JPH04236169A - 電圧形インバータ - Google Patents
電圧形インバータInfo
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- JPH04236169A JPH04236169A JP3012689A JP1268991A JPH04236169A JP H04236169 A JPH04236169 A JP H04236169A JP 3012689 A JP3012689 A JP 3012689A JP 1268991 A JP1268991 A JP 1268991A JP H04236169 A JPH04236169 A JP H04236169A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
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Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、互いに異なる固有の
共振周波数を持つ2つの誘導加熱負荷回路やプラズマ発
生用共振回路などに対し、高周波電力を供給するために
用いて好適な電圧形インバータに関する。
共振周波数を持つ2つの誘導加熱負荷回路やプラズマ発
生用共振回路などに対し、高周波電力を供給するために
用いて好適な電圧形インバータに関する。
【0002】
【従来の技術】図4は1台の高周波インバータから2つ
の共振回路に高周波電力を供給する従来例を示す回路図
である。同図において、10は高周波(数MHzのオー
ダ)の交流電力を出力する電圧形インバータ、90は交
流電力を所定の負荷回路に供給するための切換スイッチ
で、この切換スイッチ90には配線101を介する並列
共振回路20と、配線103を介する直列共振回路30
とが接続され、スイッチ90の切り換えにより各負荷に
それぞれ高周波電力を供給する。電圧形インバータ10
から高周波の交流電力が供給される負荷は一般に誘導性
であることから、図に示すように負荷リアクタンス21
と負荷抵抗22の直列回路、および負荷リアクタンス3
1と負荷抵抗32の直列回路で構成されるが、負荷回路
20ではこの直列回路に共振コンデンサ23を並列に接
続することで並列共振回路が形成され、負荷回路30で
はその直列回路に共振コンデンサ33を直列に接続する
ことで直列共振回路が形成されている。そして、これら
共振負荷回路に対して高周波電力を高効率で供給するた
め、電圧形インバータ10は一般に、スイッチ90を介
して接続される共振回路の共振周波数またはその近傍の
周波数で運転される。
の共振回路に高周波電力を供給する従来例を示す回路図
である。同図において、10は高周波(数MHzのオー
ダ)の交流電力を出力する電圧形インバータ、90は交
流電力を所定の負荷回路に供給するための切換スイッチ
で、この切換スイッチ90には配線101を介する並列
共振回路20と、配線103を介する直列共振回路30
とが接続され、スイッチ90の切り換えにより各負荷に
それぞれ高周波電力を供給する。電圧形インバータ10
から高周波の交流電力が供給される負荷は一般に誘導性
であることから、図に示すように負荷リアクタンス21
と負荷抵抗22の直列回路、および負荷リアクタンス3
1と負荷抵抗32の直列回路で構成されるが、負荷回路
20ではこの直列回路に共振コンデンサ23を並列に接
続することで並列共振回路が形成され、負荷回路30で
はその直列回路に共振コンデンサ33を直列に接続する
ことで直列共振回路が形成されている。そして、これら
共振負荷回路に対して高周波電力を高効率で供給するた
め、電圧形インバータ10は一般に、スイッチ90を介
して接続される共振回路の共振周波数またはその近傍の
周波数で運転される。
【0003】ところで、図4の如き回路では並列共振回
路20はその共振周波数におけるインピーダンスをZT
1,高調波に対するインピーダンスをZN1とすれば、
一般にZT1>>ZN1である。一方、電圧形インバー
タ10から出力される電圧には多くの高調波成分が含ま
れているので、この電圧形インバータ10の出力側を配
線101を介して直接並列共振回路20に接続すると、
高調波に対するインピーダンスZN1が小であることか
ら、多くの高調波電流が並列共振回路20に流れ、電圧
形インバータ10が過電流となる。このような高調波電
流が流れるのを抑制する目的で、配線101には直列リ
アクトル105が挿入される。しかしながら、この直列
リアクトル105の挿入により、運転時の電圧変動率が
大となり、並列共振回路20に印加される電圧が低下す
るという問題が生じる。さらに、配線101には配線イ
ンダクタンス102が存在しているので、電圧形インバ
ータ10と並列共振回路20とを接続するための距離が
長い場合、またはこの配線を流れる交流の周波数が特に
高い領域にある場合は、配線インダクタンス102の影
響が大となり、挿入された直列リアクトル105を取り
除いても全体のインダクタンス値が過大となって並列共
振回路20に印加される電圧が所定値以下になり、電圧
形インバータ10から充分な電力が供給できないという
問題が生じる。
路20はその共振周波数におけるインピーダンスをZT
1,高調波に対するインピーダンスをZN1とすれば、
一般にZT1>>ZN1である。一方、電圧形インバー
タ10から出力される電圧には多くの高調波成分が含ま
れているので、この電圧形インバータ10の出力側を配
線101を介して直接並列共振回路20に接続すると、
高調波に対するインピーダンスZN1が小であることか
ら、多くの高調波電流が並列共振回路20に流れ、電圧
形インバータ10が過電流となる。このような高調波電
流が流れるのを抑制する目的で、配線101には直列リ
アクトル105が挿入される。しかしながら、この直列
リアクトル105の挿入により、運転時の電圧変動率が
大となり、並列共振回路20に印加される電圧が低下す
るという問題が生じる。さらに、配線101には配線イ
ンダクタンス102が存在しているので、電圧形インバ
ータ10と並列共振回路20とを接続するための距離が
長い場合、またはこの配線を流れる交流の周波数が特に
高い領域にある場合は、配線インダクタンス102の影
響が大となり、挿入された直列リアクトル105を取り
除いても全体のインダクタンス値が過大となって並列共
振回路20に印加される電圧が所定値以下になり、電圧
形インバータ10から充分な電力が供給できないという
問題が生じる。
【0004】一方、配線103にも配線インダクタンス
104が存在しているので、電圧形インバータ10と直
列共振回路30とを接続するための距離が長い場合、ま
たはこの配線を流れる交流の周波数が特に高い領域にあ
る場合は、配線インダクタンス値が増加し、このインダ
クタンス値が負荷リアクタンスのインダクタンス値に加
算されることになるので、インバータ出力端子から直列
共振負荷側を見た回路の共振周波数が直列共振回路30
の共振周波数と異なってしまうという問題や、直列共振
回路30に印加される電圧が所定値以下になり、電圧形
インバータ10から充分な電力が供給できないという問
題が生じる。また、電圧形インバータ10から供給する
電力を2つの負荷回路のうちの一方から他方に切り換え
る場合、スイッチ90による切り換えが必要になること
、さらには電圧形インバータ10から各負荷回路に高周
波電力を供給するための配線が個別に必要で、そのため
のスペースを確保しなければならない、などの問題があ
る。
104が存在しているので、電圧形インバータ10と直
列共振回路30とを接続するための距離が長い場合、ま
たはこの配線を流れる交流の周波数が特に高い領域にあ
る場合は、配線インダクタンス値が増加し、このインダ
クタンス値が負荷リアクタンスのインダクタンス値に加
算されることになるので、インバータ出力端子から直列
共振負荷側を見た回路の共振周波数が直列共振回路30
の共振周波数と異なってしまうという問題や、直列共振
回路30に印加される電圧が所定値以下になり、電圧形
インバータ10から充分な電力が供給できないという問
題が生じる。また、電圧形インバータ10から供給する
電力を2つの負荷回路のうちの一方から他方に切り換え
る場合、スイッチ90による切り換えが必要になること
、さらには電圧形インバータ10から各負荷回路に高周
波電力を供給するための配線が個別に必要で、そのため
のスペースを確保しなければならない、などの問題があ
る。
【0005】そこで、出願人はこのような課題を解決す
べく、1つのインバータ回路から2つの共振負荷回路に
高周波電力を高効率に供給し得る回路を先に提案した。 図5はこのような回路を示す回路図である。同図におい
て、10は電圧形インバータ、20は並列共振負荷回路
、30は直列共振負荷回路、40は第1の分布定数形同
軸線路、50は第2の分布定数形同軸線路である。
べく、1つのインバータ回路から2つの共振負荷回路に
高周波電力を高効率に供給し得る回路を先に提案した。 図5はこのような回路を示す回路図である。同図におい
て、10は電圧形インバータ、20は並列共振負荷回路
、30は直列共振負荷回路、40は第1の分布定数形同
軸線路、50は第2の分布定数形同軸線路である。
【0006】電圧形インバータ10の高周波交流出力端
子u,vは第1の分布定数形同軸線路40の一方の中心
線端子および被覆線端子に接続され、第1の分布定数形
同軸線路40の他方の中心線端子は並列共振負荷回路2
0の一方の端子に接続される。また、第1の分布定数形
同軸線路40の他方の被覆線端子は第2の分布定数形同
軸線路50の被覆線端子に、第2の分布定数形同軸線路
50の一方の中心線端子は並列共振負荷回路20の他方
の端子に接続される。さらに、第2の分布定数形同軸線
路50の他方の中心線端子および被覆線端子は直列共振
負荷回路30の2つの端子にそれぞれ接続される。しか
して、並列共振負荷回路20は第1の負荷リアクタンス
21と第1の負荷抵抗22からなる直列回路と第1の共
振コンデンサ23との並列回路で構成されて第1の共振
周波数FT1を持ち、直列共振負荷回路30は第2の負
荷リアクタンス31,第2の負荷抵抗32および第2の
共振コンデンサ33の直列回路で構成されて第2の共振
周波数FT2を持つ。そして、第1の共振周波数FT1
は第2の共振周波数FT2の整数倍、例えば2倍の周波
数とし、第1の分布定数線路の長さX1は周波数FT1
の伝搬波長λ1の1/4またはその奇数倍、また第2の
分布定数線路の長さX2と第1の分布定数線路の長さX
1との和は、周波数FT2の伝搬波長λ2の1/2また
はその整数倍とする。これらの関係を数式で示すと、次
のようになる。 X1=(2n+1)・λ1/4 X1+X2=n・λ2/2 (n=1,2…) なお、第1,第2分布定数線路の特性インピーダンスは
、いずれも等しくZwとする。
子u,vは第1の分布定数形同軸線路40の一方の中心
線端子および被覆線端子に接続され、第1の分布定数形
同軸線路40の他方の中心線端子は並列共振負荷回路2
0の一方の端子に接続される。また、第1の分布定数形
同軸線路40の他方の被覆線端子は第2の分布定数形同
軸線路50の被覆線端子に、第2の分布定数形同軸線路
50の一方の中心線端子は並列共振負荷回路20の他方
の端子に接続される。さらに、第2の分布定数形同軸線
路50の他方の中心線端子および被覆線端子は直列共振
負荷回路30の2つの端子にそれぞれ接続される。しか
して、並列共振負荷回路20は第1の負荷リアクタンス
21と第1の負荷抵抗22からなる直列回路と第1の共
振コンデンサ23との並列回路で構成されて第1の共振
周波数FT1を持ち、直列共振負荷回路30は第2の負
荷リアクタンス31,第2の負荷抵抗32および第2の
共振コンデンサ33の直列回路で構成されて第2の共振
周波数FT2を持つ。そして、第1の共振周波数FT1
は第2の共振周波数FT2の整数倍、例えば2倍の周波
数とし、第1の分布定数線路の長さX1は周波数FT1
の伝搬波長λ1の1/4またはその奇数倍、また第2の
分布定数線路の長さX2と第1の分布定数線路の長さX
1との和は、周波数FT2の伝搬波長λ2の1/2また
はその整数倍とする。これらの関係を数式で示すと、次
のようになる。 X1=(2n+1)・λ1/4 X1+X2=n・λ2/2 (n=1,2…) なお、第1,第2分布定数線路の特性インピーダンスは
、いずれも等しくZwとする。
【0007】このような構成において、インバータ10
の出力周波数が第1の共振周波数FT1のとき並列共振
負荷回路20は共振状態となるので、その基本波インピ
ーダンスは線路の特性インピーダンスZwとほぼ等しい
か多少大きく、第1の共振周波数FT1の高調波周波数
成分に対するインピーダンスは充分に小さくなり、また
直列共振負荷回路30のインピーダンスにおいてはその
共振周波数FT2よりも高いので、常に誘導性でその絶
対値も大きな値となる。このとき、第2の分布定数線路
の長さは、第1の共振周波数の1/4伝搬波長の奇数倍
になる(X1をλ1/4、λ2=2λ1とすると、X2
=3/4・λ1となる)から、第2の分布定数線路の送
電端におけるインピーダンスは、共振状態にある並列共
振負荷回路20のインピーダンスに比べて充分小さく、
したがって第1の分布定数線路受電端には、あたかも並
列共振負荷回路20だけが接続されたのと同様となる。 第1の分布定数線路の長さは周波数FT1の波長λ1の
1/4またはその整数倍であるから、その結果として、
第1の分布定数線路の送電端インピーダンスZsは周波
数FT1においては、 Zs=Zw2/ZT1 となり、その高調波成分に対しては充分に大きな値とな
る。そのため、インバータ1の出力電流は周波数FT1
の正弦波形になり、その電力の殆ど全てが並列共振負荷
回路20に供給される。次に、インバータ10の出力周
波数が第2の共振周波数FT2のとき直列共振負荷回路
30は共振状態となるので、その基本波インピーダンス
は線路の特性インピーダンスZwに比べ一般に比較的小
さく、高調波に対するインピーダンスは充分に大きい。 しかも、並列共振負荷回路20は上記いずれの周波数に
おいても充分に低いインピーダンスになるので、送電端
インピーダンスは見かけ上直列共振負荷回路30の基本
波インピーダンス値とほぼ等しくなる。そのため、イン
バータ10の出力電流は周波数FT2の正弦波形になり
、その電力の殆ど全てが直列共振負荷回路30に供給さ
れることになる。
の出力周波数が第1の共振周波数FT1のとき並列共振
負荷回路20は共振状態となるので、その基本波インピ
ーダンスは線路の特性インピーダンスZwとほぼ等しい
か多少大きく、第1の共振周波数FT1の高調波周波数
成分に対するインピーダンスは充分に小さくなり、また
直列共振負荷回路30のインピーダンスにおいてはその
共振周波数FT2よりも高いので、常に誘導性でその絶
対値も大きな値となる。このとき、第2の分布定数線路
の長さは、第1の共振周波数の1/4伝搬波長の奇数倍
になる(X1をλ1/4、λ2=2λ1とすると、X2
=3/4・λ1となる)から、第2の分布定数線路の送
電端におけるインピーダンスは、共振状態にある並列共
振負荷回路20のインピーダンスに比べて充分小さく、
したがって第1の分布定数線路受電端には、あたかも並
列共振負荷回路20だけが接続されたのと同様となる。 第1の分布定数線路の長さは周波数FT1の波長λ1の
1/4またはその整数倍であるから、その結果として、
第1の分布定数線路の送電端インピーダンスZsは周波
数FT1においては、 Zs=Zw2/ZT1 となり、その高調波成分に対しては充分に大きな値とな
る。そのため、インバータ1の出力電流は周波数FT1
の正弦波形になり、その電力の殆ど全てが並列共振負荷
回路20に供給される。次に、インバータ10の出力周
波数が第2の共振周波数FT2のとき直列共振負荷回路
30は共振状態となるので、その基本波インピーダンス
は線路の特性インピーダンスZwに比べ一般に比較的小
さく、高調波に対するインピーダンスは充分に大きい。 しかも、並列共振負荷回路20は上記いずれの周波数に
おいても充分に低いインピーダンスになるので、送電端
インピーダンスは見かけ上直列共振負荷回路30の基本
波インピーダンス値とほぼ等しくなる。そのため、イン
バータ10の出力電流は周波数FT2の正弦波形になり
、その電力の殆ど全てが直列共振負荷回路30に供給さ
れることになる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記に
示すものは主としてインバータに対する第1および第2
共振回路の接続方式を工夫することにより、高周波電力
を効率良く供給するようにしたものであるが、ここで用
いるインバータの構成については何ら具体的には示され
ていない。したがって、この発明の課題はかかる場合に
使用して好適なインバータを提供することにある。
示すものは主としてインバータに対する第1および第2
共振回路の接続方式を工夫することにより、高周波電力
を効率良く供給するようにしたものであるが、ここで用
いるインバータの構成については何ら具体的には示され
ていない。したがって、この発明の課題はかかる場合に
使用して好適なインバータを提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、この発明は互いに異なる周波数をもつ第1,第
2の共振負荷回路に電力を供給するに当たり、第1の半
導体スイッチと第2の半導体スイッチとの直列回路から
なる第1のインバータアーム対と、第3の半導体スイッ
チと第4の半導体スイッチとの直列回路からなる第2の
インバータアーム対と、前記第1インバータアーム対の
第1,第2の半導体スイッチを第1の共振周波数または
その近傍の周波数で交互にオン,オフさせる第1の発振
器と、前記第2インバータアーム対の第3,第4の半導
体スイッチを第2の共振周波数またはその近傍の周波数
で交互にオン,オフさせる第2の発振器とを設け、第1
の共振周波数またはその近傍の周波数の交流相電圧と、
第2の共振周波数またはその近傍の周波数の交流相電圧
とを同時に発生させ、前記第1,第2の共振負荷回路に
それぞれ供給することを特徴としている。
るため、この発明は互いに異なる周波数をもつ第1,第
2の共振負荷回路に電力を供給するに当たり、第1の半
導体スイッチと第2の半導体スイッチとの直列回路から
なる第1のインバータアーム対と、第3の半導体スイッ
チと第4の半導体スイッチとの直列回路からなる第2の
インバータアーム対と、前記第1インバータアーム対の
第1,第2の半導体スイッチを第1の共振周波数または
その近傍の周波数で交互にオン,オフさせる第1の発振
器と、前記第2インバータアーム対の第3,第4の半導
体スイッチを第2の共振周波数またはその近傍の周波数
で交互にオン,オフさせる第2の発振器とを設け、第1
の共振周波数またはその近傍の周波数の交流相電圧と、
第2の共振周波数またはその近傍の周波数の交流相電圧
とを同時に発生させ、前記第1,第2の共振負荷回路に
それぞれ供給することを特徴としている。
【0010】
【作用】第1の半導体スイッチと第2の半導体スイッチ
との直列回路からなる第1のインバータアーム対では、
第1の共振周波数またはその近傍の周波数で第1,第2
半導体スイッチをオン,オフさせて第1の共振周波数ま
たはその近傍の周波数の交流相電圧を発生させる一方、
第3の半導体スイッチと第4の半導体スイッチとの直列
回路からなる第2のインバータアーム対では、第2の共
振周波数またはその近傍の周波数で第3,第4半導体ス
イッチをオン,オフさせて第2の共振周波数またはその
近傍の周波数の交流相電圧を発生させることにより、第
1,第2の共振負荷回路に同時に高周波電力を供給し得
るようにする。
との直列回路からなる第1のインバータアーム対では、
第1の共振周波数またはその近傍の周波数で第1,第2
半導体スイッチをオン,オフさせて第1の共振周波数ま
たはその近傍の周波数の交流相電圧を発生させる一方、
第3の半導体スイッチと第4の半導体スイッチとの直列
回路からなる第2のインバータアーム対では、第2の共
振周波数またはその近傍の周波数で第3,第4半導体ス
イッチをオン,オフさせて第2の共振周波数またはその
近傍の周波数の交流相電圧を発生させることにより、第
1,第2の共振負荷回路に同時に高周波電力を供給し得
るようにする。
【0011】
【実施例】図1はこの発明の実施例を示すブロック図で
ある。同図において、1,2は発振器、3,4は反転ゲ
ート、5は直流電源、6,7,8および9は例えばMO
SFET型の半導体スイッチである。すなわち、半導体
スイッチ6のソース端子は半導体スイッチ7のドレイン
端子に接続され、半導体スイッチ6のドレイン端子と半
導体スイッチ7のソース端子はそれぞれ直流電源5の正
および負端子に接続されて第1のインバータアーム対を
形成している。また、半導体スイッチ8,9についても
半導体スイッチ6,7と同様に接続されて第2のインバ
ータアーム対を形成し、第1,第2インバータアーム対
の各半導体スイッチの接続点を交流出力端子u,vとす
る、いわゆるフルブリッジ形の電圧形インバータ回路を
構成する。一方、発振器1の出力端子は端子Uおよび反
転ゲート3の入力端子に接続され、この反転ゲート3の
出力は端子Xに接続されている。また、発振器2の出力
端子は端子Vおよび反転ゲート4の入力端子に接続され
、この反転ゲート4の出力は端子Yに接続されている。 これらの出力端子U,X,V,Yは図示されない手段に
て絶縁され、半導体スイッチ6,7,8,9に接続され
ている。
ある。同図において、1,2は発振器、3,4は反転ゲ
ート、5は直流電源、6,7,8および9は例えばMO
SFET型の半導体スイッチである。すなわち、半導体
スイッチ6のソース端子は半導体スイッチ7のドレイン
端子に接続され、半導体スイッチ6のドレイン端子と半
導体スイッチ7のソース端子はそれぞれ直流電源5の正
および負端子に接続されて第1のインバータアーム対を
形成している。また、半導体スイッチ8,9についても
半導体スイッチ6,7と同様に接続されて第2のインバ
ータアーム対を形成し、第1,第2インバータアーム対
の各半導体スイッチの接続点を交流出力端子u,vとす
る、いわゆるフルブリッジ形の電圧形インバータ回路を
構成する。一方、発振器1の出力端子は端子Uおよび反
転ゲート3の入力端子に接続され、この反転ゲート3の
出力は端子Xに接続されている。また、発振器2の出力
端子は端子Vおよび反転ゲート4の入力端子に接続され
、この反転ゲート4の出力は端子Yに接続されている。 これらの出力端子U,X,V,Yは図示されない手段に
て絶縁され、半導体スイッチ6,7,8,9に接続され
ている。
【0012】図2は図1の動作を説明するための説明図
である。すなわち、発振器1が図2の信号1に示すよう
な周波数FT1の方形波電圧信号を出力すると、端子U
からはこれと同一の信号が出力される一方、端子Xから
はその反転信号が出力され、半導体スイッチ6および7
が周波数FT1で交互にオン,オフする。その結果、イ
ンバータ回路のu端子からは図2の信号3に示すように
、周波数がFT1で振幅が±Ed/2の電圧が出力され
る。一方、発振器2が図2の信号2に示すような周波数
FT2の方形波電圧信号を出力すると、端子Vからはこ
れと同一の信号が出力される一方、端子Yからはその反
転信号が出力され、半導体スイッチ8および9が周波数
FT2で交互にオン,オフする。その結果、インバータ
回路のv端子からは図2の信号4に示すように、周波数
がFT2で振幅が±Ed/2の電圧が出力される。した
がって、インバータ回路の出力端子u,v間に発生する
電圧波形は、図2の信号5に示すように信号3と信号4
との合成波形(信号3と信号4との差の信号)となり、
周波数FT1とFT2の両方の成分を含むものとなる。 なお、スイッチ6と7、8と9が同時にオン(短絡)と
ならないようにするため、これらは同時にオフとなる期
間も実際には存在するが、図示は省略した。そして、こ
のような電圧波形を図5に示す電圧形インバータ10に
代わって供給することにより、周波数成分FT1の高周
波電力は共振周波数がFT1の共振負荷回路(20)に
、また周波数成分FT2の高周波電力は共振周波数がF
T2の共振負荷回路(30)にそれぞれ供給されること
になる。
である。すなわち、発振器1が図2の信号1に示すよう
な周波数FT1の方形波電圧信号を出力すると、端子U
からはこれと同一の信号が出力される一方、端子Xから
はその反転信号が出力され、半導体スイッチ6および7
が周波数FT1で交互にオン,オフする。その結果、イ
ンバータ回路のu端子からは図2の信号3に示すように
、周波数がFT1で振幅が±Ed/2の電圧が出力され
る。一方、発振器2が図2の信号2に示すような周波数
FT2の方形波電圧信号を出力すると、端子Vからはこ
れと同一の信号が出力される一方、端子Yからはその反
転信号が出力され、半導体スイッチ8および9が周波数
FT2で交互にオン,オフする。その結果、インバータ
回路のv端子からは図2の信号4に示すように、周波数
がFT2で振幅が±Ed/2の電圧が出力される。した
がって、インバータ回路の出力端子u,v間に発生する
電圧波形は、図2の信号5に示すように信号3と信号4
との合成波形(信号3と信号4との差の信号)となり、
周波数FT1とFT2の両方の成分を含むものとなる。 なお、スイッチ6と7、8と9が同時にオン(短絡)と
ならないようにするため、これらは同時にオフとなる期
間も実際には存在するが、図示は省略した。そして、こ
のような電圧波形を図5に示す電圧形インバータ10に
代わって供給することにより、周波数成分FT1の高周
波電力は共振周波数がFT1の共振負荷回路(20)に
、また周波数成分FT2の高周波電力は共振周波数がF
T2の共振負荷回路(30)にそれぞれ供給されること
になる。
【0013】図3はこの発明の応用例を示す回路図であ
る。これは、並列共振回路201と直列共振回路301
とを図5で説明したような接続方式により分布定数形同
軸線路40および50を介して接続するとともに、図1
に示す如き電圧形インバータ10Aを用いることにより
、並列共振回路201には周波数がFT1の高周波電力
を供給する一方、直列共振回路301には周波数がFT
2の高周波電力を供給し、それぞれ変圧器202,30
2と整流回路203,303を通すことにより、2種類
の直流電圧を得るようにしたものである。なお、200
,300は共振リアクタンス、204,304は平滑コ
ンデンサを示す。
る。これは、並列共振回路201と直列共振回路301
とを図5で説明したような接続方式により分布定数形同
軸線路40および50を介して接続するとともに、図1
に示す如き電圧形インバータ10Aを用いることにより
、並列共振回路201には周波数がFT1の高周波電力
を供給する一方、直列共振回路301には周波数がFT
2の高周波電力を供給し、それぞれ変圧器202,30
2と整流回路203,303を通すことにより、2種類
の直流電圧を得るようにしたものである。なお、200
,300は共振リアクタンス、204,304は平滑コ
ンデンサを示す。
【0014】
【発明の効果】この発明によれば、以下のような効果を
期待することができる。イ)インバータの動作周波数を
負荷回路の共振周波数またはその近傍で運転することに
より、その共振周波数を持つ負荷回路にだけその周波数
成分の電力を供給でき、しかもインバータの出力電流波
形をほぼ正弦波状にすることができる。ロ)インバータ
の2つのアーム対の動作周波数を、それぞれ2つの共振
負荷回路の共振周波数またはその近傍で運転することに
より、両方の負荷回路に対して同時に電力を供給するこ
とができる。
期待することができる。イ)インバータの動作周波数を
負荷回路の共振周波数またはその近傍で運転することに
より、その共振周波数を持つ負荷回路にだけその周波数
成分の電力を供給でき、しかもインバータの出力電流波
形をほぼ正弦波状にすることができる。ロ)インバータ
の2つのアーム対の動作周波数を、それぞれ2つの共振
負荷回路の共振周波数またはその近傍で運転することに
より、両方の負荷回路に対して同時に電力を供給するこ
とができる。
【図1】この発明の実施例を示す回路図である。
【図2】図1の動作を説明するための波形図である。
【図3】この発明の応用例を示す回路図である。
【図4】従来例を示す回路図である。
【図5】出願人が先に提案した回路例を示す回路図であ
る。
る。
1 発振器
2 発振器
3 反転ゲート
4 反転ゲート
5 直流電源
6 半導体スイッチ
7 半導体スイッチ
8 半導体スイッチ
9 半導体スイッチ
10 電圧形インバータ
20 並列共振負荷回路
21 負荷リアクタンス
22 負荷抵抗
23 共振コンデンサ
30 直列共振負荷回路
31 負荷リアクタンス
32 負荷抵抗
33 共振コンデンサ
40 第1の分布定数線路
50 第2の分布定数線路
90 切換スイッチ
10A 電圧形インバータ
101 配線
102 配線インダクタンス
103 配線
104 配線インダクタンス
105 直列リアクトル
200 共振リアクタンス
201 並列共振負荷回路
202 変圧器
203 整流回路
204 平滑コンデンサ
300 共振リアクタンス
302 変圧器
303 整流回路
304 平滑コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項1】 互いに異なる周波数をもつ第1,第2
の共振負荷回路に電力を供給する電圧形インバータであ
って、第1の半導体スイッチと第2の半導体スイッチと
の直列回路からなる第1のインバータアーム対と、第3
の半導体スイッチと第4の半導体スイッチとの直列回路
からなる第2のインバータアーム対と、前記第1インバ
ータアーム対の第1,第2の半導体スイッチを第1の共
振周波数またはその近傍の周波数で交互にオン,オフさ
せる第1の発振器と、前記第2インバータアーム対の第
3,第4の半導体スイッチを第2の共振周波数またはそ
の近傍の周波数で交互にオン,オフさせる第2の発振器
とを設け、第1の共振周波数またはその近傍の周波数の
交流相電圧と、第2の共振周波数またはその近傍の周波
数の交流相電圧とを同時に発生させ、前記第1,第2の
共振負荷回路にそれぞれ供給することを特徴とする電圧
形インバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3012689A JPH04236169A (ja) | 1991-01-11 | 1991-01-11 | 電圧形インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3012689A JPH04236169A (ja) | 1991-01-11 | 1991-01-11 | 電圧形インバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04236169A true JPH04236169A (ja) | 1992-08-25 |
Family
ID=11812348
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3012689A Pending JPH04236169A (ja) | 1991-01-11 | 1991-01-11 | 電圧形インバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04236169A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010279214A (ja) * | 2009-06-01 | 2010-12-09 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
US20120056487A1 (en) * | 2010-09-02 | 2012-03-08 | Jin Sung Choi | Power converter in resonance power transmission system, and resonance power transmission apparatus |
WO2015029720A1 (ja) * | 2013-08-29 | 2015-03-05 | 住友電気工業株式会社 | 変圧装置 |
-
1991
- 1991-01-11 JP JP3012689A patent/JPH04236169A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010279214A (ja) * | 2009-06-01 | 2010-12-09 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
US20120056487A1 (en) * | 2010-09-02 | 2012-03-08 | Jin Sung Choi | Power converter in resonance power transmission system, and resonance power transmission apparatus |
US9553456B2 (en) * | 2010-09-02 | 2017-01-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Power converter in resonance power transmission system, and resonance power transmission apparatus |
WO2015029720A1 (ja) * | 2013-08-29 | 2015-03-05 | 住友電気工業株式会社 | 変圧装置 |
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