JPS62201025A - 高周波数交流電力の伝送線路 - Google Patents
高周波数交流電力の伝送線路Info
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- JPS62201025A JPS62201025A JP61040634A JP4063486A JPS62201025A JP S62201025 A JPS62201025 A JP S62201025A JP 61040634 A JP61040634 A JP 61040634A JP 4063486 A JP4063486 A JP 4063486A JP S62201025 A JPS62201025 A JP S62201025A
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- Japan
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- impedance
- source inverter
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Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 11
- 241000283973 Oryctolagus cuniculus Species 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
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Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
この発明は、高周波数の交流電力を出力する電圧形イン
バータから負荷に対して高周波数交流底力を伝送する伝
送線路に関する。
バータから負荷に対して高周波数交流底力を伝送する伝
送線路に関する。
第２図は電圧形インバータが出力する高周波数の交流電
力を負荷に供給する従来例を示す回路図である。この第
２図において、符号１０は高周波数の交流電力を出力す
る電圧形インバータであって、この交流電力は配線１１
を介して負荷回路２０に送電される。ここで符号１２は
配線１１に存在する配線インダクタンスであり。
力を負荷に供給する従来例を示す回路図である。この第
２図において、符号１０は高周波数の交流電力を出力す
る電圧形インバータであって、この交流電力は配線１１
を介して負荷回路２０に送電される。ここで符号１２は
配線１１に存在する配線インダクタンスであり。
符号１５は配線１１に直列に挿入された直列リアクトル
である。
である。
電圧形インバータ１０から高周波数の交流電力が供給さ
れる負荷は一般に誘導性であることから、図示のように
負荷リアクタンス２１と負荷抵抗２２との直列回路で構
成されているが、この直列回路に共振コンデンサ２３を
並列接続することで並列共振回路２０が形成されている
。
れる負荷は一般に誘導性であることから、図示のように
負荷リアクタンス２１と負荷抵抗２２との直列回路で構
成されているが、この直列回路に共振コンデンサ２３を
並列接続することで並列共振回路２０が形成されている
。
この第２図に示す従来例回路において、並列共振回路２
０は、その共振周波数におけるインピーダンスをｚＴｌ
、高調波に対するインピーダンスをｚｎＴとするならば
、一般にｚＴ＞＞ ｚ ｎＴである。
０は、その共振周波数におけるインピーダンスをｚＴｌ
、高調波に対するインピーダンスをｚｎＴとするならば
、一般にｚＴ＞＞ ｚ ｎＴである。
一方、電圧形インバータ１０から出力される電圧には多
くの高調波成分が含まれているので。
くの高調波成分が含まれているので。
この電圧形インバータ１０の出力側を配線１１を介して
直接並列共振回路２０に接続すると。
直接並列共振回路２０に接続すると。
高調波に対するインピーダンスｚｎＴが小であることか
ら、多くの高調波電流が並列共振回路２０に流れ、電圧
形インバータ１０が温電流となる。
ら、多くの高調波電流が並列共振回路２０に流れ、電圧
形インバータ１０が温電流となる。
そこでこのような高調波電流が流れるのを抑制する目的
で、配線１１には直列リアクトル１５が挿入される。
で、配線１１には直列リアクトル１５が挿入される。
しかしながらこの直列リアクトル１５の挿入により、運
転時の電圧変動率が大となり、並列共振回路２０に印加
される電圧が低下するという欠点を生じる。さらに配線
１１には配線インダクタンス１２が存在しているので、
この配線インダクタンス１２によるインダクタンス値が
上述の挿入された直列リアクトル１５のインダクタンス
値に加算されることになり１．結局電圧形インバータ１
０と並列共振回路２０とを結合している線路全体のイン
ダクタンス値の設定が困難になる。また、電圧形インバ
ータ１０と並列共振回路２０とを接続する配線１１の距
離が長い場合、あるいはこの配線１１を流れる交流の周
波数が特に高い領域にある場合は、配線インダクタンス
１２の影響が犬となり、挿入された直列リアクトル１５
を取除いても全体のインダクタンス値が過大となって並
列共振回路２０に印加される電圧が所定値以下になり、
電圧形インバータ１０から十分な電力が供給できないと
いう欠点を生じる。
転時の電圧変動率が大となり、並列共振回路２０に印加
される電圧が低下するという欠点を生じる。さらに配線
１１には配線インダクタンス１２が存在しているので、
この配線インダクタンス１２によるインダクタンス値が
上述の挿入された直列リアクトル１５のインダクタンス
値に加算されることになり１．結局電圧形インバータ１
０と並列共振回路２０とを結合している線路全体のイン
ダクタンス値の設定が困難になる。また、電圧形インバ
ータ１０と並列共振回路２０とを接続する配線１１の距
離が長い場合、あるいはこの配線１１を流れる交流の周
波数が特に高い領域にある場合は、配線インダクタンス
１２の影響が犬となり、挿入された直列リアクトル１５
を取除いても全体のインダクタンス値が過大となって並
列共振回路２０に印加される電圧が所定値以下になり、
電圧形インバータ１０から十分な電力が供給できないと
いう欠点を生じる。
この発明は、高い周波数の交流を出力する電圧形インバ
ータと、この電圧形インバータから電力の供給を受ける
負荷とを接続する線路ｌこ生ずる配線インダクタンスの
影響を排除し、かつ高調波電流を抑制することで効率よ
く負荷に電力を供給できる高周波数交流電力の伝送線路
を提供することを目的とする。
ータと、この電圧形インバータから電力の供給を受ける
負荷とを接続する線路ｌこ生ずる配線インダクタンスの
影響を排除し、かつ高調波電流を抑制することで効率よ
く負荷に電力を供給できる高周波数交流電力の伝送線路
を提供することを目的とする。
この発明は、電圧形インバータが出力する電圧の周波数
に対しては特定のインピーダンスを有するとともに、こ
れ以外の周波数に対してはこの特定インピーダンスより
も小さい値のインピーダンスを呈する負荷に対して、線
路内の伝搬波長の兎波長に相当する線路長の分布定数線
路を用いて電圧形インバータから前記負荷に電力を供給
するように構成するならば、この電圧形インバータの出
力周波数における上記線路の特性インピーダンスが２ω
、また負荷インピーダンスがＺＬであるとき、電圧形イ
ンバータ側から見た線路インピーダンスＺｉ は７．
ｉ＝＝ ＜ Ｚω）５’ｌ Ｌとなり、かつこのインバ
ータの出力電圧中に含まれる奇数次高調波成分に対して
は、この線路が多重並列共握回路を構成するために、イ
ンバータ側から見た奇数次高調波線路インピーダンスが
極端に増大することに着目したものであって、電圧形イ
ンバータと上記負荷との間を上述の線路で結合すること
により、当該電圧形インバータが出力する高い周波数の
交流電力を支障なく負荷に供給し、かつ奇数次高調波電
流が流れるのを抑制することで、この電圧形インバータ
の過電流防止と電力伝送効率の向上とを図ろうとするも
のである。
に対しては特定のインピーダンスを有するとともに、こ
れ以外の周波数に対してはこの特定インピーダンスより
も小さい値のインピーダンスを呈する負荷に対して、線
路内の伝搬波長の兎波長に相当する線路長の分布定数線
路を用いて電圧形インバータから前記負荷に電力を供給
するように構成するならば、この電圧形インバータの出
力周波数における上記線路の特性インピーダンスが２ω
、また負荷インピーダンスがＺＬであるとき、電圧形イ
ンバータ側から見た線路インピーダンスＺｉ は７．
ｉ＝＝ ＜ Ｚω）５’ｌ Ｌとなり、かつこのインバ
ータの出力電圧中に含まれる奇数次高調波成分に対して
は、この線路が多重並列共握回路を構成するために、イ
ンバータ側から見た奇数次高調波線路インピーダンスが
極端に増大することに着目したものであって、電圧形イ
ンバータと上記負荷との間を上述の線路で結合すること
により、当該電圧形インバータが出力する高い周波数の
交流電力を支障なく負荷に供給し、かつ奇数次高調波電
流が流れるのを抑制することで、この電圧形インバータ
の過電流防止と電力伝送効率の向上とを図ろうとするも
のである。
第１図は本発明の実施例を示す回路図である。
この第１図において、負荷リアクタンス２１と負荷抵抗
２２とにより誘導性の負荷が形成されているのであるが
、この誘導性負荷と共振する共振コンデンサ２３が当該
負荷に並列に接続されて並列共振回路２０を構成してい
る。
２２とにより誘導性の負荷が形成されているのであるが
、この誘導性負荷と共振する共振コンデンサ２３が当該
負荷に並列に接続されて並列共振回路２０を構成してい
る。
符号１０は電圧形インバータであって、所定の周波数の
交流を出力するのであるが、この電圧形インバータ１０
と上述の並列共振回路２０とは、インバータ出力周波数
において線路内の伝搬波長の礪波長に相当する線路長の
分布定数線路（以下では楓波長分布定数線路と略称する
）３０により結合されている。
交流を出力するのであるが、この電圧形インバータ１０
と上述の並列共振回路２０とは、インバータ出力周波数
において線路内の伝搬波長の礪波長に相当する線路長の
分布定数線路（以下では楓波長分布定数線路と略称する
）３０により結合されている。
負荷リアクタンス２１のインダクタンス値をＬＴ、負荷
抵抗２２の抵抗値をＲＴ、共振コンデンサ２３のキャパ
シタンス値をＣＴ、さらに電玉形インバータ１０の出力
角周波数をωとするとき、並列共振回路２ｏのインピー
ダンス２Ｌは下記の（１）式であられされる。
抵抗２２の抵抗値をＲＴ、共振コンデンサ２３のキャパ
シタンス値をＣＴ、さらに電玉形インバータ１０の出力
角周波数をωとするとき、並列共振回路２ｏのインピー
ダンス２Ｌは下記の（１）式であられされる。
電圧形インバータ１０が出力する周波数において並列共
振回路２０が共振条件にあるときはω２・ＬＴ−ＣＴ−
１＝Ｑとなる。それ故基本波インピーダンス２Ｌは上記
の（１）式から下記の（２）式となる。
振回路２０が共振条件にあるときはω２・ＬＴ−ＣＴ−
１＝Ｑとなる。それ故基本波インピーダンス２Ｌは上記
の（１）式から下記の（２）式となる。
ところで一般にω・ＬＴ〉〉ｆＬＴであることから基本
波インピーダンスＺＬは（３）式であられされるように
特定のインピーダンス値を有する。
波インピーダンスＺＬは（３）式であられされるように
特定のインピーダンス値を有する。
一方、この電圧形インバータ１０の出力周波数の高調波
成分に対する高調波インピーダンスをＺｎＬとすると、
上述の（１）式においてω２ＬＴ−ＣＴ沙１かつω・Ｌ
Ｔ ＞＞８丁であることから、高調波インピーダンス
ＺｎＬは下記の（４）式であられされる。
成分に対する高調波インピーダンスをＺｎＬとすると、
上述の（１）式においてω２ＬＴ−ＣＴ沙１かつω・Ｌ
Ｔ ＞＞８丁であることから、高調波インピーダンス
ＺｎＬは下記の（４）式であられされる。
この（４）式からもわかるように、高調波インピーダン
スＺｎＬはキャパシタンス負荷と見做すことができるの
で、基本波インピーダンスｚ實にくらべて高調波成分に
対してはそのインピーダンス値が極端に小さく、はぼ短
絡状態にあると見做される。
スＺｎＬはキャパシタンス負荷と見做すことができるの
で、基本波インピーダンスｚ實にくらべて高調波成分に
対してはそのインピーダンス値が極端に小さく、はぼ短
絡状態にあると見做される。
それ故、上述したような並列共振回路２０に対し、伝搬
波長の兎波長に相当する分布定数線路３０を第２図に示
すように接続すれば、この楓波長分布定数線路３０のイ
ンバータ側の一端から並列共振回路２０側を見た場合の
インピーダンスがいわゆる送電端インピーダンスＺＩで
あって、インバータ出力周波数における送電端インピー
ダンスをＺｌは楓波長分布定数線路３０の特性インピー
ダンスを２ωとするならば、下記の（５）式で示される
ように特定のインピーダンスとなる。
波長の兎波長に相当する分布定数線路３０を第２図に示
すように接続すれば、この楓波長分布定数線路３０のイ
ンバータ側の一端から並列共振回路２０側を見た場合の
インピーダンスがいわゆる送電端インピーダンスＺＩで
あって、インバータ出力周波数における送電端インピー
ダンスをＺｌは楓波長分布定数線路３０の特性インピー
ダンスを２ωとするならば、下記の（５）式で示される
ように特定のインピーダンスとなる。
一方このインバータ１０が出力する電圧の周波数の奇数
次高調波成分に対しては鬼波長分布定数線路３０の負荷
側はほぼ短絡状態と見做すことができるために、猛波長
分布定数線路３０の性質である奇数次高調波で共振する
多段並列共振系が形成される。従って並列共振回路２０
を含んだに波長分布定数線路３０のインバータ出力側か
らの送電端インピーダンスは（５）式に示すインバータ
出力周波数における送電端インピーダンス２■にくらべ
て極めて大きな値となる。それ数奇数次高調波に起因し
て流れる電流を大幅に抑制することができる。
次高調波成分に対しては鬼波長分布定数線路３０の負荷
側はほぼ短絡状態と見做すことができるために、猛波長
分布定数線路３０の性質である奇数次高調波で共振する
多段並列共振系が形成される。従って並列共振回路２０
を含んだに波長分布定数線路３０のインバータ出力側か
らの送電端インピーダンスは（５）式に示すインバータ
出力周波数における送電端インピーダンス２■にくらべ
て極めて大きな値となる。それ数奇数次高調波に起因し
て流れる電流を大幅に抑制することができる。
なお上記線路３０の特性定数を変化させることで兎波長
線路の線路長さを変えることができるので、任意の伝送
距離で高調波ｗＬ流を抑制しつつ高周波数の交流電力を
効率よ（伝送することができる。また兎波長分布定数線
路３０の代りにその性質が近似している回路網、たとえ
ばＬ−Ｃ多段は 。
線路の線路長さを変えることができるので、任意の伝送
距離で高調波ｗＬ流を抑制しつつ高周波数の交流電力を
効率よ（伝送することができる。また兎波長分布定数線
路３０の代りにその性質が近似している回路網、たとえ
ばＬ−Ｃ多段は 。
しご形回路網などを適用してもよいことはもちろんであ
る。
る。
この発明によれば、所定の周波数においては特定のイン
ピーダンスを有し、これ以外の周波数においては前記の
インピーダンスにくらべて極端に低い値のインピーダン
スとなる性質の負荷回路に対して電圧形インバータから
出力される高周波数の交流電力を供給する場合の電力伝
送線路として、上記周波数の伝搬波長の騙波長に相当す
る長さの分布定数線路を使用することにより、当該電圧
形インバータが出力する高周波数の電圧のうちの基本周
波数に対応する電流だけが前記負荷に供給され、この電
圧形インバータの出力電圧中に含まれている高調波電圧
成分に伴って流れる高調波電流は効果的に抑制されるの
で、高周波数の交流電力を効率よく伝送するとともに高
調波電流を抑制して゛電圧形インバータが過電流になる
のを防止できる効果を有する。
ピーダンスを有し、これ以外の周波数においては前記の
インピーダンスにくらべて極端に低い値のインピーダン
スとなる性質の負荷回路に対して電圧形インバータから
出力される高周波数の交流電力を供給する場合の電力伝
送線路として、上記周波数の伝搬波長の騙波長に相当す
る長さの分布定数線路を使用することにより、当該電圧
形インバータが出力する高周波数の電圧のうちの基本周
波数に対応する電流だけが前記負荷に供給され、この電
圧形インバータの出力電圧中に含まれている高調波電圧
成分に伴って流れる高調波電流は効果的に抑制されるの
で、高周波数の交流電力を効率よく伝送するとともに高
調波電流を抑制して゛電圧形インバータが過電流になる
のを防止できる効果を有する。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であり。
Ｍ２図は電圧形インバータが出力する高周波数の交流電
力を負荷に供給する従来例を示す回路図である。 １０・・・電圧形インバータ、１１・・・配線、１２配
線インダクタンス、１５・・・直列リアクトル、・・・
並列共感回路、２１・・・負荷リアクタンス、２・・・
負荷抵抗、２３・・・共振コンデンサ、３０・・・職長
分布定数線路。 、・１１１． 〜− 、、ｖ Ｉ−ｌ第２＠
力を負荷に供給する従来例を示す回路図である。 １０・・・電圧形インバータ、１１・・・配線、１２配
線インダクタンス、１５・・・直列リアクトル、・・・
並列共感回路、２１・・・負荷リアクタンス、２・・・
負荷抵抗、２３・・・共振コンデンサ、３０・・・職長
分布定数線路。 、・１１１． 〜− 、、ｖ Ｉ−ｌ第２＠
Claims (1)
- １）電圧形インバータから、当該電圧形インバータが出
力する高周波数の交流に対して特定のインピーダンスを
有するとともにこれ以外の周波数に対しては前記特定イ
ンピーダンスよりも小さな値のインピーダンスを呈する
負荷に高周波数の交流電力を供給する装置において、前
記電圧形インバータから前記負荷へ電力を供給する電力
伝送線路は、この線路内における伝搬波長の１／４、波
長に相当する線路長を有する分布定数線路で構成されて
いることを特徴とする高周波数交流電力の伝送線路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61040634A JPS62201025A (ja) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | 高周波数交流電力の伝送線路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61040634A JPS62201025A (ja) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | 高周波数交流電力の伝送線路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62201025A true JPS62201025A (ja) | 1987-09-04 |
Family
ID=12585979
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61040634A Pending JPS62201025A (ja) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | 高周波数交流電力の伝送線路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62201025A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010279214A (ja) * | 2009-06-01 | 2010-12-09 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
-
1986
- 1986-02-26 JP JP61040634A patent/JPS62201025A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010279214A (ja) * | 2009-06-01 | 2010-12-09 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
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