JPS6229234A - 秘話装置 - Google Patents
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- JPS6229234A JPS6229234A JP60168225A JP16822585A JPS6229234A JP S6229234 A JPS6229234 A JP S6229234A JP 60168225 A JP60168225 A JP 60168225A JP 16822585 A JP16822585 A JP 16822585A JP S6229234 A JPS6229234 A JP S6229234A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は秘話装置に関し、特に入力音声信号をスペクト
ル包絡パラメータと残差波形とで代表してその秘話化を
図るアナログ型の秘話装置における再生音質の改善に関
する。
ル包絡パラメータと残差波形とで代表してその秘話化を
図るアナログ型の秘話装置における再生音質の改善に関
する。
入力音声信号をそのまま送信側から受信側に伝送する代
りにこれをスペクトル包絡パラメータと残差波形とで表
現しこ′ｆ″Ｌヲ伝送することによって通話内容の秘匿
化を図るアナログ型の秘話装置は各運用分野で多用され
つつある。
りにこれをスペクトル包絡パラメータと残差波形とで表
現しこ′ｆ″Ｌヲ伝送することによって通話内容の秘匿
化を図るアナログ型の秘話装置は各運用分野で多用され
つつある。
この種の秘話装置は秘匿性が高く、まｔ比較的劣悪な回
線でも使用に耐える通信内容が確保できるなどの特徴を
反映して特に短波回線の秘話化等の利用分野で重用され
つつある。
線でも使用に耐える通信内容が確保できるなどの特徴を
反映して特に短波回線の秘話化等の利用分野で重用され
つつある。
このような秘話装置では入力音声信号の巨視的スペクト
ル分布を示すものとしてのスペクトル包絡パラメータは
ＬＰＣ（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ Ｃｏｅ
ｆｆｉ−ｃｉｅｎｔ ） 係数のαパラメータ、にパ
ラメータ等を、ま九微視的スペクトル分布としての残差
波形すなわち音源悄＠は音源を有声／無声情報とピッチ
周期とでモテル化表現し、この有声／無声情報とピッチ
周期情報とを音源の代りに伝送するという形式がとられ
回線伝送容傘の問題に対処しているのが通常の運用形式
となっている。
ル分布を示すものとしてのスペクトル包絡パラメータは
ＬＰＣ（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ Ｃｏｅ
ｆｆｉ−ｃｉｅｎｔ ） 係数のαパラメータ、にパ
ラメータ等を、ま九微視的スペクトル分布としての残差
波形すなわち音源悄＠は音源を有声／無声情報とピッチ
周期とでモテル化表現し、この有声／無声情報とピッチ
周期情報とを音源の代りに伝送するという形式がとられ
回線伝送容傘の問題に対処しているのが通常の運用形式
となっている。
上述した従来のこの種の秘話装置には、しかしながら次
のような問題点がある。
のような問題点がある。
すなわち、限られ九回線伝送容量のもとて秘話通信７行
なうために残差波形をピッチ周期と有声／無声に関する
情報で代表させて伝送しているため、ピッチ周期抽出哄
り、有声／無声判定誤り等にもとづく音質の劣化が避け
られず、この問題を除去しようとして残差波形を伝送す
る手段をとろうとすると必要な回線容量が著しく増加し
てしまうという問題がある、 本発明の目的は上述した欠点を除去し、回線容ｔ’を増
大することなく音質の劣化を本質的に排除しつる秘話装
置を提供することにある。
なうために残差波形をピッチ周期と有声／無声に関する
情報で代表させて伝送しているため、ピッチ周期抽出哄
り、有声／無声判定誤り等にもとづく音質の劣化が避け
られず、この問題を除去しようとして残差波形を伝送す
る手段をとろうとすると必要な回線容量が著しく増加し
てしまうという問題がある、 本発明の目的は上述した欠点を除去し、回線容ｔ’を増
大することなく音質の劣化を本質的に排除しつる秘話装
置を提供することにある。
本発明の装置は、入力音声信号をそのスペクトル包絡ｔ
［現するスペクトル包絡パラメータと前記スペクトル包
絡を除去した残差波形とに分解して伝送する秘話装置に
おいて、予め設定する占有周波数帯域において互いに独
立的に割当てられ九周波数帯域の周波数領域データに変
換して前記スペクトル包絡パラメータと残差波形とを伝
送するとともにこの場合残差波形はその最大値に比例す
る撮幅を有しかつそれぞれの時間位置が残差波形の各極
大値の時間位置に対応する複数のインパルス列によって
代表せしめ九ものを対象とする入力音声信号変換手段を
備えて構成される。
［現するスペクトル包絡パラメータと前記スペクトル包
絡を除去した残差波形とに分解して伝送する秘話装置に
おいて、予め設定する占有周波数帯域において互いに独
立的に割当てられ九周波数帯域の周波数領域データに変
換して前記スペクトル包絡パラメータと残差波形とを伝
送するとともにこの場合残差波形はその最大値に比例す
る撮幅を有しかつそれぞれの時間位置が残差波形の各極
大値の時間位置に対応する複数のインパルス列によって
代表せしめ九ものを対象とする入力音声信号変換手段を
備えて構成される。
次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。
第１図は本発明の秘話装置の一実施例の送信側の構成を
示すブロック図、第２図は本発明の秘話装置の一実施例
の受信側の構成を示すブロック図である。
示すブロック図、第２図は本発明の秘話装置の一実施例
の受信側の構成を示すブロック図である。
第１図に示す送信ＩＩｌは、Ａ／Ｄコンバータ１０１
、窓処理器１０２．遅延回路１０３．自己相関係数算
出器１０４．ＬＰＣ分析器１０５．Ｌ８Ｐ分析器１０６
、線形変換器１０７．補間器１０８゜周波数発生器１
０９．ＬＰＣ逆フィルタ１１０．窓処理器Ｉｌｌ 、最
大値検索器１１２．残差波形正規化器１１３．補間器１
１４．μ変換器１１５．周波数発生器１１６ 、１１
／ Ｌｉｎｅａｒｉ換器１１７．残差波形パルス発生器
１１８１周波数発生６１１９．加算器１２０を備えて構
成される。
、窓処理器１０２．遅延回路１０３．自己相関係数算
出器１０４．ＬＰＣ分析器１０５．Ｌ８Ｐ分析器１０６
、線形変換器１０７．補間器１０８゜周波数発生器１
０９．ＬＰＣ逆フィルタ１１０．窓処理器Ｉｌｌ 、最
大値検索器１１２．残差波形正規化器１１３．補間器１
１４．μ変換器１１５．周波数発生器１１６ 、１１
／ Ｌｉｎｅａｒｉ換器１１７．残差波形パルス発生器
１１８１周波数発生６１１９．加算器１２０を備えて構
成される。
ま九、第２図に示す受信［２は、 Ａ／ｆ）コンバータ
２０１．スライプ４ｙグＤＦＴ （Ｄｉｓｃｒｅｔｅ
Ｆｏｕ−ｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ）回路２０２
．遅延回路２０３．ピークピッキング回路２０４．補間
器２０５．線形逆ｆ換器２０６ 、 ｔｔ ／ Ｌｉｎ
ｅａｒＫ換器２０７ 、ω／α変撲器２０８ 、 ＬＰ
Ｆ （Ｌｏｗ Ｐａ５ｓ ｉＩ’ｊｌｔｅｒ ）２０ｇ
。
２０１．スライプ４ｙグＤＦＴ （Ｄｉｓｃｒｅｔｅ
Ｆｏｕ−ｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ）回路２０２
．遅延回路２０３．ピークピッキング回路２０４．補間
器２０５．線形逆ｆ換器２０６ 、 ｔｔ ／ Ｌｉｎ
ｅａｒＫ換器２０７ 、ω／α変撲器２０８ 、 ＬＰ
Ｆ （Ｌｏｗ Ｐａ５ｓ ｉＩ’ｊｌｔｅｒ ）２０ｇ
。
ＦＭ検波５２１０ 、相互相関算出６２ｔｉ、ピーク検
出器２１２ 、パルス杉成器２１３１乗算器２１４゜Ｌ
ＰＣ合成器２１５ 、Ｄ／Ａコ／バータ２１６を備えて
構成される。
出器２１２ 、パルス杉成器２１３１乗算器２１４゜Ｌ
ＰＣ合成器２１５ 、Ｄ／Ａコ／バータ２１６を備えて
構成される。
先ず送信側ｌｖｃついで説明する。入力音声信号ＨＡ／
Ｄコンバータ１０１によって８ＫＨｚのす７プリノブ周
波数で標本化されたあと１２ビツトのビット数でψ子化
され、この量子化信号は窓処理器１０２と−Ｊ！！延回
路１０３とに供給される。
Ｄコンバータ１０１によって８ＫＨｚのす７プリノブ周
波数で標本化されたあと１２ビツトのビット数でψ子化
され、この量子化信号は窓処理器１０２と−Ｊ！！延回
路１０３とに供給される。
窓処理器１０２は入力した量子化信号の３０ｍ５ＥＣ分
すなわち２４０サノグルづつを窓時間分として−Ｈ内部
メモリに格納し、これにハミング関数等の窓関数による
荷重乗算をｓｍｓｇｃごとに冥施する。従って５ｍ５Ｅ
Ｃが分析７Ｖ−ム周期となる。
すなわち２４０サノグルづつを窓時間分として−Ｈ内部
メモリに格納し、これにハミング関数等の窓関数による
荷重乗算をｓｍｓｇｃごとに冥施する。従って５ｍ５Ｅ
Ｃが分析７Ｖ−ム周期となる。
窓処理器１０２の出力は自己相関係数算出器１０４に供
給されこれにより１２次の自己相関係数を分析フレーム
ごとに算出しＬＰＣ分析器１０５ に送出する。
給されこれにより１２次の自己相関係数を分析フレーム
ごとに算出しＬＰＣ分析器１０５ に送出する。
ＬＰＣ分析Ｗ Ｉ Ｃ） ５ｆ１分析フレームごとに入
力する１２次の自己相関係数にもとづき公知０ＬＰＣ分
析手段を介して１２次のＬＰＣ係数としてのαパラメー
タを抽出し、この１２次のαパラメータｉｊ５ｍ８Ｅｃ
の分析フＶ−ム周期でＬＡＰ分析器１０６とＬＰＣ逆フ
ィルタ１１０とに供給される。
力する１２次の自己相関係数にもとづき公知０ＬＰＣ分
析手段を介して１２次のＬＰＣ係数としてのαパラメー
タを抽出し、この１２次のαパラメータｉｊ５ｍ８Ｅｃ
の分析フＶ−ム周期でＬＡＰ分析器１０６とＬＰＣ逆フ
ィルタ１１０とに供給される。
ＬＳＰ分析器１０６Ｈ入力し７ｔ１２次のαバラメ−タ
を利用して公矧の手法によって１２次のＬＳＰ（Ｌｉｎ
ｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｐａ１ｒｓ 、線スペクトル対
〕パラメータを求めこれを線形変換器１０７に供給する
。
を利用して公矧の手法によって１２次のＬＳＰ（Ｌｉｎ
ｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｐａ１ｒｓ 、線スペクトル対
〕パラメータを求めこれを線形変換器１０７に供給する
。
Ｌ８Ｐ分析５１０６から出力される１２次０ＬＳＰパラ
メータは周波数領域のパラメータであり本実施例の場合
は８ＫＨｚのサノグ周波数で標本化された量子化信号を
利用して抽出しているのでその周波数は０〜＜ＫＨｚの
周波数領域にわたって分布している。線形変換器１０７
はこの周波数分布Ｏ〜４ＫＨ２を所定の割当周波数帯域
２〜３ＫＨｚＫ線形変換して帯域圧縮を図る。
メータは周波数領域のパラメータであり本実施例の場合
は８ＫＨｚのサノグ周波数で標本化された量子化信号を
利用して抽出しているのでその周波数は０〜＜ＫＨｚの
周波数領域にわたって分布している。線形変換器１０７
はこの周波数分布Ｏ〜４ＫＨ２を所定の割当周波数帯域
２〜３ＫＨｚＫ線形変換して帯域圧縮を図る。
線形変換器１０７の出力は補間器１０８に供給され、５
ｍ５ＥＣの分析フレーム周期で入力する線形圧縮ＬＡＦ
パラメータ入力について各次数ごとに所定の補間刻み九
とえば８ＫＨｚ、１２５μＳＥＣ刻みで補関し、その出
力を周波数発生器１０９に供給する。こうして周波数発
生器１０９には２〜３ＫＨｚの割当周波数帯域に圧縮さ
れ２１２次のＬＳＰパラメータが各次数ごとに補間によ
るデータの平滑化を図られ、かつ分析フレームごとにそ
の値を更新しつつ供給される。
ｍ５ＥＣの分析フレーム周期で入力する線形圧縮ＬＡＦ
パラメータ入力について各次数ごとに所定の補間刻み九
とえば８ＫＨｚ、１２５μＳＥＣ刻みで補関し、その出
力を周波数発生器１０９に供給する。こうして周波数発
生器１０９には２〜３ＫＨｚの割当周波数帯域に圧縮さ
れ２１２次のＬＳＰパラメータが各次数ごとに補間によ
るデータの平滑化を図られ、かつ分析フレームごとにそ
の値を更新しつつ供給される。
周波数発生器１０９は１２次の各ＬＡＰパラメータに対
応する１２個の各周波数を発生する機能を有し、２〜３
ＫＨｚの割当周波数帯域内でこのような１２個の周波数
を発生、これらを加算器１２０に供給する。
応する１２個の各周波数を発生する機能を有し、２〜３
ＫＨｚの割当周波数帯域内でこのような１２個の周波数
を発生、これらを加算器１２０に供給する。
こうしてスペクトル包絡パラメータげ割当て周波数帯域
２〜３ＫＨｚに分布する１２個の時変的周波数に変換さ
れて加算器１２０に供給される。スペクトル包絡パラメ
ータに対する割当周波数帯域２〜３ＫＨｚｔｊ：次のよ
うな運用条件にもとづいて決定される。
２〜３ＫＨｚに分布する１２個の時変的周波数に変換さ
れて加算器１２０に供給される。スペクトル包絡パラメ
ータに対する割当周波数帯域２〜３ＫＨｚｔｊ：次のよ
うな運用条件にもとづいて決定される。
すなわち、本実施例では伝送回線の占有周波数帯域が０
．３〜３．４ＫＨｚ程度のものを対象とし、このうち２
〜３ＫＨｚの帯域にスペクトル包絡パラメータに、ま７
ｔ０．４〜１．９ＫＨｚの帯域は残差波形分として割当
てている。このような配分の内容は占有周波数帯域、音
声再現性その他の運用条件を勘案し任意に設定しうるも
のである。
．３〜３．４ＫＨｚ程度のものを対象とし、このうち２
〜３ＫＨｚの帯域にスペクトル包絡パラメータに、ま７
ｔ０．４〜１．９ＫＨｚの帯域は残差波形分として割当
てている。このような配分の内容は占有周波数帯域、音
声再現性その他の運用条件を勘案し任意に設定しうるも
のである。
さて、遅延回路１０３は入力した量子化信号全所定の時
間遅延させ几のちＬＰＣ逆フィルタ１１０に供給する。
間遅延させ几のちＬＰＣ逆フィルタ１１０に供給する。
この場合の遅延時間は、窓処理器１０２に入力し友量子
化信号がＬＰＣ分析器１０５から１２次のαパラメータ
として５ｍ５ＥＣごとに更新されつつ出力するまでの処
理時間にほぼ対応し、これによってＬＰＣ逆フィルタ１
１０には同一分析フレーム周期ごとの量子化音声信号と
１２次αパラメータとが提供されることとなる。
化信号がＬＰＣ分析器１０５から１２次のαパラメータ
として５ｍ５ＥＣごとに更新されつつ出力するまでの処
理時間にほぼ対応し、これによってＬＰＣ逆フィルタ１
１０には同一分析フレーム周期ごとの量子化音声信号と
１２次αパラメータとが提供されることとなる。
ＬＰＣ逆フィルタｔｔ０１４．ＬＰＣパラメータをフィ
ルタ係数としモデル化され之残差波形等で駆動されて入
力音声信号を合成するＬＰＣ合成フィルタとは逆の周波
数特性をもたせ九フィルタであり、５ｍ５ＥＣごとに更
新される１２次αパラメータをそのフィルタ係数とし量
子化音声信号を入力して残差波形を出力、これを窓処理
器１ｌｌｌＣ供給する。
ルタ係数としモデル化され之残差波形等で駆動されて入
力音声信号を合成するＬＰＣ合成フィルタとは逆の周波
数特性をもたせ九フィルタであり、５ｍ５ＥＣごとに更
新される１２次αパラメータをそのフィルタ係数とし量
子化音声信号を入力して残差波形を出力、これを窓処理
器１ｌｌｌＣ供給する。
窓処理器１１１Ｈ１こうして入力する残差波形？２０ｍ
５Ｅｃの窓時間の矩形関数で切出しつつこれ全最大値検
索器１１２と残差波形正規化器１１３とに供給する。従
って２ｏｍｓＥＣが残差波形に対する分析フレーム周期
となる。
５Ｅｃの窓時間の矩形関数で切出しつつこれ全最大値検
索器１１２と残差波形正規化器１１３とに供給する。従
って２ｏｍｓＥＣが残差波形に対する分析フレーム周期
となる。
最大値検索器１１２は入力した残差波形の最大値ｋ ２
０ｍ５ＥＣの分析フレームごとに検索しつつこれを次次
に補間器１１４に供給する。
０ｍ５ＥＣの分析フレームごとに検索しつつこれを次次
に補間器１１４に供給する。
補間器１１４はこうして入力する最大値間を所定の補間
刻み九とえは８ＫＨｚ、１２５μＳＥＣ刻みで補間して
データの平滑化を図りこれらをμ変換器１１５に供給す
る、 補間器１１４の出力を周波数変化して伝送路に送出する
際、分析フレームにおける数１０ｄＢあるいはそれ以上
といつ九大きいダイナミックレンジを圧縮しておく必要
がある。この圧縮は伝送路におけるＳ／Ｎの確保と圧縮
による信号の劣化とを最適とすることを目安として実施
する必要があり、本実施例では入力の大きい場合は犬き
く、また入力の小さいものは小さく圧縮して低レベルで
も必要なＳ／Ｎの確保が図れるμ変換による非線形圧縮
をμ変換器１１５で実施しこれを周波数発生器１１６と
μ／ Ｌｉｎｅａｒ変換器１１７に供給する。
刻み九とえは８ＫＨｚ、１２５μＳＥＣ刻みで補間して
データの平滑化を図りこれらをμ変換器１１５に供給す
る、 補間器１１４の出力を周波数変化して伝送路に送出する
際、分析フレームにおける数１０ｄＢあるいはそれ以上
といつ九大きいダイナミックレンジを圧縮しておく必要
がある。この圧縮は伝送路におけるＳ／Ｎの確保と圧縮
による信号の劣化とを最適とすることを目安として実施
する必要があり、本実施例では入力の大きい場合は犬き
く、また入力の小さいものは小さく圧縮して低レベルで
も必要なＳ／Ｎの確保が図れるμ変換による非線形圧縮
をμ変換器１１５で実施しこれを周波数発生器１１６と
μ／ Ｌｉｎｅａｒ変換器１１７に供給する。
周波数発生器１１６は、入力する残差波形最大値の大き
さに対応して１．６〜ｌ、９ＫＨｚの割当周波数帯域内
で変化する周波数を発生しこれを加算器１２０に供給す
る、こうして、残差波形に対して割当てられた周波数帯
域０．４〜１．９ＫＨｚのうち１．６〜１．９ＫＨｚは
残差波形の２ｏｍｓＥｃの分析７Ｖ−ム周期ごとの最大
値に対して提供される。
さに対応して１．６〜ｌ、９ＫＨｚの割当周波数帯域内
で変化する周波数を発生しこれを加算器１２０に供給す
る、こうして、残差波形に対して割当てられた周波数帯
域０．４〜１．９ＫＨｚのうち１．６〜１．９ＫＨｚは
残差波形の２ｏｍｓＥｃの分析７Ｖ−ム周期ごとの最大
値に対して提供される。
一方、μ／Ｌ墓ｎｅａｒ ｆ換器１１７に供給されたμ
ｆ換後の最大値はこれによってｆ換前の状態に復元され
残差波形正規化器１１３に供給される、残差波形正規化
器１１３はこうして入力する傅差波形最大値を利用して
、窓処理器Ｉｌｌから入力する残差波形の正規化を図る
。この正規化ハ２０ｍｓｇｃの分析フレーム内ごとの残
差波形の正。
ｆ換後の最大値はこれによってｆ換前の状態に復元され
残差波形正規化器１１３に供給される、残差波形正規化
器１１３はこうして入力する傅差波形最大値を利用して
、窓処理器Ｉｌｌから入力する残差波形の正規化を図る
。この正規化ハ２０ｍｓｇｃの分析フレーム内ごとの残
差波形の正。
負両方向の極大値を前記最大値に対して正規化する形式
で行なわれ、これら正規化極大値列は分析フレームごと
に残差波形パルス発生器１１８に供給される。これらの
正規化極大値列は第１図の（多に示す正、負方向の線で
示すインパルス列として示される。残差波形パルス発生
器１＋８はこれら正規化極大値列にそれぞれ帯域＠を付
与して残差波形パルスとする。たとえは点線で示すその
１つに負方向の残差波形パルスである。このような帯域
幅を付与することは、各正規化極大値列をそれぞれパル
ス中心周波数とする波形発生という形式で行なわれ、こ
の場合の発生波形は残差波形に疑似するものでありかつ
可能な限り占有帯域が少なくてすむものとしてガウス波
形、あるいはｃｏｓｉｎｅ自乗波杉等自乗波源れる。
で行なわれ、これら正規化極大値列は分析フレームごと
に残差波形パルス発生器１１８に供給される。これらの
正規化極大値列は第１図の（多に示す正、負方向の線で
示すインパルス列として示される。残差波形パルス発生
器１＋８はこれら正規化極大値列にそれぞれ帯域＠を付
与して残差波形パルスとする。たとえは点線で示すその
１つに負方向の残差波形パルスである。このような帯域
幅を付与することは、各正規化極大値列をそれぞれパル
ス中心周波数とする波形発生という形式で行なわれ、こ
の場合の発生波形は残差波形に疑似するものでありかつ
可能な限り占有帯域が少なくてすむものとしてガウス波
形、あるいはｃｏｓｉｎｅ自乗波杉等自乗波源れる。
観点を変えてみると上述し比帯域幅の付与は占有帯域幅
の低減を図るものである。分析フン−ｌ、周期ごとのか
かる残差波形パルスは入力音声信号再生の目的からは極
力数多く設定し几いし、一方占有周波数帯域は出来る限
り狭くシ几いという矛盾する条件を妥協させつつその数
と帯域幅とが設定される。こうして形成される残差波形
パルスは、残差波形に近似した波形構造と最大値を含む
各極太値を正規化値で表現し北疑似残差波形であり、こ
れは次に周波数発生５ ｔ ｌ ９によって周波数領域
データに変換される。この周波数領域データへの変換で
は０．４〜１．５ＫＨｚの周波数帯域が割当てられ、残
差波形パルスに含まれる各パルスの時間位置、ならびに
パルスの大きさが保存される内容の変換形式でｆ侠が行
なわれる。
の低減を図るものである。分析フン−ｌ、周期ごとのか
かる残差波形パルスは入力音声信号再生の目的からは極
力数多く設定し几いし、一方占有周波数帯域は出来る限
り狭くシ几いという矛盾する条件を妥協させつつその数
と帯域幅とが設定される。こうして形成される残差波形
パルスは、残差波形に近似した波形構造と最大値を含む
各極太値を正規化値で表現し北疑似残差波形であり、こ
れは次に周波数発生５ ｔ ｌ ９によって周波数領域
データに変換される。この周波数領域データへの変換で
は０．４〜１．５ＫＨｚの周波数帯域が割当てられ、残
差波形パルスに含まれる各パルスの時間位置、ならびに
パルスの大きさが保存される内容の変換形式でｆ侠が行
なわれる。
周波数発生器１１９でにさらにこのような残差波形バに
スｆ変調波としく １．５−０．４ ）／ｚＫＨｚｅ搬
送波とする内容のＦＭ変ｖｉ４ｔ−行ないその被変調波
を加算器１２０に送出する。
スｆ変調波としく １．５−０．４ ）／ｚＫＨｚｅ搬
送波とする内容のＦＭ変ｖｉ４ｔ−行ないその被変調波
を加算器１２０に送出する。
こうして残差波形Ｈ０，４〜１．５ＫＨｚの周波数帯域
の正規化極大値による残差波形パルスと、１．６〜１．
９ＫＨｚの周波数帯域の残差波形最大値とによって表現
されることとなる。このように周波数領域のデータとし
て取扱うことに、一般的に言って、受信側の処理も都合
のいいことが多い。
の正規化極大値による残差波形パルスと、１．６〜１．
９ＫＨｚの周波数帯域の残差波形最大値とによって表現
されることとなる。このように周波数領域のデータとし
て取扱うことに、一般的に言って、受信側の処理も都合
のいいことが多い。
加算５１２０はこうして入力する周波数領域のスペクト
ル包絡パラメータと残差波形に関するデータとを所定の
方式で加算し送信信号として伝送路１２０１ｉ介して受
信側２に供給する。
ル包絡パラメータと残差波形に関するデータとを所定の
方式で加算し送信信号として伝送路１２０１ｉ介して受
信側２に供給する。
受信側２ではＡ ／ Ｄコンバータ２０１に入力した送
信信号１３ＫＨｚのサノプリノグ周波数で標本化したう
え所定のビット数で量子化し、さらに３０ｍ５Ｅｃハミ
ング窓掛けに５ｍ５Ｅｃ ごとに行なって、この５
ｍ Ｓ ＥＣの分析フレーム周期ごとのデータをスライ
ディングＩ）ＦＴ回路２０２と遅延回路２０３ ＶＣ供
給する。
信信号１３ＫＨｚのサノプリノグ周波数で標本化したう
え所定のビット数で量子化し、さらに３０ｍ５Ｅｃハミ
ング窓掛けに５ｍ５Ｅｃ ごとに行なって、この５
ｍ Ｓ ＥＣの分析フレーム周期ごとのデータをスライ
ディングＩ）ＦＴ回路２０２と遅延回路２０３ ＶＣ供
給する。
スライディングＤ Ｆ Ｔ回路２０２Ｈ，入力する１２
５μＳＥＣの分析フレームごとの処理を予め設定するシ
フトレート、本実施例で＃ｉδＫＨｚ 、 １２５μＳ
ＥＣずつシフトさせながらデータをなるべく細い処理刻
みで処理するスライディングＤ Ｆ１’を行ないつつ入
力データｋｌｉｉｌｌ散的フーリエ変換し、そのうち１
．６〜１．９ ＫＨｚとこれに続＜２〜３ＫＨｚすなわ
ち１．６〜３ＫＨｚの周波数成分に関するデータの５ｍ
５ＥＣ分ずつを出力しこれをピークピッキング回路２０
２に供給する。
５μＳＥＣの分析フレームごとの処理を予め設定するシ
フトレート、本実施例で＃ｉδＫＨｚ 、 １２５μＳ
ＥＣずつシフトさせながらデータをなるべく細い処理刻
みで処理するスライディングＤ Ｆ１’を行ないつつ入
力データｋｌｉｉｌｌ散的フーリエ変換し、そのうち１
．６〜１．９ ＫＨｚとこれに続＜２〜３ＫＨｚすなわ
ち１．６〜３ＫＨｚの周波数成分に関するデータの５ｍ
５ＥＣ分ずつを出力しこれをピークピッキング回路２０
２に供給する。
ピークピッキング回路２０４Ｈ，入力したデータの極大
値を検出するピークピッキング（ｐｅａｋｐｉｃｋｉｎ
ｇ ） ｋ’ｉｉ施し１．６〜１．９ ＫＨｚ帯域に含
まれる極大値として存在する残差波形の最大値、ならひ
に２〜３ＫＨｚ帯域に含まれる１２個の極大値として存
在する１２次のＬＡＰパラメータを検出してそれぞれの
対応周波数全決定し、これらは分析フレームごとに次次
に補間５２０５１Ｃ供給する。
値を検出するピークピッキング（ｐｅａｋｐｉｃｋｉｎ
ｇ ） ｋ’ｉｉ施し１．６〜１．９ ＫＨｚ帯域に含
まれる極大値として存在する残差波形の最大値、ならひ
に２〜３ＫＨｚ帯域に含まれる１２個の極大値として存
在する１２次のＬＡＰパラメータを検出してそれぞれの
対応周波数全決定し、これらは分析フレームごとに次次
に補間５２０５１Ｃ供給する。
補間器２０５はこうして入力する残差信号の最大値なら
びにスペクトル包絡パラメータを分析フレーム間で所定
の分析刻み８ＫＨｚ、＋２５μＳＥＣごとに補間しなが
ら線形逆ｆ換器２０６に供給する。
びにスペクトル包絡パラメータを分析フレーム間で所定
の分析刻み８ＫＨｚ、＋２５μＳＥＣごとに補間しなが
ら線形逆ｆ換器２０６に供給する。
なお、本実施例では演算量の減少、１２５μＳＥＣの変
動に対する配慮等を考慮してピークピッキノグ回路２０
４の出力は５ｍ５ＥＣごとに出力しているがこれ’ｋ１
２５μＳＥＣごとに出力するときは補間器２０５は不要
となる。
動に対する配慮等を考慮してピークピッキノグ回路２０
４の出力は５ｍ５ＥＣごとに出力しているがこれ’ｋ１
２５μＳＥＣごとに出力するときは補間器２０５は不要
となる。
線形逆ｆ俟器２０６はこうして入力し定スペクトル包絡
パラメータとしての１２次のＬＳＰパラメータの線形逆
ｆ換金行なう。この線形逆変換は、０〜４ ＫＨｚのも
のが２〜３ＫＨｚに帯域圧縮を行なわれているものを再
びＯ〜４ＫＨｚに逆変換し復元するものである。まｔ１
残差波形最大値もμ変換によって圧縮された状態となっ
ているがこれはμ／ Ｌ、１ｎｅａｒ ｆ換器２０７に
供給しμ変換を解除し几のち乗１ｉ４．器２１４に供給
する。
パラメータとしての１２次のＬＳＰパラメータの線形逆
ｆ換金行なう。この線形逆変換は、０〜４ ＫＨｚのも
のが２〜３ＫＨｚに帯域圧縮を行なわれているものを再
びＯ〜４ＫＨｚに逆変換し復元するものである。まｔ１
残差波形最大値もμ変換によって圧縮された状態となっ
ているがこれはμ／ Ｌ、１ｎｅａｒ ｆ換器２０７に
供給しμ変換を解除し几のち乗１ｉ４．器２１４に供給
する。
線形逆変換を行なったｌ ２ ＬＡＰパラメータにω／
αｆ侯５２０８に供給され、ＬＳＰ パラメータ（ω
）をαパラメータにｆ換しこれをＬＰＣ合成５２１５に
供給する。
αｆ侯５２０８に供給され、ＬＳＰ パラメータ（ω
）をαパラメータにｆ換しこれをＬＰＣ合成５２１５に
供給する。
ＬＰＣ合成器２１５ｉ全極型ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数として１２５μＳＥＣごとに更新される１２次
のαパラメータをω／αｊＫｍ器２０８から受け、また
加算器２１４からは残差波形を受けて駆動されることと
なるが、この残差波形は次のようにして再生される。
ルタ係数として１２５μＳＥＣごとに更新される１２次
のαパラメータをω／αｊＫｍ器２０８から受け、また
加算器２１４からは残差波形を受けて駆動されることと
なるが、この残差波形は次のようにして再生される。
すなわち、Ａ／Ｄコンバータ２０１の出力は遅延回路２
０３にも供給されるが、遅延回路２０３はμ／ Ｌｉｎ
ｅａｒ Ｋ換器２０７から出力される残差波形の最大値
と、パルス形成５２１３から出力される残差波形パルス
列とが同一のフレーム周期となるように遅延時間を与え
るものとし、この出力はＬＰＦ２０９に供給される。
０３にも供給されるが、遅延回路２０３はμ／ Ｌｉｎ
ｅａｒ Ｋ換器２０７から出力される残差波形の最大値
と、パルス形成５２１３から出力される残差波形パルス
列とが同一のフレーム周期となるように遅延時間を与え
るものとし、この出力はＬＰＦ２０９に供給される。
ＬＰＦ２０９は０．４〜１．５ＫＦ−１ｚの周波数帯域
、すなわちＦＭ変調しｔ残差パルスのみとり出しこれ全
ＦＭ検波器２１０に供給する。
、すなわちＦＭ変調しｔ残差パルスのみとり出しこれ全
ＦＭ検波器２１０に供給する。
ＦＭ検波器２１０はこうして入力する信号′（ｌ−ＦＭ
検波し、第２図の■に示す残差波形パルスを検出しこれ
を相互相関算出器２１１に供給する。
検波し、第２図の■に示す残差波形パルスを検出しこれ
を相互相関算出器２１１に供給する。
相互相関算出器２１１は第１図の■に示す残差波形パル
スの正規化値ルベルのもの＠をあらかじめ内蔵のＲＯＭ
Ｋ格納しておき、これと■との相互相関算出を介して
■が所望の残差波形パルスであることを確認したうえで
これをピーク検出器２１２に供給する。
スの正規化値ルベルのもの＠をあらかじめ内蔵のＲＯＭ
Ｋ格納しておき、これと■との相互相関算出を介して
■が所望の残差波形パルスであることを確認したうえで
これをピーク検出器２１２に供給する。
ピーク検出５２１２Ｈこうして入力する相互相関算出器
２１１の出力のピーク値全検出しこれをパルス形成器２
１３に供給する。
２１１の出力のピーク値全検出しこれをパルス形成器２
１３に供給する。
パルス形成器２１２は第１図に示す■の残差波形の縦線
で示す時間位置に最大値で正規化されｔレベルのインパ
ルス列の時間領域データを発生しこれを乗算器２１４に
供給する。
で示す時間位置に最大値で正規化されｔレベルのインパ
ルス列の時間領域データを発生しこれを乗算器２１４に
供給する。
乗算器２１４ ｉ’ｉこうして入力したインパルス列の
正規化レベルに最大値レベルを乗算し実レベルのインパ
ルス列で表現した残差波形を分析フレームごとに発生、
これ１ＬＰＣ合成器２１５に供給する、 ＬＰＣ合成器２１５はこうして入力した１２次のαパラ
メータ金フィルタ係数とし残差波形によって駆動されて
ティジタル音声を再収しこれｔＤ／Ａコ７パータ２１６
に供給する。
正規化レベルに最大値レベルを乗算し実レベルのインパ
ルス列で表現した残差波形を分析フレームごとに発生、
これ１ＬＰＣ合成器２１５に供給する、 ＬＰＣ合成器２１５はこうして入力した１２次のαパラ
メータ金フィルタ係数とし残差波形によって駆動されて
ティジタル音声を再収しこれｔＤ／Ａコ７パータ２１６
に供給する。
１）／Ａコンバータ２１６ ｆｌディジタル入力をアナ
ログ変換しｔあとＬＰＦで不要な高域成分を除去し出力
音声信号として送出する。
ログ変換しｔあとＬＰＦで不要な高域成分を除去し出力
音声信号として送出する。
こうして回線’Ｊｆｔを増大することなく、残差波形の
伝送を前提とする秘話通信を実施することができる。
伝送を前提とする秘話通信を実施することができる。
なお、本実施例においては分析フレームごとの残差波形
の最大値に比例する振幅でかつその時間位置に一致する
位置に存在せしめた複数のインパルス列で残差波形を表
現しているがこれは同様の他の表現、たとえばパルス間
隔を制限してほぼ同じインパルス列で形成するマルチパ
ルスを利用してもほぼ同様に実施しうろことは明らかで
ある。
の最大値に比例する振幅でかつその時間位置に一致する
位置に存在せしめた複数のインパルス列で残差波形を表
現しているがこれは同様の他の表現、たとえばパルス間
隔を制限してほぼ同じインパルス列で形成するマルチパ
ルスを利用してもほぼ同様に実施しうろことは明らかで
ある。
またαパラメータ、ＬＳＰパラメータの分析次数等も任
意に設定しても差支えない。
意に設定しても差支えない。
以上説明しｔ如く本発明によれば、入力音声信号をスペ
クトル包絡パラメータと残差波形とに分解して伝送する
秘話装置において、互いに独立的に割当てられた周波数
帯域の周波数領域データに変換して前記スペクトル包絡
パラメータと残差波形とを伝送するとともに、残差波形
はその最大値に比例する振幅を有しかつそれぞれの時間
位置が残差波形の各極大値の時間位置に対応する複数の
イアパルス列によって代表せしめるという手段を備えて
秘話通信を行なうことにより、回線容ｔｔ−増大するこ
となく音質の劣化を大幅に改善することができる秘話装
置が実現できるという効果がある、
クトル包絡パラメータと残差波形とに分解して伝送する
秘話装置において、互いに独立的に割当てられた周波数
帯域の周波数領域データに変換して前記スペクトル包絡
パラメータと残差波形とを伝送するとともに、残差波形
はその最大値に比例する振幅を有しかつそれぞれの時間
位置が残差波形の各極大値の時間位置に対応する複数の
イアパルス列によって代表せしめるという手段を備えて
秘話通信を行なうことにより、回線容ｔｔ−増大するこ
となく音質の劣化を大幅に改善することができる秘話装
置が実現できるという効果がある、
第１図は本発明の秘話装置の送信側の一実施例の構成を
示すブロック図、第２図は本発明の秘話装置の受信側の
一実施例の構成を示すブロック図である。 ｌ・・・・・・送信側、２・・・・・・受信側、ｌｏｔ
・・・・・・Ａ／ｆ）コノバーｊ’、１０２・・・・・
・窓処理器、１０３・・・・・・遅延回路、１０４・・
・・・・自己相関係数算出器、１０５・・・・・・ＬＰ
Ｃ分析６．１０６・・・・・・Ｌ、ＳＰ分析器、１０７
・・・・・・線形変換器、１０８・旧・・補間器、１０
９・・・・・・周波数発生器、１１０・・・・・・ＬＰ
Ｃ逆フィルタ、１．１・・・・・・窓処理器、１１２・
・・・・・最大値検索器、１１３・・・・・・残差波形
正規化器、１１４・・・・・・補間器、１１５・・・・
・・μ変換器、１１６・・・・・・周波数発生器、１１
７・・団・μ／ Ｌｉｎｅａｒ変換６，１１８・・・・
・・残差波形パルス発生器、１１９・・・・・・周波数
発生器、１２０・・・・・・加算器、２０１・・・・・
・Ａ／Ｄコノバータ、２０２・・・・・・スライディン
グＤＦＴ［ｇｌ路、２ｏ３・・・・・・遅延回路、２ｏ
４・・・・・・ピークビッキ７グ回路、２ｏ５・旧・・
補間器、２ｏ６・・・・・・線形逆変換器％ ２０７・
・・・・・μ／ Ｌｉｎｅａｒ変換器、２０８・・・・
・・ω／α変換器、２ｏ９・・・・・・ＬＰＦ、２１０
・・・・・・ＦＭ検波器、２１１・・・・・・相互相関
算出器、２１２・・・・・・ピーク検出器、２１３・・
・・・・パルス形成５．２１４・・・・・・乗算器、２
１５・・団・ＬＰＣ合成器、２１６・・・・・・Ｄ／Ａ
コンバータ。 −＋啄
示すブロック図、第２図は本発明の秘話装置の受信側の
一実施例の構成を示すブロック図である。 ｌ・・・・・・送信側、２・・・・・・受信側、ｌｏｔ
・・・・・・Ａ／ｆ）コノバーｊ’、１０２・・・・・
・窓処理器、１０３・・・・・・遅延回路、１０４・・
・・・・自己相関係数算出器、１０５・・・・・・ＬＰ
Ｃ分析６．１０６・・・・・・Ｌ、ＳＰ分析器、１０７
・・・・・・線形変換器、１０８・旧・・補間器、１０
９・・・・・・周波数発生器、１１０・・・・・・ＬＰ
Ｃ逆フィルタ、１．１・・・・・・窓処理器、１１２・
・・・・・最大値検索器、１１３・・・・・・残差波形
正規化器、１１４・・・・・・補間器、１１５・・・・
・・μ変換器、１１６・・・・・・周波数発生器、１１
７・・団・μ／ Ｌｉｎｅａｒ変換６，１１８・・・・
・・残差波形パルス発生器、１１９・・・・・・周波数
発生器、１２０・・・・・・加算器、２０１・・・・・
・Ａ／Ｄコノバータ、２０２・・・・・・スライディン
グＤＦＴ［ｇｌ路、２ｏ３・・・・・・遅延回路、２ｏ
４・・・・・・ピークビッキ７グ回路、２ｏ５・旧・・
補間器、２ｏ６・・・・・・線形逆変換器％ ２０７・
・・・・・μ／ Ｌｉｎｅａｒ変換器、２０８・・・・
・・ω／α変換器、２ｏ９・・・・・・ＬＰＦ、２１０
・・・・・・ＦＭ検波器、２１１・・・・・・相互相関
算出器、２１２・・・・・・ピーク検出器、２１３・・
・・・・パルス形成５．２１４・・・・・・乗算器、２
１５・・団・ＬＰＣ合成器、２１６・・・・・・Ｄ／Ａ
コンバータ。 −＋啄
Claims (1)
- 入力音声信号をそのスペクトル包絡を表現するスペクト
ル包絡パラメータと前記スペクトル包絡を除去した残差
波形とに分解して伝送する秘話装置において、予め設定
する占有周波数帯域において互いに独立的に割当てられ
た周波数帯域の周波数領域データに変換して前記スペク
トル包絡パラメータと残差波形とを伝送するとともにこ
の場合残差波形はその最大値に比例する振幅を有しかつ
それぞれの時間位置が残差波形の各極大値の時間位置に
対応する複数のインパルス列によって代表せしめたもの
を対象とする入力音声信号変換手段を備えて成ることを
特徴とする秘話装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60168225A JPS6229234A (ja) | 1985-07-29 | 1985-07-29 | 秘話装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60168225A JPS6229234A (ja) | 1985-07-29 | 1985-07-29 | 秘話装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6229234A true JPS6229234A (ja) | 1987-02-07 |
| JPH0511452B2 JPH0511452B2 (ja) | 1993-02-15 |
Family
ID=15864098
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60168225A Granted JPS6229234A (ja) | 1985-07-29 | 1985-07-29 | 秘話装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6229234A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009512895A (ja) * | 2005-10-21 | 2009-03-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | スペクトル・ダイナミックスに基づく信号コーディング及びデコーディング |
-
1985
- 1985-07-29 JP JP60168225A patent/JPS6229234A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009512895A (ja) * | 2005-10-21 | 2009-03-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | スペクトル・ダイナミックスに基づく信号コーディング及びデコーディング |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0511452B2 (ja) | 1993-02-15 |
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