CN103326667A - 正弦振荡器 - Google Patents

Abstract

正弦振荡器，包括：具有基极、集电极和发射极的主放大器；由电感和电容并联组成的LC并联谐振回路与主放大器的集电极相连；提供正反馈信号的运算放大器，运算放大器具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中运算放大器的输出端与主放大器的基极相连，运算放大器的反相输入端通过第一电阻与主放大器的集电极相连，并且运算放大器的反相输入端还通过第二电阻与运算放大器的输出端相连；以及信号控制开关，与运算放大器的同相输入端相连。本发明的正弦振荡器灵敏度高、损耗小、体积小并因此便于集成。另外，本发明的正弦振荡器的振荡电路的开启与关断方式更为合理。

Description

正弦振荡器

技术领域

本发明涉及正弦振荡器。

背景技术

正弦(波)振荡器由放大电路和反馈电路两部分组成，反馈电路将放大电路输出电压的一部分正反馈到放大电路的输入端，周而复始即形成振荡。现有的正弦波振荡器包括变压器耦合振荡器、三点式振荡器、晶体振荡器、RC振荡器等多种电路形式。

变压器耦合振荡器电路图如图1所示，LC谐振回路接在晶体管Q1的集电极，振荡信号通过变压器T1耦合反馈到Q1的基集。

变压器耦合振荡器的具体工作原理如下：R1和R2为Q1工作在放大区域提供合适的偏置电压，L1和C1组成的LC并联谐振回路作为Q1的集电极负载，Q1的集电极输出电压通过变压器T1的振荡绕组L1耦合至反馈绕组L2，从而又反馈至Q1基极作为输入电压。由于Q1的集电极电压和基极电压相位相反，所以变压器T1的二次侧绕组L2接入Q1的方式应该如图所示，使变压器T1同时起到倒相的作用，将集电极输出电压倒相后反馈给基极，实现了振荡电路所必需的正反馈。变压器耦合振荡器的实质是LC振荡器，其振荡频率

L为变压器初级侧看进去的等效电感，C为并联电容C1的电容值。这种电路常用于产生几千赫到几十兆赫的正弦波信号。

变压器耦合振荡电路易于产生振荡，输出电压波形失真不大，应用范围广泛。但是由于输出电压与反馈电压靠磁路耦合，因而耦合不紧密，谐振回路振幅要求足够大，损耗较大，并且由于变压器分布参数的限制，振荡频率不能太高。另一方面，由于变压器体积较大，不利于振荡器的小型集成化。

其他种类的正弦波振荡器如三点式振荡器、晶体振荡器、RC振荡器等克服了变压器耦合振荡损耗大、灵敏度低、频率低、体积大的缺点，但是这些振荡器都没有提供有效合理的开启与关断方式。现阶段，实现振荡电路开启与关断是通过给振荡电路供电与停电实现的，这是一种比较危险的开启与关断方式。第一，因为振荡电路不同于电阻性负载电路，通常含有多个电容和电感，其硬开启与关断的过程中产生谐波较多，这些谐波对***电路***的稳定性存在危害。第二，振荡电路停止供电后其仍会振荡一段时间，谐振电路电压摆幅有可能会超出***供电电压范围，造成***电路电流倒灌，是对电路***稳定性的又一潜在危害。

发明内容

本发明的目的是提供一种正弦振荡器，其能够克服上述现有技术的某种或某些问题。

根据本发明的正弦振荡器包括：

具有基极、集电极和发射极的主放大器；

由电感和电容并联组成的LC并联谐振回路，与主放大器的集电极相连；

提供正反馈信号的运算放大器，运算放大器具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中运算放大器的输出端与主放大器的基极相连，运算放大器的反相输入端通过第一电阻与主放大器的集电极相连，并且运算放大器的反相输入端还通过第二电阻与运算放大器的输出端相连；

信号控制开关，与运算放大器的同相输入端相连。

本发明的正弦振荡器还可以包括信号输出端口，其也与主放大器的集电极相连。

在本发明的一个具体实施例中，主放大器的基极与偏置电路相连。偏置电路优选由两个分压电阻构成，以为主放大器的基极提供合适的偏置电压。运算放大器、偏置电路和LC并联谐振回路优选共用一个电源。本发明的正弦振荡器还可以包括接地的稳压电容，其也可以与运算放大器、偏置电路和LC并联谐振回路共用一个电源。

在本发明的一个优选实施例中，运算放大器的输出端通过电容与主放大器的基极相连。

在本发明的一个优选实施例中，信号控制开关通过电阻与运算放大器的同相输入端相连。

在本发明的一个优选实施例中，信号控制开关由微控制器自动控制与高电平信号或低电平信号的接通。

在本发明的一个具体实施例中，正弦振荡器还可以包括由电阻和电容并联组成的RC并联回路，其与主放大器的发射极相连。

本发明的正弦振荡器灵敏度高、损耗小、体积小并因此便于集成。另外，本发明的正弦振荡器的振荡电路的开启与关断方式更为合理：提供了正弦振荡器控制接口，在控制效果上实现了正弦振荡器的软开关，增强了***电路***的稳定性。

附图说明

图1是变压器耦合振荡器电路图；

图2a是变压器耦合振荡器起振过程输出电压随时间变化图；

图2b是变压器耦合振荡器停振过程输出电压随时间变化图；

图3是可控软开关正弦振荡器电路图；

图4a是可控软开关正弦振荡器起振过程输出电压随时间变化图；以及

图4b是可控软开关正弦振荡器停振过程输出电压随时间变化图。

具体实施方式

下面结合附图详细描述本发明的正弦振荡器。本领域技术人员应当理解，下面描述的实施例仅是对本发明的示例性说明，而非用于对其作出任何限制。

如图3所示，本发明的正弦振荡器包括LC并联谐振回路1、含有主放大器的放大回路2、含有运算放大器的正反馈网络3以及含有信号控制开关的控制回路4。另外，所示正弦振荡器还包括信号输出端口5。此外，所示正弦振荡器还与电源6相连。

LC并联谐振回路1由电感L1和电容C4并联组成。电容C4的电容值C和电感L1的电感值决定谐振回路的振荡频率LC并联谐振回路1处于电源6和主放大器例如所示的NPN型三极管的集电极之间，是NPN型三极管的集电极负载，其两端电压和流过的电流作为被放大参数。在所示实施例中，NPN型三极管、电源6和由R5和R4组成的偏置电路(与NPN型三极管的基极相连)共同构成放大回路2。

正反馈网络3主要部分是一个运算放大器，控制回路4与运算放大器的同相输入端通过耦合电阻R7相连。运算放大器的输出端通过耦合电容C5与主放大器的基极相连。运算放大器的反相输入端通过(第一)电阻R8与主放大器的集电极相连，实现对LC并联谐振回路1的电压值的采样。运算放大器的反相输入端还通过(第二)电阻R9与运算放大器的输出端相连。电阻R8和R9二者的比值决定正反馈网络3的增益。运算放大器输出电压

(其中V_DD为3.3V，U_C为主放大器的集电极电压)，理论上增益值越大即值越大振荡器越灵敏，但是考虑到运算放大器的放大能力有限，U_Aout不能超过供电电源的电压范围，所以的值优选为0.25，如图3所示。运算放大器将采样电压值倒相缩小后通过耦合电容C5输给放大回路2的输入端，即NPN三极管的基极，实现正反馈。

控制回路4中的信号控制开关由微控制器自动控制与高电平信号(图示3.3V)或低电平信号(图示为0V接地)的接通。也就是说，由微控制器自动实现控制信号在高电平和低电平之间的转换。

所示信号输出端口5与主放大器的集电极相连，向***电路输出正弦振荡信号。所示电源6是一个恒定电压源，为运算放大器、偏置电路和LC并联谐振回路1所共用。另外，接地的稳压电容C1也与运算放大器、偏置电路和LC并联谐振回路1共用电源6。

图3中还示出了由电阻R6和电容C3并联组成的RC并联回路，与主放大器的发射极相连。

如上所述，在本发明中，LC并联谐振回路1两端的电压作为放大器放大的参数；正反馈网络3将LC并联谐振回路1一端的电压值采样、缩小、倒相后反馈给主放大器；控制回路4与正反馈网络3中的运算放大器同相输入端通过电阻R7耦合，来自控制回路4的控制信号控制正反馈网络3是否提供正反馈信号。

下面将进一步详细描述本发明的正弦振荡器的工作原理及其相对现有正弦振荡器例如变压器耦合振荡器的有益效果。

图1是现有变压器耦合振荡电路图。图中当不考虑反馈时，L1和C1组成的并联谐振回路作为三极管的集电极负载。L2为反馈网络，它通过电感耦合取得反馈信号，并将反馈信号送到放大电路输入端，形成正反馈。

图2a是现有变压器耦合振荡器起振过程电压随时间的变化图像，通过拟合可以得出电压随时间的变化满足函数关系式：

U_out(t)＝5ε(t)+3.8(1-e^-t)cos(t)   t≥0，

假定起振开始时刻t＝0，ε(t)为单位阶跃函数。对U_out的阶跃函数5ε(t)和倒相衰减振荡函数3.8(1-e^-t)cos(t)分别进行进行傅里叶变换，

$F_1\left(\mathrm{\ω}\right)=5\mathrm{\π\δ}\left(\mathrm{\ω}\right)+\frac{5}{\mathrm{j\ω}}$ $\left|F_1\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=5\sqrt{{\mathrm{\π}}^2{\mathrm{\δ}}^2\left(\mathrm{\ω}\right)+\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2}},$

$F_2\left(\mathrm{\ω}\right)=3.8\mathrm{\π}[\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}-1)+\mathrm{\δ}(\mathrm{\ω}+1)]-\frac{3.8}{1+{(1+\mathrm{i\ω})}^2}$ $\left|F_2\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=\frac{3.8}{\sqrt{{(2-{\mathrm{\ω}}^2)}^2+{4\mathrm{\ω}}^2}},\mathrm{\ω}>1,$

其中δ(ω)为单位冲击函数。从阶跃函数的傅里叶变换中可以看出，ε(t)的频谱在ω＝0点存在一个冲击函数，即ε(t)含有直流分量，但ε(t)不是纯直流信号它在t＝0点有跳变，因此在频谱中还存在着各种频率的分量，其谐波的幅值近似正比于从倒相衰减振荡函数的傅里叶变换中可以看到，频谱在ω＝1和ω＝-1两个点存在冲击函数，频谱中谐波的幅值近似正比于

谐波量比阶跃函数的谐波分量小很多。即起振过程由于存在阶跃电压信号，振荡电路向***电路输送了幅值客观的谐波分量。

图2b是现有的变压器耦合振荡器停振过程电压随时间变化图像，从图像可以明显看出，输出电压的摆幅越来越小，但是电压变化范围的最低点低于接地电压(0V)，这样就会造成***电路电流倒灌入振荡电路，对外部电路的稳定性造成威胁。

图3是本发明的可控软开关正弦振荡器电路图。根据分析，为了形成正反馈，NPN型三极管集电极电压与基极电压相位应该保持反相。设三极管集电极电压为U_C，基极电压为U_B，运算放大器的同相输入端电压为U_A+，反相输入端的电压为U_A-，输出端电压为U_Aout。当控制信号输入端输入高电平(3.3V)控制信号时，有：

U_A+＝V_DD＝3.3V，

$U_{\mathrm{Aout}}=(1+\frac{R_9}{R_8})V_{\mathrm{DD}}-\frac{R_9}{R_8}{U}_C,$

令R₈＝4R₉＝40KΩ，V_DD＝3.3V，

U_Aout＝4.125-0.25U_C，

$U_B=\frac{R_4}{R_4+R_5}{V}_{\mathrm{CC}}-0.25V_C=2.5-0.25U_C,$

由此可以看出三极管工作在放大区内，且反馈信号U_B与U_C反相，振荡条件满足，振荡电路可以输出频率为

(L1的电感值为L，C1的电容值为C)的正弦振荡波。

当控制信号输出端输入低电平(0V)时，有：

U_A+＝0V，

如果给运算放大器供电的电源电压允许，则

$U_{\mathrm{Aout}}=-\frac{R_9}{R_8}{U}_C=-0.25U_C<0,$

而运算放大器供电电压为5V和0V，所以不允许U_Aout＜0，运算放大器将工作电压比较器状态。因为U_A-＞U_A+，所以U_Aout将保持为低电平。U_Aout和U_B通过电容耦合，则U_B将保持为偏置电压2.5V。反馈回路的增益为0，即没有正反馈，谐振回路的电压幅值将会越来越小，最终变为零，振荡电路停振。

图4a是本发明可控软开关正弦振荡电路的起振过程电压随时间的变化图像，从图像上可以看到输出电压从5V恒定值渐变为电压平均值仍为5V的正弦摆动波形的渐变过程。通过拟合可以得出电压和时间的函数关系满足：

U_out(t)＝5+3.6(1-e^-61)cos(t)  t≥0，

这是个倒相的衰减振荡函数，对其实施傅里叶变换，

$F\left(\mathrm{\&omega;}\right)=3.6\mathrm{\&pi;}[\mathrm{\&delta;}(\mathrm{\&omega;}-1)+\mathrm{\&delta;}(\mathrm{\&omega;}+1)]-\frac{3.6}{1+{(6+\mathrm{i\&omega;})}^2},$

$\left|F_2\left(\mathrm{\&omega;}\right)\right|=\frac{3.6}{\sqrt{{(37-{\mathrm{\&omega;}}^2)}^2+{144\mathrm{\&omega;}}^2}},\mathrm{\&omega;}>1,$

从输出电压函数的傅里叶变换可以看出，高次谐波的幅值近似正比于

与图2上部分变压器耦合振荡器的起振过程中阶跃信号产生的高次谐波幅值正比于

相比减小了很多。

图4b是本发明的可控软开关正弦振荡电路停振过程电压随时间的变化图像，通过拟合可以得出电压随时间的变化函数为：

U_out(t)＝5+3.6e^-1cos(t)  t≥0，

其高次谐波的幅值正比于

与起振过程相似，与图2下部分变压器耦合振荡器的停振过程相比，停振过程电压摆幅最低点并没有低于接地电压(0V)，保证了***电路***的稳定性。

本发明的一大特点是灵敏度高，损耗小，频带宽。首先，由于正反馈网络与谐振电路直接耦合，代替了变压器耦合振荡器的磁路耦合，提高了灵敏度，除去了磁路上的电能损耗。其次，运算放大器的运算速度可以达到几百兆赫，增大了振荡器的带宽。采用运算放大器作为正反馈回路，代替了变压器，将运算放大器灵敏，损耗低，运算速度快的特点引入了振荡电路。

本发明的最大的特点是提供了一种对正弦振荡电路的控制技术，该技术为正弦振荡电路和微控制器提供了直接耦合接口，振荡电路的开启与关断可以通过微控制器的IO口置高电平和置低电平来控制。该技术的关键点在引入运算放大器作为正反馈网络的主要组成部分，充分利用了运算放大器增益可控的特点，通过控制运算放大器的工作状态来控制正反馈，从而实现对正弦振荡电路起振与停振的控制。具体来说，当控制信号为高电平(3.3V)时，与其直接耦合的运算放大器的同相输入端的电压为3.3V，运算放大器输出端输出的反馈信号与采样信号反相，运算放大器工作在正反馈状态，满足振荡条件，正弦振荡器开始振荡。当控制信号端口被置低电平(0V)时，运算放大器的同相输入端电压为0V，输出电压摆幅超出供电对地电压范围，运算放大器工作在电压比较器状态，输出端输出运算结果为恒定的低电平。

由于运算放大器的输出端与NPN型三极管基极通过电容相耦合，NPN型三极管的基极为恒定的偏置电压正反馈网络不提供正反馈，振荡条件被破坏，正弦振荡电路逐渐停止振荡。这样就实现了微控制器对正弦振荡电路的开启与关断的控制，控制方法简单有效。

另外，这种对振荡电路开关的技术是一种软开关技术。当控制信号为低电平0V时，正弦振荡电路处于停振状态时，LC并联谐振电路处于短路状态，振荡电路输出电压U_out为V_CC，即5V。控制信号由低电平0V转变为高电平3.3V时，运算放大器将采样信号缩小倒相后反馈回放大电路中，提供了正反馈信号。这时只要电路中有很少的扰动都会引起振荡电路起振，U_out在5V恒定电压基础上叠加一振幅逐渐增大的正弦交流电压，当U_out的摆幅达到放大电路的放大上限时，振荡稳定下来。振荡的建立过程是一个渐进过程，因为正反馈信号的放大与再次正反馈和再次放大形成一个周期性过程。由于起振前和起振后输出电压的平均值都是5V且正弦交流成分的振幅是逐渐增大的，所以起振过程相当平缓。振荡稳定后，控制信号由高电平3.3V跳变为低电平0V时，正反馈信号停止供应，谐振回路上的谐振电流逐渐消耗在回路的电阻上，振幅越来越小，最终U_out趋于稳定值5V。由于电能的消耗是一个渐进过程且LC谐振回路两端的电压没有突变，所以停振过程也相当平缓。振荡电路的软开关技术是通过起振过程输出电压平均值不变，交流成分幅值逐渐增大和停振过程谐振回路两端电压不突变，谐振回路电能消耗使交流成分幅值逐渐变小来实现的。

Claims (10)

1.一种正弦振荡器，包括：

具有基极、集电极和发射极的主放大器；

由电感和电容并联组成的LC并联谐振回路，与主放大器的集电极相连；

提供正反馈信号的运算放大器，运算放大器具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中运算放大器的输出端与主放大器的基极相连，运算放大器的反相输入端通过第一电阻与主放大器的集电极相连，并且运算放大器的反相输入端还通过第二电阻与运算放大器的输出端相连；以及

信号控制开关，与运算放大器的同相输入端相连。

2.权利要求1所述的正弦振荡器，还包括信号输出端口，也与主放大器的集电极相连。

3.权利要求1所述的正弦振荡器，其中主放大器的基极与偏置电路相连。

4.权利要求3所述的正弦振荡器，其中偏置电路由两个分压电阻构成，以为主放大器的基极提供合适的偏置电压。

5.权利要求1所述的正弦振荡器，其中运算放大器的输出端通过电容与主放大器的基极相连。

6.权利要求1所述的正弦振荡器，其中信号控制开关通过电阻与运算放大器的同相输入端相连。

7.权利要求1所述的正弦振荡器，其中信号控制开关由微控制器自动控制与高电平信号或低电平信号的接通。

8.权利要求3所述的正弦振荡器，其中运算放大器、偏置电路和LC并联谐振回路共用一个电源。

9.权利要求8所述的正弦振荡器，还包括接地的稳压电容，也与运算放大器、偏置电路和LC并联谐振回路共用一个电源。

10.权利要求1所述的正弦振荡器，还包括由电阻和电容并联组成的RC并联回路，与主放大器的发射极相连。

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