JPS6229234A - Privacy telephone equipment - Google Patents
Privacy telephone equipmentInfo
- Publication number
- JPS6229234A JPS6229234A JP60168225A JP16822585A JPS6229234A JP S6229234 A JPS6229234 A JP S6229234A JP 60168225 A JP60168225 A JP 60168225A JP 16822585 A JP16822585 A JP 16822585A JP S6229234 A JPS6229234 A JP S6229234A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- residual waveform
- frequency
- adder
- converter
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は秘話装置に関し、特に入力音声信号をスペクト
ル包絡パラメータと残差波形とで代表してその秘話化を
図るアナログ型の秘話装置における再生音質の改善に関
する。[Detailed Description of the Invention] [Field of Industrial Application] The present invention relates to a speech encrypting device, and particularly to playback in an analog encrypting device that attempts to polarize an input audio signal by representing it with a spectral envelope parameter and a residual waveform. Concerning improving sound quality.
入力音声信号をそのまま送信側から受信側に伝送する代
りにこれをスペクトル包絡パラメータと残差波形とで表
現しこ′f″Lヲ伝送することによって通話内容の秘匿
化を図るアナログ型の秘話装置は各運用分野で多用され
つつある。An analog secret communication device that attempts to conceal the contents of a call by expressing the input audio signal as a spectral envelope parameter and a residual waveform instead of transmitting it as it is from the transmitting side to the receiving side. is becoming widely used in various operational fields.
この種の秘話装置は秘匿性が高く、まt比較的劣悪な回
線でも使用に耐える通信内容が確保できるなどの特徴を
反映して特に短波回線の秘話化等の利用分野で重用され
つつある。This type of privacy device has high secrecy and is increasingly being used in applications such as shortwave communications privacy, due to its characteristics such as its ability to ensure communication content that can withstand use even on relatively poor lines.
このような秘話装置では入力音声信号の巨視的スペクト
ル分布を示すものとしてのスペクトル包絡パラメータは
LPC(Linear Prediction Coe
ffi−cient ) 係数のαパラメータ、にパ
ラメータ等を、ま九微視的スペクトル分布としての残差
波形すなわち音源悄@は音源を有声/無声情報とピッチ
周期とでモテル化表現し、この有声/無声情報とピッチ
周期情報とを音源の代りに伝送するという形式がとられ
回線伝送容傘の問題に対処しているのが通常の運用形式
となっている。In such a confidential communication device, the spectral envelope parameter indicating the macroscopic spectral distribution of the input audio signal is expressed as LPC (Linear Prediction Coe.
ffi-cient ) coefficient α parameter, etc., the residual waveform as a microscopic spectral distribution, that is, the sound source is a modeled representation of the sound source with voiced/unvoiced information and pitch period, and this voiced/unvoiced information and pitch period are modeled. The normal operating format is to transmit unvoiced information and pitch period information instead of the sound source to deal with the problem of line transmission capacity.
上述した従来のこの種の秘話装置には、しかしながら次
のような問題点がある。However, the above-mentioned conventional secret communication device of this type has the following problems.
すなわち、限られ九回線伝送容量のもとて秘話通信7行
なうために残差波形をピッチ周期と有声/無声に関する
情報で代表させて伝送しているため、ピッチ周期抽出哄
り、有声/無声判定誤り等にもとづく音質の劣化が避け
られず、この問題を除去しようとして残差波形を伝送す
る手段をとろうとすると必要な回線容量が著しく増加し
てしまうという問題がある、
本発明の目的は上述した欠点を除去し、回線容t’を増
大することなく音質の劣化を本質的に排除しつる秘話装
置を提供することにある。In other words, in order to perform confidential communication with the limited transmission capacity of 9 lines, the residual waveform is transmitted representing the pitch period and voiced/unvoiced information, so it is difficult to extract the pitch period and determine voiced/unvoiced. Deterioration of sound quality due to errors, etc. is unavoidable, and if a method of transmitting the residual waveform is used to eliminate this problem, the required line capacity will increase significantly.The purpose of the present invention is as described above. It is an object of the present invention to provide a secret communication device which eliminates the above disadvantages and essentially eliminates deterioration of sound quality without increasing line capacity t'.
本発明の装置は、入力音声信号をそのスペクトル包絡t
[現するスペクトル包絡パラメータと前記スペクトル包
絡を除去した残差波形とに分解して伝送する秘話装置に
おいて、予め設定する占有周波数帯域において互いに独
立的に割当てられ九周波数帯域の周波数領域データに変
換して前記スペクトル包絡パラメータと残差波形とを伝
送するとともにこの場合残差波形はその最大値に比例す
る撮幅を有しかつそれぞれの時間位置が残差波形の各極
大値の時間位置に対応する複数のインパルス列によって
代表せしめ九ものを対象とする入力音声信号変換手段を
備えて構成される。The device of the invention converts an input audio signal into its spectral envelope t
[In a private communication device that decomposes and transmits the current spectral envelope parameters and the residual waveform from which the spectral envelope has been removed, the data is converted into frequency domain data of nine frequency bands that are independently assigned to each other in a preset occupied frequency band.] transmits the spectral envelope parameter and the residual waveform, and in this case, the residual waveform has an imaging width proportional to its maximum value, and each time position corresponds to the time position of each maximum value of the residual waveform. The apparatus includes input audio signal converting means for converting nine signals represented by a plurality of impulse trains.
次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。 Next, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第1図は本発明の秘話装置の一実施例の送信側の構成を
示すブロック図、第2図は本発明の秘話装置の一実施例
の受信側の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the transmitting side of an embodiment of the privacy device of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the receiving side of the privacy device of the invention.
第1図に示す送信IIlは、A/Dコンバータ101
、窓処理器102.遅延回路103.自己相関係数算
出器104.LPC分析器105.L8P分析器106
、線形変換器107.補間器108゜周波数発生器1
09.LPC逆フィルタ110.窓処理器Ill 、最
大値検索器112.残差波形正規化器113.補間器1
14.μ変換器115.周波数発生器116 、11
/ Lineari換器117.残差波形パルス発生器
1181周波数発生6119.加算器120を備えて構
成される。The transmission IIl shown in FIG.
, window treatment device 102. Delay circuit 103. Autocorrelation coefficient calculator 104. LPC analyzer 105. L8P analyzer 106
, linear converter 107. Interpolator 108° Frequency generator 1
09. LPC inverse filter 110. Window processor Ill, maximum value searcher 112. Residual waveform normalizer 113. interpolator 1
14. μ converter 115. Frequency generators 116, 11
/ Lineari converter 117. Residual waveform pulse generator 1181 Frequency generation 6119. It is configured with an adder 120.
ま九、第2図に示す受信[2は、 A/f)コンバータ
201.スライプ4yグDFT (Discrete
Fou−rier Transform )回路202
.遅延回路203.ピークピッキング回路204.補間
器205.線形逆f換器206 、 tt / Lin
earK換器207 、ω/α変撲器208 、 LP
F (Low Pa5s iI’jlter )20g
。9. The reception [2 is A/f) converter 201. shown in FIG. Slide 4y DFT (Discrete
Fou-rier Transform) circuit 202
.. Delay circuit 203. Peak picking circuit 204. Interpolator 205. Linear inverse f converter 206, tt/Lin
earK converter 207, ω/α transformer 208, LP
F (Low Pa5s iI'jlter) 20g
.
FM検波5210 、相互相関算出62ti、ピーク検
出器212 、パルス杉成器2131乗算器214゜L
PC合成器215 、D/Aコ/バータ216を備えて
構成される。FM detection 5210, cross correlation calculation 62ti, peak detector 212, pulse generator 2131 multiplier 214°L
It is comprised of a PC combiner 215 and a D/A converter 216.
先ず送信側lvcついで説明する。入力音声信号HA/
Dコンバータ101によって8KHzのす7プリノブ周
波数で標本化されたあと12ビツトのビット数でψ子化
され、この量子化信号は窓処理器102と−J!!延回
路103とに供給される。First, the transmitting side lvc will be explained. Input audio signal HA/
After being sampled by the D converter 101 at a pre-knob frequency of 8 KHz, the quantized signal is converted to a 12-bit bit number, and this quantized signal is sent to the window processor 102 and -J! ! It is supplied to the extension circuit 103.
窓処理器102は入力した量子化信号の30m5EC分
すなわち240サノグルづつを窓時間分として−H内部
メモリに格納し、これにハミング関数等の窓関数による
荷重乗算をsmsgcごとに冥施する。従って5m5E
Cが分析7V−ム周期となる。The window processor 102 stores 30 m5 EC of the input quantized signal, that is, 240 samples each as a window time in the -H internal memory, and performs weight multiplication using a window function such as a Hamming function for each smsgc. Therefore 5m5E
C is the analysis 7V-me period.
窓処理器102の出力は自己相関係数算出器104に供
給されこれにより12次の自己相関係数を分析フレーム
ごとに算出しLPC分析器105 に送出する。The output of the window processor 102 is supplied to an autocorrelation coefficient calculator 104, which calculates a 12th order autocorrelation coefficient for each analysis frame and sends it to an LPC analyzer 105.
LPC分析W I C) 5f1分析フレームごとに入
力する12次の自己相関係数にもとづき公知0LPC分
析手段を介して12次のLPC係数としてのαパラメー
タを抽出し、この12次のαパラメータij5m8Ec
の分析フV−ム周期でLAP分析器106とLPC逆フ
ィルタ110とに供給される。LPC analysis W I C) Based on the 12th-order autocorrelation coefficient input for each 5f1 analysis frame, the α parameter as the 12th-order LPC coefficient is extracted via a known 0LPC analysis means, and this 12th-order α parameter ij5m8Ec
is supplied to the LAP analyzer 106 and the LPC inverse filter 110 with an analysis frame period of V-frame.
LSP分析器106H入力し7t12次のαバラメ−タ
を利用して公矧の手法によって12次のLSP(Lin
e Spectrum Pa1rs 、線スペクトル対
〕パラメータを求めこれを線形変換器107に供給する
。The LSP analyzer 106H inputs the 12th order LSP (Lin
e Spectrum Pa1rs, line spectrum pair] parameter and supplies it to the linear converter 107.
L8P分析5106から出力される12次0LSPパラ
メータは周波数領域のパラメータであり本実施例の場合
は8KHzのサノグ周波数で標本化された量子化信号を
利用して抽出しているのでその周波数は0〜<KHzの
周波数領域にわたって分布している。線形変換器107
はこの周波数分布O〜4KH2を所定の割当周波数帯域
2〜3KHzK線形変換して帯域圧縮を図る。The 12th-order 0LSP parameter output from the L8P analysis 5106 is a frequency domain parameter, and in the case of this embodiment, it is extracted using a quantized signal sampled at a Sanog frequency of 8 KHz, so its frequency is 0 to It is distributed over the frequency range <KHz. Linear converter 107
performs band compression by linearly converting this frequency distribution O to 4KH2 into a predetermined assigned frequency band of 2 to 3KHz.
線形変換器107の出力は補間器108に供給され、5
m5ECの分析フレーム周期で入力する線形圧縮LAF
パラメータ入力について各次数ごとに所定の補間刻み九
とえば8KHz、125μSEC刻みで補関し、その出
力を周波数発生器109に供給する。こうして周波数発
生器109には2〜3KHzの割当周波数帯域に圧縮さ
れ212次のLSPパラメータが各次数ごとに補間によ
るデータの平滑化を図られ、かつ分析フレームごとにそ
の値を更新しつつ供給される。The output of linear converter 107 is fed to interpolator 108,
Linear compression LAF input at analysis frame period of m5EC
The parameter input is interpolated at predetermined interpolation steps of 9 for each order, for example, 8 KHz and 125 μSEC, and the output thereof is supplied to the frequency generator 109. In this way, the frequency generator 109 is supplied with 212-order LSP parameters compressed into the assigned frequency band of 2 to 3 KHz, with the data smoothed by interpolation for each order, and whose values are updated for each analysis frame. Ru.
周波数発生器109は12次の各LAPパラメータに対
応する12個の各周波数を発生する機能を有し、2〜3
KHzの割当周波数帯域内でこのような12個の周波数
を発生、これらを加算器120に供給する。The frequency generator 109 has a function of generating 12 frequencies corresponding to each of the 12th LAP parameters.
Twelve such frequencies are generated within the KHz allocated frequency band and supplied to the adder 120.
こうしてスペクトル包絡パラメータげ割当て周波数帯域
2〜3KHzに分布する12個の時変的周波数に変換さ
れて加算器120に供給される。スペクトル包絡パラメ
ータに対する割当周波数帯域2〜3KHztj:次のよ
うな運用条件にもとづいて決定される。In this way, the spectral envelope parameter is converted into 12 time-varying frequencies distributed in the assigned frequency band of 2 to 3 KHz and supplied to the adder 120. Assigned frequency band 2 to 3 KHztj for spectrum envelope parameter: Determined based on the following operating conditions.
すなわち、本実施例では伝送回線の占有周波数帯域が0
.3〜3.4KHz程度のものを対象とし、このうち2
〜3KHzの帯域にスペクトル包絡パラメータに、ま7
t0.4〜1.9KHzの帯域は残差波形分として割当
てている。このような配分の内容は占有周波数帯域、音
声再現性その他の運用条件を勘案し任意に設定しうるも
のである。That is, in this embodiment, the occupied frequency band of the transmission line is 0.
.. The target frequency is about 3 to 3.4KHz, of which 2
Spectral envelope parameters in the band ~3KHz, or
The band from t0.4 to 1.9 KHz is allocated as a residual waveform portion. The content of such allocation can be arbitrarily set in consideration of the occupied frequency band, audio reproducibility, and other operating conditions.
さて、遅延回路103は入力した量子化信号全所定の時
間遅延させ几のちLPC逆フィルタ110に供給する。Now, the delay circuit 103 delays all the input quantized signals by a predetermined time and then supplies them to the LPC inverse filter 110.
この場合の遅延時間は、窓処理器102に入力し友量子
化信号がLPC分析器105から12次のαパラメータ
として5m5ECごとに更新されつつ出力するまでの処
理時間にほぼ対応し、これによってLPC逆フィルタ1
10には同一分析フレーム周期ごとの量子化音声信号と
12次αパラメータとが提供されることとなる。The delay time in this case approximately corresponds to the processing time from when the quantized signal is input to the window processor 102 until it is output from the LPC analyzer 105 as a 12th-order α parameter while being updated every 5m5EC. Inverse filter 1
10 is provided with a quantized audio signal and a 12th-order α parameter for each same analysis frame period.
LPC逆フィルタtt014.LPCパラメータをフィ
ルタ係数としモデル化され之残差波形等で駆動されて入
力音声信号を合成するLPC合成フィルタとは逆の周波
数特性をもたせ九フィルタであり、5m5ECごとに更
新される12次αパラメータをそのフィルタ係数とし量
子化音声信号を入力して残差波形を出力、これを窓処理
器1lllC供給する。LPC inverse filter tt014. The LPC synthesis filter is modeled using LPC parameters as filter coefficients and is driven by the residual waveform etc. to synthesize the input audio signal.It is a nine filter with frequency characteristics opposite to that of the LPC synthesis filter, and has a 12th order α parameter that is updated every 5m5EC. A quantized audio signal is inputted with the filter coefficients as the filter coefficients, a residual waveform is outputted, and this is supplied to the window processor 1lllC.
窓処理器111H1こうして入力する残差波形?20m
5Ecの窓時間の矩形関数で切出しつつこれ全最大値検
索器112と残差波形正規化器113とに供給する。従
って2omsECが残差波形に対する分析フレーム周期
となる。Window processor 111H1 Residual waveform input in this way? 20m
It is cut out using a rectangular function with a window time of 5Ec and supplied to the total maximum value searcher 112 and the residual waveform normalizer 113. Therefore, 2omsEC becomes the analysis frame period for the residual waveform.
最大値検索器112は入力した残差波形の最大値k 2
0m5ECの分析フレームごとに検索しつつこれを次次
に補間器114に供給する。The maximum value searcher 112 searches for the maximum value k2 of the input residual waveform.
While searching every analysis frame of 0m5EC, this is sequentially supplied to the interpolator 114.
補間器114はこうして入力する最大値間を所定の補間
刻み九とえは8KHz、125μSEC刻みで補間して
データの平滑化を図りこれらをμ変換器115に供給す
る、
補間器114の出力を周波数変化して伝送路に送出する
際、分析フレームにおける数10dBあるいはそれ以上
といつ九大きいダイナミックレンジを圧縮しておく必要
がある。この圧縮は伝送路におけるS/Nの確保と圧縮
による信号の劣化とを最適とすることを目安として実施
する必要があり、本実施例では入力の大きい場合は犬き
く、また入力の小さいものは小さく圧縮して低レベルで
も必要なS/Nの確保が図れるμ変換による非線形圧縮
をμ変換器115で実施しこれを周波数発生器116と
μ/ Linear変換器117に供給する。The interpolator 114 smoothes the data by interpolating between the input maximum values at predetermined interpolation increments of 9, for example 8 KHz and 125 μSEC, and supplies these to the μ converter 115. It is necessary to compress the dynamic range of several tens of dB or more in the analysis frame when the signal is changed and sent to the transmission line. This compression must be performed with the goal of optimizing the S/N ratio in the transmission path and the signal deterioration caused by compression. A μ converter 115 performs nonlinear compression using μ conversion, which allows small compression to ensure the necessary S/N even at a low level, and supplies this to a frequency generator 116 and a μ/Linear converter 117.
周波数発生器116は、入力する残差波形最大値の大き
さに対応して1.6〜l、9KHzの割当周波数帯域内
で変化する周波数を発生しこれを加算器120に供給す
る、こうして、残差波形に対して割当てられた周波数帯
域0.4〜1.9KHzのうち1.6〜1.9KHzは
残差波形の2omsEcの分析7V−ム周期ごとの最大
値に対して提供される。The frequency generator 116 generates a frequency that changes within the allocated frequency band of 1.6 to 9 KHz in response to the magnitude of the input residual waveform maximum value, and supplies this to the adder 120. Of the frequency band 0.4-1.9 KHz assigned to the residual waveform, 1.6-1.9 KHz is provided for the maximum value every 7 V-me period of analysis of 2 omsEc of the residual waveform.
一方、μ/L墓near f換器117に供給されたμ
f換後の最大値はこれによってf換前の状態に復元され
残差波形正規化器113に供給される、残差波形正規化
器113はこうして入力する傅差波形最大値を利用して
、窓処理器Illから入力する残差波形の正規化を図る
。この正規化ハ20msgcの分析フレーム内ごとの残
差波形の正。On the other hand, the μ supplied to μ/L near f converter 117
The maximum value after f conversion is thereby restored to the state before f conversion and is supplied to the residual waveform normalizer 113. The residual waveform normalizer 113 utilizes the maximum value of the difference waveform input in this way, The residual waveform input from the window processor Ill is normalized. This normalization represents the positive residual waveform within each analysis frame of 20 msgc.
負両方向の極大値を前記最大値に対して正規化する形式
で行なわれ、これら正規化極大値列は分析フレームごと
に残差波形パルス発生器118に供給される。これらの
正規化極大値列は第1図の(多に示す正、負方向の線で
示すインパルス列として示される。残差波形パルス発生
器1+8はこれら正規化極大値列にそれぞれ帯域@を付
与して残差波形パルスとする。たとえは点線で示すその
1つに負方向の残差波形パルスである。このような帯域
幅を付与することは、各正規化極大値列をそれぞれパル
ス中心周波数とする波形発生という形式で行なわれ、こ
の場合の発生波形は残差波形に疑似するものでありかつ
可能な限り占有帯域が少なくてすむものとしてガウス波
形、あるいはcosine自乗波杉等自乗波源れる。The maximum values in both negative directions are normalized with respect to the maximum value, and these normalized maximum value sequences are supplied to the residual waveform pulse generator 118 for each analysis frame. These normalized local maximum value sequences are shown as impulse trains indicated by positive and negative lines shown in FIG. For example, one of the pulses shown by the dotted line is a residual waveform pulse in the negative direction.Giving such a bandwidth means that each normalized local maximum value sequence is adjusted to the pulse center frequency. In this case, the generated waveform is a Gaussian waveform or a cosine square wave source, which simulates the residual waveform and occupies as little bandwidth as possible.
観点を変えてみると上述し比帯域幅の付与は占有帯域幅
の低減を図るものである。分析フン−l、周期ごとのか
かる残差波形パルスは入力音声信号再生の目的からは極
力数多く設定し几いし、一方占有周波数帯域は出来る限
り狭くシ几いという矛盾する条件を妥協させつつその数
と帯域幅とが設定される。こうして形成される残差波形
パルスは、残差波形に近似した波形構造と最大値を含む
各極太値を正規化値で表現し北疑似残差波形であり、こ
れは次に周波数発生5 t l 9によって周波数領域
データに変換される。この周波数領域データへの変換で
は0.4〜1.5KHzの周波数帯域が割当てられ、残
差波形パルスに含まれる各パルスの時間位置、ならびに
パルスの大きさが保存される内容の変換形式でf侠が行
なわれる。Looking at it from a different perspective, the provision of the fractional bandwidth mentioned above is intended to reduce the occupied bandwidth. Analysis: The number of residual waveform pulses for each period should be set as large as possible for the purpose of reproducing input audio signals, while the occupied frequency band should be as narrow and strict as possible. and bandwidth are set. The residual waveform pulse thus formed is a north pseudo residual waveform in which the waveform structure approximates the residual waveform and each extremely thick value including the maximum value is expressed as a normalized value, which is then used as the frequency generator 5 t l 9 into frequency domain data. In this conversion to frequency domain data, a frequency band of 0.4 to 1.5 KHz is allocated, and f Chivalry is performed.
周波数発生器119でにさらにこのような残差波形バに
スf変調波としく 1.5−0.4 )/zKHze搬
送波とする内容のFM変vi4t−行ないその被変調波
を加算器120に送出する。The frequency generator 119 further converts the residual waveform into an FM modulated wave (1.5-0.4)/zKHz carrier wave, and sends the modulated wave to the adder 120. Send.
こうして残差波形H0,4〜1.5KHzの周波数帯域
の正規化極大値による残差波形パルスと、1.6〜1.
9KHzの周波数帯域の残差波形最大値とによって表現
されることとなる。このように周波数領域のデータとし
て取扱うことに、一般的に言って、受信側の処理も都合
のいいことが多い。In this way, the residual waveform pulse H0 is the normalized maximum value of the frequency band of 4 to 1.5 KHz, and the residual waveform pulse is 1.6 to 1.6 KHz.
It will be expressed by the maximum value of the residual waveform in the 9 KHz frequency band. Generally speaking, it is often convenient for processing on the receiving side to handle data as frequency domain data in this way.
加算5120はこうして入力する周波数領域のスペクト
ル包絡パラメータと残差波形に関するデータとを所定の
方式で加算し送信信号として伝送路1201i介して受
信側2に供給する。Addition 5120 adds the input frequency domain spectral envelope parameters and data regarding the residual waveform in a predetermined manner, and supplies the resultant signal to receiving side 2 via transmission line 1201i as a transmission signal.
受信側2ではA / Dコンバータ201に入力した送
信信号13KHzのサノプリノグ周波数で標本化したう
え所定のビット数で量子化し、さらに30m5Ecハミ
ング窓掛けに5m5Ec ごとに行なって、この5
m S ECの分析フレーム周期ごとのデータをスライ
ディングI)FT回路202と遅延回路203 VC供
給する。On the receiving side 2, the transmitted signal input to the A/D converter 201 is sampled at the Sanoprinog frequency of 13 KHz, quantized with a predetermined number of bits, and then subjected to 30 m5 Ec Hamming windowing every 5 m5 Ec.
I) FT circuit 202 and delay circuit 203 are supplied with sliding data for each analysis frame period of m S EC.
スライディングD F T回路202H,入力する12
5μSECの分析フレームごとの処理を予め設定するシ
フトレート、本実施例で#iδKHz 、 125μS
ECずつシフトさせながらデータをなるべく細い処理刻
みで処理するスライディングD F1’を行ないつつ入
力データkliill散的フーリエ変換し、そのうち1
.6〜1.9 KHzとこれに続<2〜3KHzすなわ
ち1.6〜3KHzの周波数成分に関するデータの5m
5EC分ずつを出力しこれをピークピッキング回路20
2に供給する。Sliding DFT circuit 202H, input 12
Shift rate to preset processing for each analysis frame of 5μSEC, #iδKHz, 125μS in this example
The input data is subjected to kliill dispersive Fourier transform while performing sliding D F1', which processes the data in as small processing increments as possible while shifting the data by EC.
.. 5 m of data for frequency components between 6 and 1.9 KHz and subsequent <2 and 3 KHz i.e. 1.6 and 3 KHz
It outputs 5EC each and sends it to the peak picking circuit 20.
Supply to 2.
ピークピッキング回路204H,入力したデータの極大
値を検出するピークピッキング(peakpickin
g ) k’ii施し1.6〜1.9 KHz帯域に含
まれる極大値として存在する残差波形の最大値、ならひ
に2〜3KHz帯域に含まれる12個の極大値として存
在する12次のLAPパラメータを検出してそれぞれの
対応周波数全決定し、これらは分析フレームごとに次次
に補間52051C供給する。A peak picking circuit 204H performs peak picking to detect the maximum value of input data.
g) The maximum value of the residual waveform that exists as a maximum value included in the k'ii 1.6-1.9 KHz band, and the 12th order that exists as 12 maximum values included in the 2-3 KHz band. The LAP parameters of are detected and all corresponding frequencies are determined, and these are then interpolated 52051C for each analysis frame.
補間器205はこうして入力する残差信号の最大値なら
びにスペクトル包絡パラメータを分析フレーム間で所定
の分析刻み8KHz、+25μSECごとに補間しなが
ら線形逆f換器206に供給する。The interpolator 205 interpolates the maximum value of the input residual signal and the spectral envelope parameter at predetermined analysis increments of 8 KHz and +25 μSEC between analysis frames and supplies them to the linear inverse f-converter 206.
なお、本実施例では演算量の減少、125μSECの変
動に対する配慮等を考慮してピークピッキノグ回路20
4の出力は5m5ECごとに出力しているがこれ’k1
25μSECごとに出力するときは補間器205は不要
となる。Note that in this embodiment, the peak pick-nog circuit 20 is
The output of 4 is output every 5m5EC, but this is 'k1
When outputting every 25 μSEC, the interpolator 205 becomes unnecessary.
線形逆f俟器206はこうして入力し定スペクトル包絡
パラメータとしての12次のLSPパラメータの線形逆
f換金行なう。この線形逆変換は、0〜4 KHzのも
のが2〜3KHzに帯域圧縮を行なわれているものを再
びO〜4KHzに逆変換し復元するものである。まt1
残差波形最大値もμ変換によって圧縮された状態となっ
ているがこれはμ/ L、1near f換器207に
供給しμ変換を解除し几のち乗1i4.器214に供給
する。The linear inverse f calculator 206 converts the input 12th-order LSP parameter into linear inverse f as a constant spectral envelope parameter. This linear inverse transformation is to inversely transform and restore the 0 to 4 KHz band compressed to 2 to 3 KHz again to 0 to 4 KHz. Mat1
The maximum value of the residual waveform has also been compressed by the μ transform, but this is supplied to the μ/L, 1near f converter 207 to cancel the μ transform, and then converted to the power 1i4. 214.
線形逆変換を行なったl 2 LAPパラメータにω/
αf侯5208に供給され、LSP パラメータ(ω
)をαパラメータにf換しこれをLPC合成5215に
供給する。ω/ to l 2 LAP parameters subjected to linear inverse transformation
The LSP parameter (ω
) is converted into an α parameter f and this is supplied to the LPC synthesis 5215.
LPC合成器215i全極型ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数として125μSECごとに更新される12次
のαパラメータをω/αjKm器208から受け、また
加算器214からは残差波形を受けて駆動されることと
なるが、この残差波形は次のようにして再生される。The LPC synthesizer 215i receives a 12th-order α parameter updated every 125μSEC as a filter coefficient of an all-pole digital filter from the ω/αjKm unit 208, and receives a residual waveform from the adder 214 to be driven. However, this residual waveform is reproduced as follows.
すなわち、A/Dコンバータ201の出力は遅延回路2
03にも供給されるが、遅延回路203はμ/ Lin
ear K換器207から出力される残差波形の最大値
と、パルス形成5213から出力される残差波形パルス
列とが同一のフレーム周期となるように遅延時間を与え
るものとし、この出力はLPF209に供給される。That is, the output of the A/D converter 201 is sent to the delay circuit 2.
03, but the delay circuit 203 is μ/Lin
A delay time is given so that the maximum value of the residual waveform output from the ear K converter 207 and the residual waveform pulse train output from the pulse generator 5213 have the same frame period, and this output is sent to the LPF 209. Supplied.
LPF209は0.4〜1.5KF−1zの周波数帯域
、すなわちFM変調しt残差パルスのみとり出しこれ全
FM検波器210に供給する。The LPF 209 performs FM modulation in the frequency band of 0.4 to 1.5 KF-1z, extracts only the t residual pulse, and supplies it to the total FM detector 210 .
FM検波器210はこうして入力する信号′(l−FM
検波し、第2図の■に示す残差波形パルスを検出しこれ
を相互相関算出器211に供給する。The FM detector 210 receives the input signal '(l-FM
The residual waveform pulse shown in (■) in FIG. 2 is detected and supplied to the cross-correlation calculator 211.
相互相関算出器211は第1図の■に示す残差波形パル
スの正規化値ルベルのもの@をあらかじめ内蔵のROM
K格納しておき、これと■との相互相関算出を介して
■が所望の残差波形パルスであることを確認したうえで
これをピーク検出器212に供給する。The cross-correlation calculator 211 stores the normalized value of the residual waveform pulse shown in
K is stored, and after confirming that ■ is the desired residual waveform pulse through cross-correlation calculation between this and ■, it is supplied to the peak detector 212.
ピーク検出5212Hこうして入力する相互相関算出器
211の出力のピーク値全検出しこれをパルス形成器2
13に供給する。Peak detection 5212H detects all the peak values of the input cross-correlation calculator 211 output and sends them to the pulse generator 2.
13.
パルス形成器212は第1図に示す■の残差波形の縦線
で示す時間位置に最大値で正規化されtレベルのインパ
ルス列の時間領域データを発生しこれを乗算器214に
供給する。The pulse former 212 generates time-domain data of an impulse train of t level normalized to the maximum value at the time position indicated by the vertical line of the residual waveform shown in FIG.
乗算器214 i’iこうして入力したインパルス列の
正規化レベルに最大値レベルを乗算し実レベルのインパ
ルス列で表現した残差波形を分析フレームごとに発生、
これ1LPC合成器215に供給する、
LPC合成器215はこうして入力した12次のαパラ
メータ金フィルタ係数とし残差波形によって駆動されて
ティジタル音声を再収しこれtD/Aコ7パータ216
に供給する。Multiplier 214 i'i Multiplies the normalized level of the input impulse train by the maximum level to generate a residual waveform expressed by the actual level impulse train for each analysis frame,
This is supplied to the 1LPC synthesizer 215. The LPC synthesizer 215 uses the thus input 12th-order α parameter gold filter coefficient and is driven by the residual waveform to re-collect the digital audio.
supply to.
1)/Aコンバータ216 flディジタル入力をアナ
ログ変換しtあとLPFで不要な高域成分を除去し出力
音声信号として送出する。1) /A converter 216 converts the fl digital input into analog, removes unnecessary high frequency components with an LPF, and sends it out as an output audio signal.
こうして回線’Jftを増大することなく、残差波形の
伝送を前提とする秘話通信を実施することができる。In this way, confidential communication based on transmission of residual waveforms can be carried out without increasing the line 'Jft.
なお、本実施例においては分析フレームごとの残差波形
の最大値に比例する振幅でかつその時間位置に一致する
位置に存在せしめた複数のインパルス列で残差波形を表
現しているがこれは同様の他の表現、たとえばパルス間
隔を制限してほぼ同じインパルス列で形成するマルチパ
ルスを利用してもほぼ同様に実施しうろことは明らかで
ある。In this example, the residual waveform is expressed by a plurality of impulse trains that have amplitudes proportional to the maximum value of the residual waveform for each analysis frame and are located at positions that match the time positions of the residual waveforms. It is clear that other similar expressions, such as multipulses formed by substantially the same impulse train with limited pulse intervals, may be used in substantially the same manner.
またαパラメータ、LSPパラメータの分析次数等も任
意に設定しても差支えない。Further, the α parameter, the analysis order of the LSP parameter, etc. may be set arbitrarily.
以上説明しt如く本発明によれば、入力音声信号をスペ
クトル包絡パラメータと残差波形とに分解して伝送する
秘話装置において、互いに独立的に割当てられた周波数
帯域の周波数領域データに変換して前記スペクトル包絡
パラメータと残差波形とを伝送するとともに、残差波形
はその最大値に比例する振幅を有しかつそれぞれの時間
位置が残差波形の各極大値の時間位置に対応する複数の
イアパルス列によって代表せしめるという手段を備えて
秘話通信を行なうことにより、回線容tt−増大するこ
となく音質の劣化を大幅に改善することができる秘話装
置が実現できるという効果がある、As explained above, according to the present invention, in a confidential communication device that decomposes an input audio signal into spectral envelope parameters and residual waveforms and transmits them, converts the input audio signals into frequency domain data of frequency bands assigned independently from each other. A plurality of ear pulses transmitting the spectral envelope parameter and the residual waveform, the residual waveform has an amplitude proportional to its maximum value, and each time position corresponds to the time position of each local maximum value of the residual waveform. By carrying out secret communication using a means of representing the data by rows, it is possible to realize a secret communication device that can significantly improve the deterioration of sound quality without increasing the line capacity.
第1図は本発明の秘話装置の送信側の一実施例の構成を
示すブロック図、第2図は本発明の秘話装置の受信側の
一実施例の構成を示すブロック図である。
l・・・・・・送信側、2・・・・・・受信側、lot
・・・・・・A/f)コノバーj’、102・・・・・
・窓処理器、103・・・・・・遅延回路、104・・
・・・・自己相関係数算出器、105・・・・・・LP
C分析6.106・・・・・・L、SP分析器、107
・・・・・・線形変換器、108・旧・・補間器、10
9・・・・・・周波数発生器、110・・・・・・LP
C逆フィルタ、1.1・・・・・・窓処理器、112・
・・・・・最大値検索器、113・・・・・・残差波形
正規化器、114・・・・・・補間器、115・・・・
・・μ変換器、116・・・・・・周波数発生器、11
7・・団・μ/ Linear変換6,118・・・・
・・残差波形パルス発生器、119・・・・・・周波数
発生器、120・・・・・・加算器、201・・・・・
・A/Dコノバータ、202・・・・・・スライディン
グDFT[gl路、2o3・・・・・・遅延回路、2o
4・・・・・・ピークビッキ7グ回路、2o5・旧・・
補間器、2o6・・・・・・線形逆変換器% 207・
・・・・・μ/ Linear変換器、208・・・・
・・ω/α変換器、2o9・・・・・・LPF、210
・・・・・・FM検波器、211・・・・・・相互相関
算出器、212・・・・・・ピーク検出器、213・・
・・・・パルス形成5.214・・・・・・乗算器、2
15・・団・LPC合成器、216・・・・・・D/A
コンバータ。
−+啄FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the transmitting side of the secure communication device of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the receiving side of the secure communication device of the present invention. l...Sending side, 2...Receiving side, lot
...A/f) Conover j', 102...
・Window processor, 103...Delay circuit, 104...
...Autocorrelation coefficient calculator, 105...LP
C analysis 6.106...L, SP analyzer, 107
・・・・・・Linear converter, 108・Old・Interpolator, 10
9...Frequency generator, 110...LP
C inverse filter, 1.1...Window processor, 112.
... Maximum value searcher, 113 ... Residual waveform normalizer, 114 ... Interpolator, 115 ...
...μ converter, 116 ... Frequency generator, 11
7.・Dan・μ/Linear conversion 6,118・・・・
... Residual waveform pulse generator, 119 ... Frequency generator, 120 ... Adder, 201 ...
・A/D converter, 202...Sliding DFT [gl path, 2o3...Delay circuit, 2o
4...Peak Bikki 7g circuit, 2o5/old...
Interpolator, 2o6...Linear inverse transformer% 207.
...μ/Linear converter, 208...
...ω/α converter, 2o9...LPF, 210
...FM detector, 211...Cross correlation calculator, 212...Peak detector, 213...
... Pulse formation 5.214 ... Multiplier, 2
15...Dan/LPC synthesizer, 216...D/A
converter. -+Taku
Claims (1)
ル包絡パラメータと前記スペクトル包絡を除去した残差
波形とに分解して伝送する秘話装置において、予め設定
する占有周波数帯域において互いに独立的に割当てられ
た周波数帯域の周波数領域データに変換して前記スペク
トル包絡パラメータと残差波形とを伝送するとともにこ
の場合残差波形はその最大値に比例する振幅を有しかつ
それぞれの時間位置が残差波形の各極大値の時間位置に
対応する複数のインパルス列によって代表せしめたもの
を対象とする入力音声信号変換手段を備えて成ることを
特徴とする秘話装置。In a confidential communication device that decomposes and transmits an input audio signal into a spectral envelope parameter expressing its spectral envelope and a residual waveform from which the spectral envelope is removed, frequency bands are assigned independently from each other in a preset occupied frequency band. In this case, the residual waveform has an amplitude proportional to its maximum value, and each time position corresponds to each local maximum value of the residual waveform. What is claimed is: 1. A secret speech device comprising an input speech signal converting means for converting an input speech signal represented by a plurality of impulse trains corresponding to time positions.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60168225A JPS6229234A (en) | 1985-07-29 | 1985-07-29 | Privacy telephone equipment |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60168225A JPS6229234A (en) | 1985-07-29 | 1985-07-29 | Privacy telephone equipment |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6229234A true JPS6229234A (en) | 1987-02-07 |
JPH0511452B2 JPH0511452B2 (en) | 1993-02-15 |
Family
ID=15864098
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60168225A Granted JPS6229234A (en) | 1985-07-29 | 1985-07-29 | Privacy telephone equipment |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6229234A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009512895A (en) * | 2005-10-21 | 2009-03-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Signal coding and decoding based on spectral dynamics |
-
1985
- 1985-07-29 JP JP60168225A patent/JPS6229234A/en active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009512895A (en) * | 2005-10-21 | 2009-03-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Signal coding and decoding based on spectral dynamics |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0511452B2 (en) | 1993-02-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPS6161305B2 (en) | ||
KR100550399B1 (en) | Method and apparatus for encoding and decoding multiple audio channels at low bit rates | |
US6772114B1 (en) | High frequency and low frequency audio signal encoding and decoding system | |
EP0657873B1 (en) | Speech signal bandwidth compression and expansion apparatus, and bandwidth compressing speech signal transmission method, and reproducing method | |
JP4777918B2 (en) | Audio processing apparatus and audio processing method | |
JP3186412B2 (en) | Information encoding method, information decoding method, and information transmission method | |
WO2001097212A1 (en) | Frequency interpolating device and frequency interpolating method | |
KR101035104B1 (en) | Processing of multi-channel signals | |
US5579437A (en) | Pitch epoch synchronous linear predictive coding vocoder and method | |
US5754127A (en) | Information encoding method and apparatus, and information decoding method and apparatus | |
JPH0754440B2 (en) | Speech analysis / synthesis device | |
RU2256293C2 (en) | Improving initial coding using duplicating band | |
US5475629A (en) | Waveform decoding apparatus | |
JPS5914759B2 (en) | How to process audio signals | |
JPS6229234A (en) | Privacy telephone equipment | |
JP2958726B2 (en) | Apparatus for coding and decoding a sampled analog signal with repeatability | |
JP3830106B2 (en) | A mechanism for defining the signal spectrum of a wideband digital signal and obtaining bit arrangement information according to the signal spectrum | |
JPH07273656A (en) | Method and device for processing signal | |
JPH07221650A (en) | Method and device for encoding information and method and device for decoding information | |
JP2513404B2 (en) | Confidential device | |
JPH1020886A (en) | System for detecting harmonic waveform component existing in waveform data | |
JPH04304727A (en) | Data ciphering device, data decoder and data ciphering decoder | |
JPH04264599A (en) | Voice analytic synthesizing device | |
JPH06169289A (en) | Compressed data reproduction device | |
JPH0468400A (en) | Voice encoding system |