JPS62285588A - 等化回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 産業上の利用分野 本発明は磁気テープ上に記録された広帯域ビデオ信号例
えばデジタルツーげ化されたビデオ信号の再生の際の等
化回路装置に関する。

従来の技術 デジタルコード化されたビデオ信号の磁気記憶の場合、
伝送される信号の広帯域特性のため再生側の信号処理手
段は信号伝送の品質、すなわち達成可能なピット誤り率
に対して重大な影響を及はす。

アナログ技術でビデオ信号の磁気記憶の際直流電圧値の
除去のため当該ビデオ信号はほぼｉ　４　ＭＨｚの帯域
幅でほぼ５　Ｑ　Ｑ　ＫＨｚの下限遮断周波数のＦＭ変
調信号として記録されるのに対し、デジタルコード化ビ
デオ信号の処理の場合は伝送チャネルの帯域幅に対する
要求がより　−増大になる。塊在の記録標準方式では上
限と下限遮断周波数の比はほぼ３００であシ、記録チャ
ネルごとの信号帯域幅は５　Ｑ　ＭＨｚである。それに
より下限遮断周波数１６６　ＫＨｚが生じる。

このことの意味するのは場合によシ余裕を含めて、（基
の）周波数の１０３倍に亘っての信号処理金し得る必要
性があることである。

発明の目的 従って本発明の目的とするところは所要の広帯域信号等
化を行なわせ同時にＳ／Ｎ比を大して悪化させない等信
器構成（構造）を実現することにある。

発明の構成 上記課題の解決は請求範囲１の特徴事項によシ達成され
る。その請求の範囲１の回路装置の実施態様は従属請求
項に記載されている。

磁気記録担体、例えは磁気テープ上に広帯域信号の記録
技術にて、再生される信号の振幅も位相も信号周波数に
依存して変動することは永らく前から公知である。この
現象は振幅−周波数特性ないし位相−周波数特性と称さ
れる。記録された信号にできるだけ精確に相応する信号
を磁気記録担体から取出すのに、振幅、位相変動の影ｑ
ｉｌを補償する必袂がある。このことは一般に等化回路
網にて行なわれ、それら等化回路網のうち多数のものが
公知であシ、こｎら等化回路網は再生ヘッドに後直接続
されて、相互の坦 周波数特性によシ、信号特性カーブを平担化する。デジ
タルコード化されたビデオ信号の処理の際の特別な広帯
域性の条件により、適用さるべき等信器構造に対する要
求が厳しいものになる。

磁束変化に応動する磁気ヘッドを用いての磁気記録担体
からの信号の再生の際理論的には周波数の１０倍ごとに
２０　ｄＢ　（２０ｄＢｚデイケード（ｄｅｃａｄｅ）
）の信号電圧の上昇増大が行なわれる。実際上振幅特性
カーブのそのような基本的経過が、自己減磁の作用、ヘ
ッド−テープ−（位ｒｔ）ｖＩ４整誤差、不十分なチー
ノーヘッド接触状態によるＳ／Ｎ比損失の影響を受ける
。生成振幅周波数特性は下限遮断周波数の周波数の１０
倍ごとに２０　ｄＢ　（２０ｄＢ　／ディケード（ｄｅ
ｃａｄｅ　）　）の上昇を呈し、その後、種々の損失係
数が作用して、当該上昇が低速化されて信号電圧の最大
値に達するようになる。しかる後、信号電圧は先ず、は
ぼ２０　ｄＢで下降し、而して、比較的高い、且最高の
周波数に向って周波数の１０倍ごとに６０　ｄＢで降下
する。生成信号電圧カーブの基本的経過を第１図に示す
。

実施例 本発明の実施例が図示してあシ、以下詳細に説明する。

第６図はビデオ再生磁気へツーと、再生プリアンプとか
ら成る系３１の信号処理回路のブロック接続図である。

所要の信号等化は６段に亘９等化器段３２〜３４にて行
なわれる。その場合、プリアンプに直ぐ後直接続された
第１の段３２にて、糸３１の群伝播時間の等化が、また
、後続の段３３にて、９０°位相回転を伴な５６分によ
る振幅叫化が、また、最終段３４にて終端振幅等化が行
なわれる。

再生アンプへの再生磁気へツーの結合の手法には第４図
の電気等価回路構成が基礎となっている。文献、例えば
雑誌フレクヴエンツ（Ｆｒｅｑｕｅｎｚ　）第６８号（
１９８４年）、第１２巻、第６０６〜３１２頁に既に詳
述されているように、等価回路栴成中では再生ヘッド４
１は信号源ＵＢと直列のインダクタンスＬＨと、同様に
それと直列の抵抗ＲＨと、上記（ＪＳ、　ＬＨ，ＲＨの
直列接続体に並列の巻線−、スイッチング（配線）容量
ＣＨとから成る減衰（制動）される並列振動回路として
見做され得る。再生プリアンプ４２はそれの、入力抵抗
Ｒ１及びこれに並列の人力容量を有する人力インーーダ
ンスと、増幅に−Ａｖとによって完全に表わされている
。ＵＳ工は再生プリアンプ４２の出力側における信号電
圧を示す。

その場合、再生磁気ヘッド及び再生プリアンプ４１．４
２（第４図）に相応する系３１（第３図）の増幅度は次
式で表わされ得る。

その場合、所要の全帯域幅５　Ｑ　ＭＨｚにわたっての
増幅１ｉＡｖに対する２５〜３５　ｄＢの値が唯１つの
少ノイズのトランジスタ段で達成され得る。

第３図の３段の再生等止器構造の第１段３２において、
次のような場合には増幅された信号ＵＳＩは最小位相誤
差に等化され得る、即ちそれの等化伝達関数Ｈ３□（１
）に対して下式が成立つ場合上述のように最小誤差に等
化され得るのである。

もって、再生磁気ヘッド４１の、その複素インピーダン
スを以ての、再生プリアンプ４２の入力側への結合によ
シ生じる一切の位相誤差が最適に等化されることが達成
される。更にそのような等化過程により幾らかの振幅強
調（上昇）が得られる。確められ（検証され）た場合で
は有意の周波数領域内で同時の群伝播時間等化ｉ１．４
ｎｓのもとで、下限、上限帯域遮断周波数値の闇でほぼ
１ＱｄＢの振幅上昇（増大）が生じる。第５図は５ｇ１
の等信器段３２の振幅周波数特性及び群伝播時間の経過
を示す。

第６図は等化さるべき再生系の上述の解析に従って設計
された等信器段３２（第６図）に相応する位相等化用回
路装置を示す。その場合、再生プリアンプ６２の結合さ
れたビデオ−再生磁気ヘッド６１の等価回路構成は第４
図のそれに相応する。再生磁気ヘッド６１と、結合され
た再生プリアンプ６２とから成る装置構成体の位相周波
数特性に対して相互の周波数特性を得るため差動アンゾ
ロ３の反転入力側が再生プリアンプ６２の入力インピー
ダンスの擬似回路素子を介してそれの出力側に接続され
ている。この入力インピーダンスは第４図に相応して入
力抵抗Ｒ１と入力容量Ｃｉとの並列接続体から成る。

史に差ｋｈｒンプ６３の出力側は反転入力側に接続され
ている。帰還結合分岐は第４図の電気等価回路構成の入
力回路の擬似回路素子、図示の央ｍ例では寿生磁気へ。

ラドのインダクタンスＬＨと損失抵抗ＲＨの直列接続体
と、再生プリアンプの人力抵抗Ｒｉと、スイッチング−
１人力容量（４（、Ｃ４の合成抵抗（ＣＨ＋　Ｃ工）と
の並列接続体とから取る。差動アンプ６３の非反転入力
側は固定電位におかれている。信号等化用回路装置の増
幅度ＡＶ２は次の通シである。

ＡＶ２≧１ 損失抵抗ＲＨの値は周波数に依存して変化する。

従って、第７図の信号等化用回路装置は次のように変形
されるとよい。その場合、再生プリアンプの出力側への
差動アンプの結合が第６図のそのような結合と同じよう
に行なわれる。また、それの非反転入力側は第６図にお
けるように固定電位におかれている。差動アンプ７３の
出力側からそれの入力端への帰還分岐は２つの並列接続
回路から成る１つの直列接続体から構成される。第１の
並列接続回路中には第６図の回路装置におけると同じよ
うに再生プリアンプの人力抵抗Ｒｉの擬似回路素子と合
成容量ｃＨ。

Ｃ工（ＣＨ＋　Ｃ工）が設けられている。第２並列接ｆ
ｌｊｃｌｉｌｌ！Ｊ路中には損失抵抗（第６図中のＲＨ
）は外生磁気へツＰのインダクタンスＬＨに直列の部分
抵抗Ｒｆ（Ｓと、この直列接続回路に並列の部分抵抗Ｒ
ＩＰとによって擬似形成されている。その場合インダク
タンスＬ）（は有利に損失の少ない（少損失の）コイル
によつ１実現される。

第８図の回路装置はそれの電気特性の点で第７図のそれ
に相応しているが、負帰還なしてのアンプとしての実現
回路構成は回路の安定性に寄与する。

人力部として作用する差動アンプは２つのＮｐＮ　）ラ
ンゾスタ８１．８２から成シ、それのエミッタは夫々電
圧源−〇Ｂと接続されている。

トランジスタ８１０ベースは結合コンデンサ８３を介し
て回路入力端８４、即ち（図示されていない）再生プリ
アンプの出力側と接続されている。両トランジスタ８１
．８２のベースはベース抵抗８５．８６を介してアース
に接続されている。トランジスタ８１のコレクタには直
接＋ＵＢが加わり、一方、トランジスタ８２のコレクタ
は所望の特性カーブの実現のため受動素子から成る回路
装［（−これはまさに第７図中の差動アンプ７３の爆速
分岐中の２つの並列接続回路に相応する）を介して、正
の電圧源＋６Ｂと接続されている。上記の２つの並列接
続回路から成る直列接続体は第１の並列分岐（この中ｖ
ｃは合成容ｉｔ　ＣＨ＋　Ｃｉと損失抵抗ＲＨＰが設け
られている）と、第２並列分岐とから成）この第２並列
分岐はへラドインダクタンスＬＨＮ入力抵抗Ｒｉの擬似
回路素子及び損失抵抗ＲＨｓの第２部分ｔｉする。抵抗
ＲｉとインダクタンスＬＨとの間、並びに合成容量ＣＨ
＋　Ｃ工と部分抵抗ＲＨＰとの間にて２つの並列分岐は
当該両分岐の直列接続体の実現のため相互に結合されて
いる。

両トランジスタ８１．８２のエミッタは夫々エミッタ抵
抗８７．８８を介して給ｉｔ圧源の負端子、即ち−Ｕ１
３と接続されている。更に両トランジスタ８１．８２の
エミッタは再生プリアンプの入力インピーダンスの擬似
回路素子により相互に接続さｎている。このような人力
インピーダンスの擬似回路素子は人力抵抗Ｒ１と人力容
ｉｉＣ工との並列接続体から成る。

両トランジスタ８１．８２から形成された、差動アンプ
−人力段の出力側にはアンプ段が接続されている。すな
わち別のＮｐＮ　−トランジスタ９０がトランジスタ８
２のコレクタに接続されていて、その際、トランジスタ
９０のベースはトランジスタ８２のコレクタと導電的に
接続されている。更にトランジスタ９０のコレクタは電
圧源正端子中〇Ｂに導電的に接続されている。

トランジスタ９０のエミッタはエミッタ抵抗９１ｔ−介
してアースされている。それによ）信号出力側９２から
上記エミッタからの出力信号が取出可能である。

そのようにして位相ひずみの除去のための信号等化の後
では後続の段によ）行なわれる過程としては９（ｊ′の
位相回転を伴なう信号の積分と、それに後続する、条幅
周波数特性の純然たる等化を行なえばよい。

第２図は測定点ＭＰにおける合成振幅周波数特性及び近
似化の様子を示す。破線のカーブは残シの等止器におけ
る所要の振幅等化の伝達関数を意味する逆の周波数特性
を示す。伝達関数ＨＡ（ｆ　）は第２図から求め得る。

その場合、９０回転を伴う振幅等化のためＨ′３３（ｆ
）について次の関係式 が成立ち、また、 位相リニヤな高周波強調（増大）には下式が成立つ、 Ｈ’５４（ｆ）　＝　（１＋ｂｆ”）、（１＋ｃｆ”）
　　　　　　　　　（３）伝達関数Ｈ’３３（ｆ）は所
要の積分器によって実現されこれは読出過程の際の微分
作用をキャンセルする。伝達ヒを１数Ｈ’３４（ｆ）は
異なったコーナー（基準）ＮｆＪ波数を有する２つの後
置接続のカスケード化された微分等止器から成る。

上記構造を広帯域信号の等化に適用する場合、伝達関数
Ｈ’３３（ｆ）を有する積分器の実現には著しく高い要
求が課せられるニ ー積分器はほぼ、（基の）周波数の１０３倍に亘って振
幅及び位相的に適合して動作しなければならない、 一積分器の振幅的動作領域は６０　ｄＢよシ犬でなけれ
ばならない。

上記の積分器への要求のもとて回路のノイズ最適化が行
なわれなけれはならないことは明らρ）である。ノイズ
の少ない広帯域アンプでは最も肩利な場合には４　Ｑ　
ｄＢの、下限帯域遮断周波数値ｆｕ　”　５０　ＫＨｚ
における無負荷時増幅度が達せられる。それによシ、最
大信号周波数ｆ５（）　”　５　Ｑ　厖ｚの際、積分器
が基の周波数の１０３倍に亘って動作する場合、−２０
ｄＢの振幅減少が生じる。要するに、このような積分段
はプリアンプの後置に達したＳ／Ｎ比をやはシ劣化させ
る。

このような理由によシ、所要の伝達関数Ｈ３３（ｆ）な
いしＨ３４（ｆ）は次のようにして実現される 式（４）の変形により下式が得られる 要するに伝達関数Ｈ３３（ｆ）によ）、伝送領域区域に
対する所要の９０′回転が与えられる。

（４）式（よる実現形態との相違点とするところは積分
器に対して並列に微分器が設灯られておシ、この微分器
の作用はで＝ＸＪ１／ｂの際既に積分器のそれと同じ大
きさであり、帯域３１！断限界（遮断周波数＠）のほう
に向ってさらに上昇しつつけることである。それにより
、積分器への要求が比較的簡単なものとＡるニ ー周波数領域５　Ｑ　ＫＨｚ〜１Ｑ　ＭＨｚにおける積
分特性 一振幅についでの動作領域はぼ４６ｄＢ構成菓子及び回
路設計の相応に入念な選定によって、再生信号のＳ／Ｎ
比が所要の積分器によって決定さｎすに、−議的にプリ
アンプの領域にて決定されることが達成され得る。

伝達関数Ｈ３４（ｆ）を用いての終段振幅等化段は従来
技術に従って実現され得る： 式（５）の変形によ）次式が与えられるＨ３４（ｆ）　
＝　１−　（ｊ　ｔＥ　ｆ　＞＝（ｊＪＦ　ｆ）　　　
　　（７）こｎにより、直ちに所望の伝達関数の実現が
可能となる：伝達関数ｊ　Ｊｒ　ｆ　ｆ夫々有する２つ
のカスケード化微分段によシ、定数と共い、高周波数に
対する上昇（強調）が与えられる。

発明の効果 本発明により、所要の広帯域信号等化を行なわせ同時に
Ｓ／Ｎ比を大して感化させない等化器構造を実現できる
利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は再生ノリアンプの出力側における生成振幅−周
波″ｅｉ特性経過を示す線図１、第２回は残品等化の決
定のためのざ一ド巌図、第３図は信号処理用回路装菫の
ブロック接続図、第４図に再生−磁気ヘッド及び再生−
プリアンプの等価口路図、第５図は等化伝達関数Ｈ：＋
２（ｆ）の群伝播時間及び振幅周波数特性の特性図、第
６図は再生プ’Ｊ　７ンノの後の群伝播時間等化用回路
装置の回路図、第７図は群伝播時間等化用回路装置の回
路図、第８図は第７図の装置の具体的回路構成図である
。 ３１・・・再生磁気ヘッド−プリアンプ−系、３２〜３
４・・・等化器段、 ＦＩＧ、　１ ＦＩ［３，２ Ｆｌ（３，３ ＦＩＧ、５ ＦＩＧ、　６

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、磁気テープ上に記録された広帯域ビデオ信号の再生
   の際の等化回路装置において、 次の等化器段の縦続接続体を具備する即ち、 ａ）再生磁気ヘッド−再生プリアンプ−系の群伝播時間
   等化のための再生プリアンプの出力側における第１の等
   化器段（３２）、 ｂ）９０°位相回転を伴なう振幅等化のための後続段（
   ３３） ｃ）高周波損失の補償用の終段（３４）を具備すること
   を特徴とする等化回路装置。 ２、再生磁気ヘッドと再生プリアンプとから成る系（３
   １）の位相−周波数特性に対して逆の位相特性を有する
   特許請求の範囲第１項記載の回路装置。 ３、差動アンプ（６３）から成る等化器段（３２）を有
   し、該差動アンプの非反転入力側は固定電位におかれ、
   それの反転入力側は再生プリアンプ（４２、６２）の入
   力インピーダンスの擬似回路素子を介して当該差動アン
   プの出力側と接続とされており、当該差動アンプの出力
   側は再生磁気ヘッド−再生プリアンプ−系の結合インピ
   ーダンスの擬似回路素子を介してそれの反転入力側に帰
   還結合されている特許請求の範囲第１項記載の回路装置
   。 ４、差動アンプ（６３）の帰還分岐は再生磁気ヘッドの
   インダクタンスＬ＿Ｈ及び損失抵抗Ｒ＿Ｈの擬似回路素
   子と、並列接続回路との直列接続体を具備し前記並列接
   続回路は再生プリアンプの入力抵抗Ｒ＿ｉの擬似回路素
   子と、磁気ヘッドの個別容量及び再生プリアンプの入力
   容量の合成容量（Ｃ＿Ｈ＋Ｃ＿ｉ）との並列接続により
   構成されている特許請求の範囲第３項記載の回路装置。 ５、差動アンプ（７３）の帰還分岐中にて損失抵抗が、
   インダクタンスＬ＿Ｈに直列の部分Ｒ＿Ｈ＿Ｓと、当該
   直列接続体に並列の部分Ｒ＿Ｈ＿Ｐとによって実現され
   ている特許請求の範囲第４項記載の回路装置。 ６、所要の９０°位相回転を行なわせるため反転積分器
   と、信号加算段の後続する非反転微分器との並列接続体
   を用いる特許請求の範囲第１項記載の回路装置。