz(II
), a positive feedback operation is performed. At this time, the transistor Q2 is turned on, the second current mirror circuit 7 is also turned on, and the capacitor fkC is again changed to the current Is("Io
) will be charged.
上述したような動作を繰夛返すことによシ発振が行なわ
れ、出力端子4には第2図に示すような波形の発振出力
が得られる。この場合、容′!tCが同じ定電流IoK
よシ充電または放電されるので、正確な三角波形が得ら
れる。また、発振出力の振幅V。a、はヒステリシス電
圧幅に等しく、
vollC” Vz(a) −Vl(L)=IoXR・
・・(至)
であシ、定電施工@および抵抗Rの値によシ簡単かつ正
確に設定可能である。ここで、定電流源5および抵抗B
を集積回路化した場合、一般表わされるので、
となり、抵抗Rの値にばらつきが生じても抵抗比R/R
oは一定になるので、発振振幅V。、Cは安定である。By repeating the above-described operations, oscillation is performed, and an oscillation output having a waveform as shown in FIG. 2 is obtained at the output terminal 4. In this case, Yong'! Constant current IoK with the same tC
Since the battery is charged or discharged frequently, an accurate triangular waveform can be obtained. Also, the amplitude V of the oscillation output. a is equal to the hysteresis voltage width, volC” Vz(a) −Vl(L)=IoXR・
...(to) It is possible to easily and accurately set the values of the gate, constant current construction@, and resistance R. Here, constant current source 5 and resistor B
When it is integrated into an integrated circuit, it is generally expressed as follows, and even if the value of resistance R varies, the resistance ratio
Since o is constant, the oscillation amplitude V. , C are stable.
この場合、抵抗凡の温度特性を選定することにより、発
振振幅に所望の温度特性を持たせることができる。また
、発振出力の周期Tは、容itCの充電モード期間Tl
と放電モード期間T2との和で求まシ、
’r:=’rl +’rI
=2xcxR=−64
であり、容量Cおよび抵抗Rの値のみによシ簡単かつ正
確に設定可能であシ、定電流源電施工・中電源電圧等に
関係なく安定である。この場合、容量C1抵抗Rの温度
特性を選定することによシ、発振周期Tの温度特性を設
定可能である。In this case, by selecting the temperature characteristics of the resistor, the oscillation amplitude can be given a desired temperature characteristic. Moreover, the period T of the oscillation output is the charging mode period Tl of the capacity itC.
and discharge mode period T2, 'r:='rl +'rI =2xcxR=-64', and can be easily and accurately set using only the values of capacitance C and resistance R. It is stable regardless of constant current power supply construction, medium power supply voltage, etc. In this case, by selecting the temperature characteristics of the capacitor C1 and the resistor R, the temperature characteristics of the oscillation period T can be set.
上述したように本発明の三角波発振回路は、正確な三角
波発振波形が得られ、発振振幅や発振周期を正確かつ簡
単に設定し得ると共に安定化でき、しかも発振振幅や発
振周期に所望の温度特性を持たせることが可能であ)、
l端子型集積回路化発振回路として実現するのに好適で
ある。As described above, the triangular wave oscillation circuit of the present invention can obtain an accurate triangular wave oscillation waveform, can accurately and easily set the oscillation amplitude and oscillation period, and can be stabilized, and also has the desired temperature characteristics for the oscillation amplitude and oscillation period. ),
It is suitable for implementation as an l-terminal type integrated circuit oscillator circuit.
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の三角波発振回路の一実施例を示す回路
図、第2図は第1図の回路の動作波形を示す図、第3図
は従来の三角波発振回路を示す回路図、第4図は第3図
の回路の動作波形を示す図である。
Ql、Q!・・・差動対トランジスタsQs〜Q9・・
・トランジスタ、R・・・抵抗、C・・・容量、2・・
・定電圧端子、3・・・接地端子、4・・・出力端子、
5・・・定電流源、6・・・第1のカレン)fラ−回路
、7・・・第2のカレントミラー回路、8・・・第3の
カレン2ラ一回路、9・・・定電圧源。
出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1図
第2図[Brief Description of the Drawings] Fig. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the triangular wave oscillation circuit of the present invention, Fig. 2 is a diagram showing operating waveforms of the circuit of Fig. 1, and Fig. 3 is a diagram showing a conventional triangular wave oscillation circuit. A circuit diagram showing the circuit, FIG. 4 is a diagram showing operating waveforms of the circuit of FIG. 3. Ql, Q! ...Differential pair transistors sQs~Q9...
・Transistor, R...Resistance, C...Capacitance, 2...
・Constant voltage terminal, 3...ground terminal, 4...output terminal,
5... Constant current source, 6... 1st current mirror circuit, 7... 2nd current mirror circuit, 8... 3rd current mirror circuit, 9... Constant voltage source. Applicant's representative Patent attorney Takehiko Suzue Figure 1 Figure 2
Claims (2)
の差動対トランジスタQ_1、Q_2のエミッタ共通接
続点に接続された定電流源と、前記トランジスタQ_1
のコレクタ電流が入力となる第1のカレントミラー回路
6と、前記トランジスタQ_2のコレクタ電流が入力と
なり、その出力が前記トランジスタQ_1のベースに接
続される第2のカレントミラー回路7と、前記第1のカ
レントミラー回路6の出力電流が入力となり、その第1
の出力が前記トランジスタQ_1のベースに接続され、
その第2の出力が前記トランジスタQ_2のベースに接
続される第3のカレントミラー回路8と、前記トランジ
スタQ_2のベースに一端が接続された抵抗Rと、この
抵抗Rの他端に接続される定電圧源と、前記トランジス
タQ_1のベースと接地端との間に接続される容量Cと
を具備してなることを特徴とする三角波発振回路。(1) Transistors Q_1 and Q_2 forming a differential pair, a constant current source connected to the common emitter connection point of the differential pair transistors Q_1 and Q_2, and the transistor Q_1
a first current mirror circuit 6 whose input is the collector current of the transistor Q_2; a second current mirror circuit 7 whose input is the collector current of the transistor Q_2 and whose output is connected to the base of the transistor Q_1; The output current of the current mirror circuit 6 becomes the input, and the first
the output of is connected to the base of the transistor Q_1,
A third current mirror circuit 8 whose second output is connected to the base of the transistor Q_2, a resistor R whose one end is connected to the base of the transistor Q_2, and a constant resistor R whose other end is connected to the base of the transistor Q_2. A triangular wave oscillation circuit comprising a voltage source and a capacitor C connected between the base of the transistor Q_1 and a ground terminal.
なることを特徴とする前記特許請求の範囲第1項記載の
三角波発振回路。(2) The triangular wave oscillation circuit according to claim 1, wherein the circuit other than the constant voltage source and the capacitor C is formed into an integrated circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60173864A JPS6234414A (en) | 1985-08-07 | 1985-08-07 | Triangular wave oscillation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60173864A JPS6234414A (en) | 1985-08-07 | 1985-08-07 | Triangular wave oscillation circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6234414A true JPS6234414A (en) | 1987-02-14 |
JPH053933B2 JPH053933B2 (en) | 1993-01-18 |
Family
ID=15968551
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60173864A Granted JPS6234414A (en) | 1985-08-07 | 1985-08-07 | Triangular wave oscillation circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6234414A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01103313A (en) * | 1987-10-16 | 1989-04-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Oscillator |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56130U (en) * | 1980-06-19 | 1981-01-06 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5236566A (en) * | 1975-09-18 | 1977-03-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Method and device for deep drawing of metal foil |
-
1985
- 1985-08-07 JP JP60173864A patent/JPS6234414A/en active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56130U (en) * | 1980-06-19 | 1981-01-06 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01103313A (en) * | 1987-10-16 | 1989-04-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Oscillator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH053933B2 (en) | 1993-01-18 |
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