JPS618679A - 直流電圧値検出装置 - Google Patents
直流電圧値検出装置Info
- Publication number
- JPS618679A JPS618679A JP12866184A JP12866184A JPS618679A JP S618679 A JPS618679 A JP S618679A JP 12866184 A JP12866184 A JP 12866184A JP 12866184 A JP12866184 A JP 12866184A JP S618679 A JPS618679 A JP S618679A
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- ripple
- frequency
- period
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、電力変換装置の直流電圧値検出装置に関す
るものである。
るものである。
従来のこの種電力変換装置における直流値検出装置とし
ては次の方法が提案されている。すなわち、サイリスタ
で構成されたコンバータの該サイリスタをスイッチング
して直流変換した後、そのリップルを含んだ前記出力電
圧を極力低リップル化するため平滑化手段として電圧・
周波数変換（以後、’／Ｆ変換と略称する）する方法、
及びアナログ・ディジタル変換（以後、Ａ／Ｄ変換と略
称する）する方法で、夫々ディジタル化された上記直流
信号をサンプリングして最終的に直流値を検出するもの
である。
ては次の方法が提案されている。すなわち、サイリスタ
で構成されたコンバータの該サイリスタをスイッチング
して直流変換した後、そのリップルを含んだ前記出力電
圧を極力低リップル化するため平滑化手段として電圧・
周波数変換（以後、’／Ｆ変換と略称する）する方法、
及びアナログ・ディジタル変換（以後、Ａ／Ｄ変換と略
称する）する方法で、夫々ディジタル化された上記直流
信号をサンプリングして最終的に直流値を検出するもの
である。
しかし、上述の如き検出方法では’／Ｆ変換、あるいは
’／Ｄ変換にしろディジタル変換されたサンプリングデ
ータはサイリスタのゲートパルスによって決まるリップ
ル周期とは無関係にある一定周期毎にサンプリング値の
平均化を行う必要がある。
’／Ｄ変換にしろディジタル変換されたサンプリングデ
ータはサイリスタのゲートパルスによって決まるリップ
ル周期とは無関係にある一定周期毎にサンプリング値の
平均化を行う必要がある。
そのため、サンプリング周期を固定して平均化計算を行
ったのでは原理的にどうしてもリップル周期が変動し、
そ、のリップル周期がサンプリング周期と同期しなくな
ると直流値の検出精度が極端に低下する等の欠点がちっ
た。
ったのでは原理的にどうしてもリップル周期が変動し、
そ、のリップル周期がサンプリング周期と同期しなくな
ると直流値の検出精度が極端に低下する等の欠点がちっ
た。
この発明は、上記のような従来のものの欠点を除去する
ためになされたもので、直流出力に含まれるリップルの
周期に同期して、各リップル区間の直流電圧レベルを周
波数信号に変換し、その変換された周波数信号をカウン
トすることによって直流電圧値の検出精度を大幅に向上
出来る直流電圧検出装置を提供することを目的としてい
る。
ためになされたもので、直流出力に含まれるリップルの
周期に同期して、各リップル区間の直流電圧レベルを周
波数信号に変換し、その変換された周波数信号をカウン
トすることによって直流電圧値の検出精度を大幅に向上
出来る直流電圧検出装置を提供することを目的としてい
る。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。まず
第１図はサイリスクコンバータ装置の回路構成図を示す
もので、図において、１はサイリスタコンバータ、２は
サイリスタコンバータ１の三相交流電源、３はサイリス
タコンバータ１の直流出力側に接続された負荷、２０は
直流電流工を交流入力側で検出する交流電流検出器、２
１は整流回路で負荷抵抗ＲＬにより電流源を電圧源に変
換している。また、３０は直流出力電圧Ｖを検出する直
流電圧検出器である。この様にして構成されたサイリス
タコンバータ１の負荷３の電圧Ｖ及び電流工の出力波形
は夫々第２図（、）及び（ｂ）に示すようにサイリスタ
のゲートパルスによって決まるリップル周期を含む波形
となる。さらに、第２図は位相制御角αをα−３０°か
らα＝６０°に制御した時の電圧Ｖ、電流Ｉの波形及び
ゲートパルスの遷移を表わしている。また、第３図は本
発明の１実施例を示すブロック図で、図において、４は
サイリスタコンバータ１の各サイリスタの点弧位相を決
定し、電圧Ｖ、電流工を制御するコントローラで、マイ
クロプロセッサなどの演算装置を備えている。５は前記
のコントローラ４によシ演算された６点弧位相基準よシ
、各サイリスタのゲートに与える点弧パルスを発生させ
るだめのゲートパルス発生回路、第２図（ｃ）の信号は
上記のゲートパルスをシリアルに取り出し、カウンタ９
に入力するゲートパルス同期信号、７は電圧Ｖ又は電流
工の電圧信号を入力して周波数変換する”／Ｆ変換器で
入力信号レベルに比例した周波数を持つ矩形波信号８を
発生する。
第１図はサイリスクコンバータ装置の回路構成図を示す
もので、図において、１はサイリスタコンバータ、２は
サイリスタコンバータ１の三相交流電源、３はサイリス
タコンバータ１の直流出力側に接続された負荷、２０は
直流電流工を交流入力側で検出する交流電流検出器、２
１は整流回路で負荷抵抗ＲＬにより電流源を電圧源に変
換している。また、３０は直流出力電圧Ｖを検出する直
流電圧検出器である。この様にして構成されたサイリス
タコンバータ１の負荷３の電圧Ｖ及び電流工の出力波形
は夫々第２図（、）及び（ｂ）に示すようにサイリスタ
のゲートパルスによって決まるリップル周期を含む波形
となる。さらに、第２図は位相制御角αをα−３０°か
らα＝６０°に制御した時の電圧Ｖ、電流Ｉの波形及び
ゲートパルスの遷移を表わしている。また、第３図は本
発明の１実施例を示すブロック図で、図において、４は
サイリスタコンバータ１の各サイリスタの点弧位相を決
定し、電圧Ｖ、電流工を制御するコントローラで、マイ
クロプロセッサなどの演算装置を備えている。５は前記
のコントローラ４によシ演算された６点弧位相基準よシ
、各サイリスタのゲートに与える点弧パルスを発生させ
るだめのゲートパルス発生回路、第２図（ｃ）の信号は
上記のゲートパルスをシリアルに取り出し、カウンタ９
に入力するゲートパルス同期信号、７は電圧Ｖ又は電流
工の電圧信号を入力して周波数変換する”／Ｆ変換器で
入力信号レベルに比例した周波数を持つ矩形波信号８を
発生する。
９はその矩形波信号８ｆ、カウントするカウンタで、第
２図（ｅ）のゲートパルスの同期信号ごとに矩形波をカ
ウントし、ゲートパルス周期ごとの周波数をコントロー
ラ４に供給する。又９はゲートパルス周期もカウントし
パルス周期を計測しコントローラ４に供給している。
２図（ｅ）のゲートパルスの同期信号ごとに矩形波をカ
ウントし、ゲートパルス周期ごとの周波数をコントロー
ラ４に供給する。又９はゲートパルス周期もカウントし
パルス周期を計測しコントローラ４に供給している。
次にこの発明の動作を以下に説明する。まず第２図に示
すように位相制御角αが、α＝３０、又はα＝６０に安
定している領域はサイリスタコンバータ１で決まる電気
角で６０°のリップル周期を有するが第２図（、）の如
くα＝３０°からα−６０°に遷移している状態、つｉ
υ、各個別のサイリスクゲートへ与える位相制御角信号
が安定していない時には、リップル周期は６０から外れ
ることがおる（第２図（ｃ）の００〜θ７に示す）。従
って、常に高精度の電圧検出を行なおうとするためには
、第２図（ｃ）のゲートパルスに同期して％ ”／Ｆ変
換器１の出力矩形波信号８をカウントする必要がある。
すように位相制御角αが、α＝３０、又はα＝６０に安
定している領域はサイリスタコンバータ１で決まる電気
角で６０°のリップル周期を有するが第２図（、）の如
くα＝３０°からα−６０°に遷移している状態、つｉ
υ、各個別のサイリスクゲートへ与える位相制御角信号
が安定していない時には、リップル周期は６０から外れ
ることがおる（第２図（ｃ）の００〜θ７に示す）。従
って、常に高精度の電圧検出を行なおうとするためには
、第２図（ｃ）のゲートパルスに同期して％ ”／Ｆ変
換器１の出力矩形波信号８をカウントする必要がある。
次に本発明の動作の詳細手順を以下に示す。すなわちカ
ウンタ９は第２図（Ｃ）の１番目ゲートパルスで矩形波
信号８のカウントを開始すると共に１番目と１＋１番目
のゲートパルス周期をカウントするカラ／り９をスター
トさせる。モしてｉ＋１番目のゲートパルスで両カウン
タのカウント値を同時にラッチしコントローラ４のメモ
リに一時退避させ、かつ前記のメモリが完了すると両カ
ウンタをリセットし、矩形波のカウントとゲートパルス
の周期カウントとを同時に再度スタートさせる。
ウンタ９は第２図（Ｃ）の１番目ゲートパルスで矩形波
信号８のカウントを開始すると共に１番目と１＋１番目
のゲートパルス周期をカウントするカラ／り９をスター
トさせる。モしてｉ＋１番目のゲートパルスで両カウン
タのカウント値を同時にラッチしコントローラ４のメモ
リに一時退避させ、かつ前記のメモリが完了すると両カ
ウンタをリセットし、矩形波のカウントとゲートパルス
の周期カウントとを同時に再度スタートさせる。
従ってコントローラ４は通常はサイリスタコンバータ１
の直流出力制御演算を行っているが、第２図（ｃ）のゲ
ートパルスが到来すると、あらかじめプログラムされた
第４図のフローチャート図に示す ゛手順に順じて動
作し、その終了後もとの制御演算動作に復帰する。
の直流出力制御演算を行っているが、第２図（ｃ）のゲ
ートパルスが到来すると、あらかじめプログラムされた
第４図のフローチャート図に示す ゛手順に順じて動
作し、その終了後もとの制御演算動作に復帰する。
すなわちコントローラ４は、第４図の如く２進数のディ
ジタル化された電圧のｖｈ変換矩形波カウント値（ＮＶ
Ｆ） ｋサンプリングしてメモリに記憶３１する。
ジタル化された電圧のｖｈ変換矩形波カウント値（ＮＶ
Ｆ） ｋサンプリングしてメモリに記憶３１する。
すると、コントローラ４は、２進デイジタル数値化され
たゲートパルス周期カウント値（Ｎｃ）をサンプリング
しメモリへ記憶３２し前記”／Ｆ変換矩形波カウント値
（ＮＶＦ） ３１を前記３２のゲートパルス周期カウン
ト値（Ｎｃ）で割って平均値３３を計算し、メモリに記
憶する。
たゲートパルス周期カウント値（Ｎｃ）をサンプリング
しメモリへ記憶３２し前記”／Ｆ変換矩形波カウント値
（ＮＶＦ） ３１を前記３２のゲートパルス周期カウン
ト値（Ｎｃ）で割って平均値３３を計算し、メモリに記
憶する。
コントローラ４の動作は第４図のフローチャート図に示
す。すなわち、矩形波信号８のサンプル値及び前記平均
値を第２図（Ｃ）のゲートパルスが到来するたびに実行
しその平均値をサイリスタコンバータ１の制御のための
データとして使用する。
す。すなわち、矩形波信号８のサンプル値及び前記平均
値を第２図（Ｃ）のゲートパルスが到来するたびに実行
しその平均値をサイリスタコンバータ１の制御のための
データとして使用する。
なお、前記のサンプリングおよび平均化の機能は、サイ
リスタコンバータ１を制御するコントローラ４とは別に
専用演算装置を設け、これによって実行させてよい。
リスタコンバータ１を制御するコントローラ４とは別に
専用演算装置を設け、これによって実行させてよい。
以上のように、この発明によればサイリスタ・コンバー
タの直流出力側のリップル周期に同期して前記リップル
の’／Ｆ変換を行ない変換された周波数をカウントし平
均値を算出するようにしたので、リップルを含む直流値
検出装置とし、て極めて高精度の直流電圧値が得られる
効果がちる。
タの直流出力側のリップル周期に同期して前記リップル
の’／Ｆ変換を行ない変換された周波数をカウントし平
均値を算出するようにしたので、リップルを含む直流値
検出装置とし、て極めて高精度の直流電圧値が得られる
効果がちる。
第１図はサイリスタコンバータ装置の回路構成図、第２
図はサイリスタのゲートパルスとコンバータの電圧及び
電流のリップル波形図、第３図は本発明の一実施例を示
す検出回路の回路構成図、第４図はこの発明の検出方法
によるフローチャート図である。 １・・・サイリスタコンバータ、２・・・三相交流電源
、３・・・負（Ｆｒ、４・・・コントローラ、５・・・
ケートパルス発生装置、γ・・・電圧周波数（”／Ｆ
）変換器、９・・・カウンタ。
図はサイリスタのゲートパルスとコンバータの電圧及び
電流のリップル波形図、第３図は本発明の一実施例を示
す検出回路の回路構成図、第４図はこの発明の検出方法
によるフローチャート図である。 １・・・サイリスタコンバータ、２・・・三相交流電源
、３・・・負（Ｆｒ、４・・・コントローラ、５・・・
ケートパルス発生装置、γ・・・電圧周波数（”／Ｆ
）変換器、９・・・カウンタ。
Claims (1)
- 交流電源整流後のリツプル成分を含有するサイリスタ変
換装置の直流出力側の直流値を検出する直流電圧値検出
装置において、ゲートパルス発生回路から出力されるゲ
ートパルス同期信号によつてリツプル周期に同期したゲ
ートパルスをトリガし、前記リツプルを含む直流値を電
圧・周波数変換器によつて変換し、前記のリツプル１周
期間ごとに電圧・周波数変換した矩形波パルス数をカウ
ンタによつて計数し、前記コントローラによつて平均周
波数を算出した平均周波数値を電圧換算することによつ
てリツプル周期に対応した平均電圧信号をデイジタル的
に算出するようにしたことを特徴とする直流電圧値検出
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12866184A JPS618679A (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | 直流電圧値検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12866184A JPS618679A (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | 直流電圧値検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS618679A true JPS618679A (ja) | 1986-01-16 |
Family
ID=14990319
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12866184A Pending JPS618679A (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | 直流電圧値検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS618679A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62254069A (ja) * | 1986-03-12 | 1987-11-05 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置の電圧，電流検出方式 |
| JPS6347672A (ja) * | 1986-08-14 | 1988-02-29 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 平均値検出装置 |
| JPH04124572U (ja) * | 1991-04-30 | 1992-11-13 | 株式会社大井製作所 | パーキングブレーキの操作装置 |
-
1984
- 1984-06-22 JP JP12866184A patent/JPS618679A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62254069A (ja) * | 1986-03-12 | 1987-11-05 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置の電圧，電流検出方式 |
| JPS6347672A (ja) * | 1986-08-14 | 1988-02-29 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 平均値検出装置 |
| JPH04124572U (ja) * | 1991-04-30 | 1992-11-13 | 株式会社大井製作所 | パーキングブレーキの操作装置 |
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