JPS62178175A - Ac power unit - Google Patents
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 52
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 6
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 claims description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000003384 imaging method Methods 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の技術分野）
本発明は、電圧形インバータで構成された交流電源装置
に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Technical Field of the Invention) The present invention relates to an AC power supply device configured with a voltage source inverter.
この種の従来の交流電源装置として、特願昭６０−１９
７５７２号に１３いて第３図に示す如き構成のものが促
案されている。As a conventional AC power supply device of this type,
No. 7572, No. 13, proposes a structure as shown in FIG.
同図において、直流電源１に接続された電圧形インバー
タ２の出力端子は、平滑用リアクトル３と高調波吸収用
コンデンサ４とを介して負荷５に接続されている。イン
バータ２は、直流電源１の直流電圧をオン・オフするこ
とにより、正弦波状にパルス幅変調された出力゛電圧を
発生する９この出力電圧は高調波を多く含／υでいるた
め、平滑用リアクトル３と高調波吸収用コンデン１す４
で波形を改善して負荷５へ正弦波電圧を供給する。In the figure, an output terminal of a voltage source inverter 2 connected to a DC power supply 1 is connected to a load 5 via a smoothing reactor 3 and a harmonic absorption capacitor 4. The inverter 2 generates a sinusoidally pulse-width modulated output voltage by turning on and off the DC voltage of the DC power supply 1.9 This output voltage contains many harmonics, so it is used for smoothing. Reactor 3 and harmonic absorption capacitor 1 and 4
improves the waveform and supplies a sine wave voltage to the load 5.
ハ調波吸収用コンデンｆす４には電流検出器６が接続さ
れている。また、振幅設定器１３の出力を振幅基準どし
て、正弦波発振器１１が所定周波数の正弦波基準信号を
発生する。この正弦波基準信号は、コンデンυ４の瞬時
値電流基準となる。この正弦波基準信号と電流検出器６
からのコンデンサ電流信号との（Ｉ２差に基づいて、電
流制御回路９がコンデンサ４の交流電流を追値制御する
。つまり、電流制御回路９の出力に基づき、ＰＷＭ制御
回路８がインバー９２の各スイッチング素子のオン・オ
フ制御を行なう。A current detector 6 is connected to the harmonic absorbing capacitor fs4. Further, the sine wave oscillator 11 generates a sine wave reference signal of a predetermined frequency using the output of the amplitude setter 13 as an amplitude reference. This sine wave reference signal serves as an instantaneous value current reference for the capacitor υ4. This sine wave reference signal and current detector 6
The current control circuit 9 performs follow-up control on the alternating current of the capacitor 4 based on the (I2 difference) between the capacitor current signal and Performs on/off control of switching elements.
ここで、コンデンサ４の容量をＣ１流れる電流をｉ 、
出力電圧をＶ。、出力角周波数をωとして
Ｖ ＝Ｖ Ｓｉｎ ωｔ ・・・・
・・（１）と表わせば、
・・・・・・（２）
となる。従って、フンデンジ１流ｌｃを正弦波に追値制
御すれば、出力電圧Ｖ。も正弦波となる。Here, the current flowing through C1 through the capacitance of capacitor 4 is i,
The output voltage is V. , where the output angular frequency is ω, V = V Sin ωt...
...If expressed as (1), it becomes ......(2). Therefore, if the 1st current LC is controlled to have a sine wave, the output voltage will be V. is also a sine wave.
しかも、上記（２）式には負荷による項が入っていない
ため、整流器負荷や負荷変動に対しても出力電圧を歪み
の少ない良好な正弦波に保つよう制御づることかできる
。また、振幅基準を可変とザれば、］ンデンリ電流基準
の振幅が変化し、出力電圧の振幅を可変とりることがで
きる。Moreover, since the above equation (2) does not include a term due to the load, it is possible to control the output voltage to maintain a good sine wave with little distortion even with the rectifier load and load fluctuations. Furthermore, if the amplitude reference is made variable, the amplitude of the current reference changes, and the amplitude of the output voltage can be made variable.
従来、出力電圧を制御する方式としては、出力電圧を直
接フィードバックして制御づ−るやり方が主流であった
。その場合、制御の応答を速くしかつ波形歪みを除去す
るために、出力電圧の実効頭でなく瞬時値を制御！Ｉｌ
′！Ｊ′ることが考えられた。しかし、この方法はイン
バータ２の出力に接続されたりアクドル３とコンデンナ
４との共撮周波数以上の周波数で制御が不安定になると
いう欠点を右していた。そこで提案されたものが第３図
のコンデンサ電流制御方式で、この方式によれば、上記
共振周波数以上でも良好な出力電圧波形を得ることがで
きる。Conventionally, the mainstream method for controlling the output voltage has been to control the output voltage by directly feeding it back. In that case, in order to speed up the control response and eliminate waveform distortion, control the instantaneous value of the output voltage instead of the effective head! Il
′! J' could be considered. However, this method has the drawback that the control becomes unstable when connected to the output of the inverter 2 or at a frequency higher than the joint frequency of the accelerator 3 and condenser 4. Therefore, the capacitor current control method shown in FIG. 3 was proposed, and according to this method, a good output voltage waveform can be obtained even at the above-mentioned resonance frequency or higher.
しかしながら、上記方式はコンデンサ４の電流を制御し
ているのであって、出力電圧を直接制御しているのでは
ないために、以下の如き問題がある。However, since the above method controls the current of the capacitor 4 and does not directly control the output voltage, it has the following problems.
出力電圧■。は、コンデンサ電流１．の積分になるため
、コンデンサ電流制御系に加わった外乱は積分されて出
力電圧偏差となって現われる。一方、出力電圧■。に生
じた偏差は、その微分されたものがコンデンサ電流ＩＣ
としてフィードバックされるため、そのフィードバック
ｍは周波数に比例し、よって低周波になる程小さくなり
特に直流成分にあっては全くフィードバックされない。Output voltage■. is the capacitor current 1. Therefore, the disturbance applied to the capacitor current control system is integrated and appears as an output voltage deviation. On the other hand, the output voltage ■. The deviation that occurs is the differentiated value of the capacitor current IC
Since the feedback m is proportional to the frequency, the lower the frequency, the smaller it becomes, and especially the DC component is not fed back at all.
以上のことは、負荷変動やインバータ入力直流電圧変動
等があった場合、かかる外乱によって出力電圧に低周波
振動が発生し、定常状態へ移行するまでに敗り”イクル
以上かかるという不具合を生じさせる。The above means that when there are load fluctuations or fluctuations in the inverter input DC voltage, low-frequency vibrations occur in the output voltage due to such disturbances, causing a problem in which it takes more than one cycle to transition to a steady state. .
本発明の目的は、電圧形インバータで構成された交流電
源装置において、その出力電圧に会まれる低周波撮動を
抑制して、出力電圧を正弦波基準に対して安定して追値
制御させることのできる交流電源装ｄを提供することに
ある。An object of the present invention is to suppress low-frequency imaging that occurs in the output voltage of an AC power supply device configured with a voltage source inverter, and to stably control the output voltage with respect to a sine wave reference. An object of the present invention is to provide an AC power supply device d that can be used.
そこで、本発明は、電圧形インバータで構成された交流
電源装置において、出力端子に接続されている高調波吸
収用コンデンサの電流を正弦波基準に追値制御すること
で出力電圧を正弦波形に制御する場合に、上記コンデン
サ電流の正弦波基準とは９０°位相が異なる出力電圧の
正弦波基準と出力電圧との比較に基づいて、上記コンデ
ンサ電流の正弦波基準の値を補正するようにしたもので
ある。Therefore, in an AC power supply device configured with a voltage source inverter, the present invention controls the output voltage into a sine waveform by controlling the current of a harmonic absorbing capacitor connected to an output terminal based on a sine wave. In this case, the value of the sine wave reference for the capacitor current is corrected based on a comparison between the output voltage and the sine wave reference for the output voltage, which has a phase difference of 90 degrees from the sine wave reference for the capacitor current. It is.
本発明の一実施例を第１図に示す。同図において、第３
図と同一番号を付したちのは同一の要素である。第３図
と異なる点は、出力電圧を検出Ｊる電圧検出器７、正弦
波発振器（以下、第１の正弦波発振器という）１１に対
し位相が９０°Ｉれた正弦波基準信号を発生する第２の
正弦波発振器１２および電圧検出器７と第２の正弦波発
振器１２との出力偏差に基づいて第１の正弦波発振器１
１の出力を補正する電圧制御回路１０とを加えた点であ
る。An embodiment of the present invention is shown in FIG. In the same figure, the third
Identical elements are numbered the same as in the figure. The difference from FIG. 3 is that a voltage detector 7 that detects the output voltage generates a sine wave reference signal with a phase of 90° for a sine wave oscillator (hereinafter referred to as the first sine wave oscillator) 11. The first sine wave oscillator 1 based on the output deviation between the second sine wave oscillator 12 and the voltage detector 7 and the second sine wave oscillator 12.
This is the addition of a voltage control circuit 10 that corrects the output of 1.
以下、上記構成の動作を説明する。振幅設定器１３の出
力を振幅基準として、第１の正弦波発振器１１がコンデ
ンサ電流基準となる所定周波数の第１の正弦波Ｍ準信弓
を発生する。また、同じ振幅基準を得て、第２の正弦波
発振器１２が前記コンデンサ電流基準より位相が９０’
遅れた第２の正弦波基準信号を発生ずる。この第２の正
弦波基準イΔ号は出力電圧の瞬時値基準となる。電圧制
御回路１０は、電圧検出器７からの出力電圧信号と第２
の正弦波発振器１２からの出力電圧基準との比較に基づ
いて、両信号の偏差を零にするために必要なコンデン１
す電流の補正量を演算する。この電圧制御回路１０の出
力は第１の正弦波発振器１１から出力されたコンデンサ
電流Ｅｌに加算される。つまり、コンデンサ電流基準は
出力電圧偏差を零にする方向に補正される。電流制御回
路９は、電流検出器６からのコンデンサ電流信号と補正
されたコンデンサ電流基準との比較に基づいてＰ Ｗ
Ｍ ｆｌ、！Ｉ １回路８を駆動して、コンデンサ４の
交流電流を前記補正されたコンデンサ電流基準に追値制
御する。The operation of the above configuration will be explained below. Using the output of the amplitude setter 13 as an amplitude reference, the first sine wave oscillator 11 generates a first sine wave M quasi-wave of a predetermined frequency that serves as a capacitor current reference. Also, obtaining the same amplitude reference, the second sine wave oscillator 12 has a phase of 90' from the capacitor current reference.
A delayed second sinusoidal reference signal is generated. This second sine wave reference ∆ serves as an instantaneous value reference for the output voltage. The voltage control circuit 10 outputs the output voltage signal from the voltage detector 7 and the second
Based on the comparison with the output voltage reference from the sine wave oscillator 12, the capacitor 1 required to make the deviation of both signals zero
Calculate the amount of current correction. The output of this voltage control circuit 10 is added to the capacitor current El output from the first sine wave oscillator 11. In other words, the capacitor current reference is corrected in a direction that makes the output voltage deviation zero. Current control circuit 9 determines P W based on a comparison between the capacitor current signal from current detector 6 and a corrected capacitor current reference.
M fl,! The I1 circuit 8 is driven to additionally control the alternating current of the capacitor 4 to the corrected capacitor current reference.
定常状君では、出力電圧波形と出力電圧基１ｙ波形とが
ほぼ完全に一致し、コンデンサ電流ｍｌに加口される補
正量は微かである。一方、負荷変動客により、低周波と
くに直流成分の出力電圧偏差が生じた場合には、その偏
差量に応じた大ぎさの補正量がコンデンサ電流基準に加
算され、出力電圧偏差を零にするように制御が行なわれ
る。In the steady state, the output voltage waveform and the output voltage base 1y waveform almost completely match, and the amount of correction added to the capacitor current ml is small. On the other hand, if a low frequency, especially DC component, output voltage deviation occurs due to a load fluctuation customer, a correction amount of a magnitude corresponding to the amount of deviation is added to the capacitor current reference, and the output voltage deviation is reduced to zero. control is performed.
このように、本実施例は、出力端子に接続されたコンデ
ンサ４の電流を追値制ａすることにより出力電圧を正弦
波に制ｉｌｌするコンデンサ電流制御系の中に、出力電
圧を直接フィードバックしてこれを制御する電圧制御系
を有している。この電圧制御系では、コンテン１ノ４の
電流と電圧との位相差が９０°に保たれることに着目し
て、コンデンサ電流基準から位相が９０″遅れた正弦波
信号を出力電圧基準とすることによって、出力電圧の追
値制御ができるようにした点が特徴である。その結果、
本実施例は、リアクトル３とコンデンサ４との共振周波
数以上でも安定した制御が行なえるというコンデンサ電
流制御系のもつ特長を維持しつつ、コンデンサ電流制御
系のみでは困難であった外乱等による出力電圧の低周波
振動の抑制という問題を同時に解決して、波形歪みの少
ない良好な正弦波出力電圧を安定して得ることができる
ようにしている。In this way, in this embodiment, the output voltage is directly fed back into the capacitor current control system that controls the output voltage to a sine wave by controlling the current of the capacitor 4 connected to the output terminal. It has a voltage control system to control this. In this voltage control system, focusing on the fact that the phase difference between the current and voltage of contents 1 and 4 is maintained at 90 degrees, a sine wave signal whose phase is delayed by 90'' from the capacitor current reference is used as the output voltage reference. It is characterized by the ability to perform follow-up control of the output voltage.As a result,
This embodiment maintains the feature of the capacitor current control system that stable control can be performed even above the resonance frequency of the reactor 3 and capacitor 4, while maintaining the output voltage due to disturbances etc., which was difficult with the capacitor current control system alone. This simultaneously solves the problem of suppressing low-frequency vibrations, making it possible to stably obtain a good sine wave output voltage with little waveform distortion.
なお、平滑用リアクトル３の代りに、出力電圧の昇圧、
降圧あるいは絶縁のために変圧器を用いて、その変圧器
の漏れインピーダンスを平滑用リアクトルとして用いた
構成においても、上記実施例と同様の構成で本発明を適
用できることは明らかである。また、上記実施例は単相
回路について述べているが、三相回路においても同様な
構成で本発明が適用できることも勿論である。In addition, instead of the smoothing reactor 3, boosting the output voltage,
It is clear that the present invention can also be applied to a configuration similar to the above embodiment in which a transformer is used for step-down or insulation, and the leakage impedance of the transformer is used as a smoothing reactor. Moreover, although the above embodiment describes a single-phase circuit, it goes without saying that the present invention can also be applied to a three-phase circuit with a similar configuration.
第２図は本発明の他の実施例を示す。同図は、電流装置
の出力電圧の周波数を所定の範囲例えば５０ｆｌｚと６
０Ｈｚとの間で可変とする場合の構成図である。FIG. 2 shows another embodiment of the invention. The figure shows the frequency of the output voltage of the current device within a predetermined range, for example, 50 flz and 6 flz.
It is a block diagram in the case of making it variable between 0Hz.
第２図で第１図と異なる点は、周波数設定器１４と交流
結合用コンデンサ１５を加えた点である。The difference between FIG. 2 and FIG. 1 is that a frequency setter 14 and an AC coupling capacitor 15 are added.
第２図で第１図と衣なる点について、その動作を説明す
る。正弦波発振器１１．１２の出力周波数は固定ではな
く、周波数設定器１４から与えられる周波数基準により
可変される。従って、インバータ２の出力周波数は前記
周波数基準により可変される。前述したように、コンデ
ンサ電流ｉ。In FIG. 2, the operation will be explained with respect to the point in FIG. 1. The output frequencies of the sine wave oscillators 11 and 12 are not fixed, but are varied according to the frequency reference given from the frequency setter 14. Therefore, the output frequency of the inverter 2 is varied by the frequency reference. As mentioned above, the capacitor current i.
は、
ｉ −ωＣＶ ＣＯ３ωｔ ・・・・・・（２）
Ｏ
であるから、角周波数ωの変化に対して出力電圧の振幅
Ｖ。を一定に保つためには、コンデンサ電流ｉ。をωに
比例させる必要がある。そのために設けられたものが交
流結合用コンデンナ１５である。つまり、これを介して
コンデンサ電流基準を３ｔｉｉ増幅器である電流制御回
路９に入力することにより、コンデンサ電流基準に対す
る利得を所定の周波数範囲で角周波数ωに比例させるこ
とができ、よってコンデンサ電流ＩＣを角周波数ωに比
例して変化させることができる。is i −ωCV CO3ωt (2)
O, so the amplitude V of the output voltage for a change in the angular frequency ω. In order to keep constant the capacitor current i. It is necessary to make it proportional to ω. The AC coupling condenser 15 is provided for this purpose. That is, by inputting the capacitor current reference to the current control circuit 9, which is a 3tii amplifier, through this, the gain for the capacitor current reference can be made proportional to the angular frequency ω in a predetermined frequency range, and therefore the capacitor current IC can be made proportional to the angular frequency ω in a predetermined frequency range. It can be changed in proportion to the angular frequency ω.
本実施例【、１、第１図に示ず実施例と周波数が可変で
ある点が異なっているだけで、インバータ出力のコンデ
ンサ電流を正弦波基準に追値こ：制御し、その際に出力
？ｔｌｉ［偏差に応じてコンデンサ電流基準を補正する
点は同じである。This embodiment [1] is not shown in Fig. 1, and differs from the embodiment only in that the frequency is variable. ? tli[The point that the capacitor current reference is corrected according to the deviation is the same.
本実施例によれば、周波数を可変とした場合にし、出力
電圧を所望の振幅の正弦波に制御することが簡単な回路
で実現できる。According to this embodiment, when the frequency is made variable, it is possible to control the output voltage to a sine wave with a desired amplitude using a simple circuit.
以上説明したように、本発明によれば、電圧形インバー
タ′Ｃ″構成された交流電＆ｉ装置において、出力端子
に接続された高調波吸収用コンデンサの電流を正弦波基
準に対して追値制御する場合に、出力電圧の検出値とこ
れに対づる正弦波基準との化較に基づき上記コンデンサ
電流の正弦波基準を補正するようにしているので、負荷
変動等による出力電圧の低周波振動を効果的に抑制して
、安定な正弦波出力電圧を（！７ることが可能となる。As explained above, according to the present invention, in an AC & i device configured with a voltage source inverter 'C', the current of a harmonic absorbing capacitor connected to an output terminal is additionally controlled with respect to a sine wave reference. In this case, the sinusoidal standard of the capacitor current is corrected based on the comparison between the detected value of the output voltage and the sine wave standard corresponding to it, so low frequency vibrations in the output voltage due to load fluctuations etc. are corrected. It is possible to suppress the voltage and achieve a stable sine wave output voltage (!7).
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は本発
明の伯の実施例を示す構成図、第３図は従来装置を示す
構成図である。
１・・・直流電踪、２・・・電圧形インバータ、３・・
・平滑用リアクトル、４・・・高調波吸収用コンデン→
）゛、５・・・負荷、６・・・電流検出器、７・・・電
圧検出器、８・・・ＰＷＭ制御回路、９・・・電流制御
回路、１ｏ・・・電圧制御回路、１１．１２・・・正弦
波発振器、１３・・・振幅設定器、１４・・・周波数設
定器、１５・・・交流結合用コンデンサ。
出願人代理人 佐 胚 −雄
も ２ ｚFIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing a further embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a block diagram showing a conventional device. 1...DC power supply, 2...Voltage type inverter, 3...
・Smoothing reactor, 4... Condenser for harmonic absorption →
)゛, 5... Load, 6... Current detector, 7... Voltage detector, 8... PWM control circuit, 9... Current control circuit, 1o... Voltage control circuit, 11 .12... Sine wave oscillator, 13... Amplitude setting device, 14... Frequency setting device, 15... AC coupling capacitor. Applicant's representative: Kei - Male also 2 z
Claims (1)
れた平滑用リアクトルと高調波吸収用コンデンサとから
構成された交流電源装置において、この電源装置の出力
電圧を検出する手段と、前記コンデンサの電流を検出す
る手段と、コンデンサ電流基準としての第１の正弦波基
準信号を発生する回路と、前記第１の正弦波基準信号と
は位相が９０°異なる出力電圧基準としての第２の正弦
波基準信号を発生する回路と、この回路の出力と前記出
力電圧検出手段の出力との比較に基づき前記第１の正弦
波基準信号の値を補正する手段と、前記電流検出器の出
力が補正された前記第１の正弦波基準信号に追値するよ
うに前記インバータの動作を制御する手段とを有するこ
とを特徴とする交流電源装置。In an AC power supply device comprising a voltage source inverter, a smoothing reactor connected to an output terminal of the inverter, and a harmonic absorption capacitor, the power supply device includes means for detecting an output voltage of the power supply device and a current of the capacitor. a circuit for generating a first sine wave reference signal as a capacitor current reference; and a circuit for generating a second sine wave reference signal as an output voltage reference having a phase difference of 90 degrees from the first sine wave reference signal. a circuit for generating a voltage, a means for correcting the value of the first sine wave reference signal based on a comparison between the output of the circuit and the output of the output voltage detection means, and and means for controlling the operation of the inverter so as to follow a sine wave reference signal of 1.
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61017364A JPS62178175A (en) | 1986-01-29 | 1986-01-29 | Ac power unit |
| DE8686112002T DE3679620D1 (en) | 1985-09-09 | 1986-08-29 | AC POWER SUPPLY. |
| EP86112002A EP0215362B2 (en) | 1985-09-09 | 1986-08-29 | AC power supply device |
| CN86105421A CN1009697B (en) | 1985-09-09 | 1986-08-30 | Ac power supply device |
| US06/903,472 US4692855A (en) | 1985-09-09 | 1986-09-04 | Constant voltage and frequency type PWM inverter with minimum output distortion |
| KR1019860007496A KR900005427B1 (en) | 1985-09-09 | 1986-09-08 | Ac power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61017364A JPS62178175A (en) | 1986-01-29 | 1986-01-29 | Ac power unit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62178175A true JPS62178175A (en) | 1987-08-05 |
Family
ID=11941975
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61017364A Pending JPS62178175A (en) | 1985-09-09 | 1986-01-29 | Ac power unit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62178175A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03243171A (en) * | 1990-02-19 | 1991-10-30 | Sanyo Electric Co Ltd | Power conversion device |
| JP2006067754A (en) * | 2004-08-30 | 2006-03-09 | Hitachi Ltd | Converter and power converter using same |
-
1986
- 1986-01-29 JP JP61017364A patent/JPS62178175A/en active Pending
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|---|---|---|---|---|
| JPH03243171A (en) * | 1990-02-19 | 1991-10-30 | Sanyo Electric Co Ltd | Power conversion device |
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