JPS61292401A - Dielectric filter - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To attain miniaturization and to obtain easily a desired characteristic by coupling directly resonators. CONSTITUTION:A dielectric resonator 10 is provided with a nearly cylindrical dielectric ceramic base 11, which is provided with a penetrating conducting part 12 penetrated from one end 11A to the other end 11B. A peripheral conducting part 13 conducting to electrically with the penetrating conducting part 12 at the one end 11A is formed to the peripheral face of the dielectric ceramic base 11 and the other end 11B of the dielectric ceramic base 11 is formed as an open end. Moreover, one side face of the dielectric ceramic base 11 is made flat by cutting as a plane with a polishment member. Then an electrode 14 conducting electrically to the peripheral conducting part 13 and an opening 15 being an exposed part of the dielectric ceramic base 11 are formed to the flat face. Further, an electrode 16 connecting to a signal source or a load is formed to the open end 11B. After the resonator formed with a desired opening is arranged to a case, adjacent resonators are detuned for frequency fine adjustment thereby matching the resonance frequency of each state to f0.

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、帯域通過形フィルタ、分波器、周波数安定化
発振器等に応用される誘電体共振器に関し、特に、この
誘電体共振器を使用した誘電体フィルタに関するもので
ある。[Detailed Description of the Invention] Industrial Application Field The present invention relates to a dielectric resonator applied to band-pass filters, duplexers, frequency stabilizing oscillators, etc. This invention relates to dielectric filters.

従来の技術 誘電体共振器を幾つか並べてそれらを適当に結合させる
と、帯域通過フィルタを構成することができ、誘電体共
振器の個数と結合度を変えることによって希望の特性の
ものを設計できることはよく知られている。Conventional technology A bandpass filter can be constructed by arranging several dielectric resonators and coupling them appropriately, and desired characteristics can be designed by changing the number and degree of coupling of dielectric resonators. is well known.

一方、高周波機器の小型化、軽量化が推し進められる中
で、高９１高誘電率を有し良好な温度特性を示すセラミ
ックス材料（磁器材料）によるマイクロ波帯での誘電体
共振器が開発されてきている０ 従来、例えば、陸上移動無線通信機器におけるｇｏθ〜
９００　ＭＨｚ帯での同軸型共振器を用いた帯域通過形
フィルタでは、７つの方法として、λ／ｑ共振器の開放
端部を低インピーダンスとし短絡端部を高インピーダン
スとした構造で、Ｑ値を多少犠牲に・して共振器長をλ
／ダ以下にして共振器の小型化を計シ、容量を別途形成
して共振器間の結合を行なっているものかあシ、また、
別の方法として、同軸型共振器の外導体を除去し、ケー
スにその役割をもたせ、共振子間の間隔を変えることで
結合を調整するという構造によって小型化を計っている
ものがあった０そして、前者の方法でも後者の方法でも
、周波数調整のためにすべての共振器の開放端部にビス
を付加して容量を形成している。On the other hand, as high-frequency equipment becomes smaller and lighter, dielectric resonators in the microwave band made of ceramic materials (porcelain materials) with a high dielectric constant of 91 and good temperature characteristics have been developed. 0 Conventionally, for example, goθ~ in land mobile radio communication equipment
For a bandpass filter using a coaxial resonator in the 900 MHz band, there are seven methods to increase the Q value by creating a structure in which the open end of the λ/q resonator has low impedance and the shorted end has high impedance. At some cost, the cavity length is reduced to λ.
In order to reduce the size of the resonator by making the resonator less than
Another method has been to reduce the size of a coaxial resonator by removing the outer conductor, giving the case its role, and adjusting the coupling by changing the spacing between the resonators. In both the former method and the latter method, capacitors are formed by adding screws to the open ends of all resonators for frequency adjustment.

発明が解決しようとする問題点 前述したような従来のフィルタ構成では、容量を別途形
成して共振器間の結合を行なったり、共振器の外導体の
役割をケースにもたせ共振器間の間隔を変えることで結
合を調整したシ、また、周波数調整のためにビスを付加
したりしているものなので、更に小型化する余地があシ
、また、フィルタ構成時にケースの影響を受は易かった
シ、周波数調整を容易には行なえない等の問題があった
。Problems to be Solved by the Invention In the conventional filter configuration as described above, a capacitor is formed separately to couple between the resonators, or the case acts as the outer conductor of the resonators to reduce the distance between the resonators. There is room for further miniaturization because the coupling is adjusted by changing the coupling, and screws are added for frequency adjustment, and there is also room for further miniaturization. , there were problems such as frequency adjustment not being easy.

本発明の目的は、前述したような問題点を解消し、小型
化に適し所望の特性を容易に得られるような誘電体フィ
ルタを提供することである。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a dielectric filter that solves the above-mentioned problems and is suitable for downsizing and can easily obtain desired characteristics.

問題点を解決するための手段 本発明によれば、一端から他端へ貫通する貫通導電部を
有し外周面に前記一端にて前記貫通導電部と電気的に導
通する外周導電部を有し且つ前記他端を開放端とした誘
電体基体からなる誘電体共振器を備えた誘電体フィルタ
において、前記誘電体基体は、前記貫通導電部の軸とほ
ゞ平行な方向に前記外周面の少ガくとも一部分を切り欠
いてなる平坦面を有し、該平坦面には、前記外周導電部
と電気的に導通する電極部と、前記誘電体基体の露出部
である開口部とが設けられる。Means for Solving the Problems According to the present invention, the device has a through conductive portion that penetrates from one end to the other end, and has an outer peripheral conductive portion that is electrically connected to the through conductive portion at the one end on the outer peripheral surface. Further, in the dielectric filter including a dielectric resonator made of a dielectric base with the other end being an open end, the dielectric base has a small portion of the outer circumferential surface in a direction substantially parallel to the axis of the through-hole conductive portion. It has a flat surface formed by cutting out at least a part of it, and the flat surface is provided with an electrode part that is electrically connected to the outer circumferential conductive part and an opening that is an exposed part of the dielectric base. .

実施例 次に１添付図面に基づいて本発−明の実施例について本
発明をより詳細ＫＭ明する。EMBODIMENTS Next, the present invention will be explained in more detail with reference to embodiments of the present invention based on the accompanying drawings.

第１図は、本発明の誘電体フィルタを構成するのに使用
する入出力段用の誘電体共振器の一実施例を示す概略斜
視図である。この第１図の誘電体共振器１０は、はｙ円
筒形状の誘電体磁器基体１）を備えており、この誘電体
磁器基体１）には、一端１）Ａから他端１）Ｂへ貫通す
る貫通導電部１２が設けられており、この誘電体磁器基
体１）の外周面には、−＠ｌＩＡにて貫通導電部１２と
電気的に導通する外周導電部１３が形成されておシ、そ
して、この誘電体磁器基体１）の他端１）Ｂは、開放端
とされている。更に、この誘電体磁器基体１）の一方の
側面は、例えば、　ｘｔｉ、ｏθの研磨材で平面に削シ
落して平坦面とされている。そして、その平坦面には、
外周導電部１３と電気的に導通する電極部１４と、誘電
体磁器基体１）の露出部である開口部１５とが形成され
ている。また、開放端１）Ｂには、信号源又は負荷を接
続するための電極１６が形成されている。外周導電部１
８、電極部１４及び電極１６は、例えば、基体１）０表
面に銅を約＝μｍ厚にスノ母ツタ蒸着してメタライズす
ることによって形成され、開口部１５は、塩化第−鉄等
で銅のエツチングを行なうことによって形成されうる。FIG. 1 is a schematic perspective view showing one embodiment of a dielectric resonator for an input/output stage used to construct a dielectric filter of the present invention. The dielectric resonator 10 shown in FIG. 1 is equipped with a cylindrical dielectric ceramic base 1), and the dielectric ceramic base 1) is penetrated from one end 1) A to the other end 1) B. A through conductive portion 12 is provided, and an outer peripheral conductive portion 13 is formed on the outer peripheral surface of the dielectric ceramic base 1) to be electrically connected to the through conductive portion 12 at −@lIA. The other end 1)B of this dielectric ceramic base 1) is an open end. Further, one side surface of the dielectric ceramic substrate 1) is ground into a flat surface using, for example, an abrasive of xti, oθ. And on that flat surface,
An electrode portion 14 that is electrically connected to the outer conductive portion 13 and an opening portion 15 that is an exposed portion of the dielectric ceramic base 1) are formed. Further, an electrode 16 for connecting a signal source or a load is formed at the open end 1)B. Outer conductive part 1
8. The electrode portion 14 and the electrode 16 are formed, for example, by metallizing the surface of the substrate 1) by depositing copper to a thickness of approximately μm, and the opening 15 is formed by depositing copper on the surface of the substrate 1)0 using ferrous chloride or the like. It can be formed by etching.

第２図は、入出力段用の誘電体共振器の別の実施例を示
しておシ、この実施例の誘電体共振器１０Ａは、第１図
の誘電体共振器１０では開口部１５が一端１）Ａの領に
設けられているのに対し、開口部１５が開放端１）Ｂの
側に設けられている点を除けば、第１図の誘電体共振器
ｌＯと同様である。従って、同一構成部分は、第１図に
使用したと同じ参照番号で示し、これ以上詳述しない。FIG. 2 shows another embodiment of the dielectric resonator for the input/output stage, and the dielectric resonator 10A of this embodiment is different from the dielectric resonator 10 in FIG. It is the same as the dielectric resonator IO shown in FIG. 1 except that one end is provided in the region of 1)A, whereas the opening 15 is provided in the open end 1)B. Identical components will therefore be designated by the same reference numerals as used in FIG. 1 and will not be described in further detail.

第１図の誘電体共振器１０の如く、開口部１５が一端１
）Ａ、すなわち短絡端近傍にあるものは、共振器間の結
合が磁気的（インダクテイブ）になされ、第２図の誘電
体共振器１０Ａの如く、開口部１５が他端１）　Ｂ、す
なわち開放端近傍にあるものは、共振器間の結合が電気
的（キャパシティブ）Ｋなされる。As in the dielectric resonator 10 shown in FIG.
)A, that is, near the short-circuited end, the coupling between the resonators is magnetic (inductive), and as in the dielectric resonator 10A in FIG. 2, the opening 15 is at the other end 1)B, that is, open. Near the ends, the coupling between the resonators is electrical (capacitive).

第３図は、本発明の誘電体フィルタを構成するのに使用
する中間段用の誘電体共振器の一実施例を示す概略斜視
図である。この第３図の誘電体共振器２０は、ほゞ円筒
形状の誘電体磁器基体２１を備えており、この誘電体磁
器基体２１には、一端２１Ａから他端２１Ｂへ貫通する
貫通導電部２２が設けられており、この誘電体磁器基体
２１の外周面には、一端２１Ａにて貫通導電部２２と電
気的に導通する外周導電部２８が形成されておシ、そし
て、この誘電体磁器基体２１の他端２１日は、開放端と
されている。更に、この誘電体磁器基体２１の対向する
両側面は、例えば、＃りθθの研磨材で平面に削シ落と
して平坦面とされている。そして、その両平坦面には、
外周導電部２８と電気的に導通する電極部２４と、誘電
体磁器基体２１の露出部である開口部２５とが形成され
ている。第１図及び第２図のものと同様に、外周導電部
２Ｂ及び電極部２４は、例えは、基体ｚ１の表面に銅を
約−μｍ厚にスノ臂ツタ蒸着してメタライズするととＫ
よって形成され、開口部２５は、塩化第ユ鉄等で銅のエ
ツチングを行なうことＫよって形成されうる。FIG. 3 is a schematic perspective view showing one embodiment of an intermediate stage dielectric resonator used to construct the dielectric filter of the present invention. The dielectric resonator 20 shown in FIG. 3 includes a dielectric ceramic base 21 having a substantially cylindrical shape, and the dielectric ceramic base 21 has a through conductive portion 22 that penetrates from one end 21A to the other end 21B. An outer peripheral conductive portion 28 is formed on the outer peripheral surface of the dielectric ceramic base 21 and is electrically connected to the through conductive portion 22 at one end 21A. The other end, 21st, is an open end. Further, both opposing side surfaces of the dielectric ceramic base 21 are made flat by, for example, being ground with an abrasive having a # of #θθ. And on both flat surfaces,
An electrode portion 24 that is electrically connected to the outer conductive portion 28 and an opening portion 25 that is an exposed portion of the dielectric ceramic base 21 are formed. As in the case of FIGS. 1 and 2, the outer conductive part 2B and the electrode part 24 can be formed by metallizing the surface of the base z1 by depositing copper to a thickness of about -μm, for example.
The opening 25 thus formed can be formed by etching copper with ferrous chloride or the like.

第ダ図は、中間段用の誘電体共振器の別の実施例を示し
ておシ、この実施例の誘電体共振器２０Ａは、第３図の
誘電体共振器ｚＯでは開口部２５が一端２１Ａの側に設
けられているのに対し、開口部２５が開放端２１Ｂの側
に設けられている点を除けば、第３図の誘電体共振器２
０と同様である。FIG. 3 shows another embodiment of the dielectric resonator for the intermediate stage. In the dielectric resonator 20A of this embodiment, the opening 25 is The dielectric resonator 2 in FIG. 3 is different from the dielectric resonator 2 in FIG.
Same as 0.

従って、同一構成部分は、第３図に使用したと同じ参照
番号で示し、これ以上詳述しない。Identical components are therefore designated with the same reference numerals as used in FIG. 3 and will not be described in further detail.

前述した第１図及び第２図の実施例の間の関係と同様に
、第３図の誘電体共振器２０の如く、開口部２５が一端
２１Ａ、すなわち、短絡端近傍にあるものは、共振器間
の結合が磁気的（、インダクテイブ）Ｋなされ、第９図
の誘電体共振器２ＯＡの如く、開口部２５が他端２１Ｂ
１すなわち開放端近傍にあるものは、共振器間の結合が
電気的（キャパシティブ）になされる。Similar to the relationship between the embodiments shown in FIGS. 1 and 2 described above, the dielectric resonator 20 in FIG. The coupling between the resonators is magnetic (inductive) K, and as in the dielectric resonator 2OA in FIG. 9, the opening 25 is connected to the other end 21B.
1, that is, those near the open end, the coupling between the resonators is electrical (capacitive).

次に、前述したような誘電体共振器間の結合係数を調べ
るために、第３図の誘電体共振器ｚＯにおける２つの開
口部２５の一方をメタライズした誘電体共振器を一個準
備してその平坦面を互いに直接的に結合して測定を行な
った結果について以下説明する。Next, in order to investigate the coupling coefficient between the dielectric resonators as described above, one dielectric resonator is prepared in which one of the two openings 25 in the dielectric resonator zO shown in FIG. The results of measurements made by directly connecting flat surfaces to each other will be described below.

先ず、開口部２５を形成する前の円柱状共振器の共振周
波数’ｒｏをｆ、０＝ｇ７（７Ｍｌ−ＩＺＫしてから、
開口部ｚ５の＠ＷをＷ　＝　’Ｉ　ｖｘとして、開口部
２５の長さｇを、ｐ４ラメータにして測定を行なった。First, the resonant frequency 'ro of the cylindrical resonator before forming the opening 25 is f, 0=g7 (7Ml-IZK, and then
The measurement was performed by setting @W of the opening z5 to W = 'I vx and setting the length g of the opening 25 to p4 ram.

第３図は、その場合の一個の零点周波数ｆ４．ｆ２と開
口部の長さＩとの関係の測定結果を示しており、　　“
第６図は、に＝　Ｃｆ２−ｆ、’）７ｇ　　にて求めた
結合係数にと開口部の長さｇとの関係の測定結果を示し
ており、第７図は、結合によシ生じた中間周波数／、　
＝〆Ｇηの、ｆｒｏからのずれＮｏと開口部の長さｅと
の関係の測定結果を示している。FIG. 3 shows one zero point frequency f4. It shows the measurement results of the relationship between f2 and the opening length I, and “
Figure 6 shows the measurement results of the relationship between the coupling coefficient determined by = Cf2-f,')7g and the length g of the aperture, and Figure 7 shows the relationship between the coupling coefficient and the length g of the opening. intermediate frequency/,
It shows the measurement results of the relationship between the deviation No of =〆Gη from fro and the length e of the opening.

また、同様に、第弘図の誘電体共振器２０Ａにおける一
つの開口部２５の一方をメタライズした誘電体共振器を
一個準備してその平坦面を互いに直接的に結合して測定
を行なった結果について述べる。第３図は、その場合の
一個の零点周波数ｆ、。Similarly, we prepared one dielectric resonator in which one of the openings 25 of the dielectric resonator 20A shown in Fig. 20A was metalized, and measured the results by directly coupling their flat surfaces to each other. Let's talk about. FIG. 3 shows one zero point frequency f in that case.

ｆ２　　と開口部の長さｅとの関係の測定結果を示して
おシ、第９図は前述と同様にして求めた結合係数にと開
口部の長さｇとの関係の測定結果を示しておシ、第１Ｏ
図は、結合により生じた中間周波数／、　＝〆ｑのｓ　
　／ｒ□からのずれ△ｆ０と開口部の長さｇとの関係の
測定結果を示している。これらの図から明らかなように
、開口部の長さｇが小さいときには、第３図の如き誘電
体共振器を使用する場合には磁気的に結合しておシ、第
グ図の如き誘電体共振器を使用する場合には電気的に結
合しておシ、ｌが７龍程（共振器長の半分）では電気エ
ネルギーと磁気エネルギーの差が最大となり、ｇが更に
大きくなると、両エネルギーが打消し合って、結合係数
は小さくなると考えられる。また、第３図の如き共振器
を用いた場合と第７図の如き共振器を用いた場合とでは
中間周波数のずれ△／。Fig. 9 shows the measurement results of the relationship between f2 and the length e of the aperture, and Figure 9 shows the measurement results of the relationship between the coupling coefficient obtained in the same manner as described above and the length g of the aperture. Oshi, 1st O
The figure shows the intermediate frequency caused by the coupling /, = s of 〆q
It shows the measurement results of the relationship between the deviation Δf0 from /r□ and the length g of the opening. As is clear from these figures, when the length g of the aperture is small, when using a dielectric resonator as shown in Fig. 3, magnetic coupling is required; When using a resonator, they must be electrically coupled, and when l is about 7 lengths (half the resonator length), the difference between electrical energy and magnetic energy is maximum, and as g becomes even larger, the difference between both energies becomes It is thought that they cancel each other out and the coupling coefficient becomes smaller. Furthermore, the difference in intermediate frequency between the case where a resonator as shown in FIG. 3 is used and the case where a resonator as shown in FIG. 7 is used is Δ/.

が異符号になる。becomes a different sign.

次に、入出力段用の共振器について考察する。Next, consider the resonators for the input and output stages.

入出力段用の誘電体共振器では、所望のフィルタの特性
に応じて、ＱＬ　　が既定される。第１図及び第３図の
誘電体共振器を用いてフィルタを構成すると、３段フィ
ルタの場合、等価回路は第１／図に示すようになる。第
１／図の等価回路において、Ｃ７は信号源の分布容量、
Ｃｅ　　は負荷Ｒの分布容量、Ｃ７，は入力段用の誘電
体共振器の電極１６と貫通導電部（中心導体）１２との
間の分布容量％　　ＣＮ’　　は出力段用の誘電体共振
器の電極１６と貫通導電部（中心導体）１２との間の分
布容量、Ｃ７２は入力段用の誘電体共振器の電極１６と
外周導電部（外導体）１８との間の分布容量、Ｃ７２′
　　は出力段用の誘電体共振器の電極１６と外周導電部
１８との間の分布容量である。したがって、虚ジャイレ
ータ結合帯域通過フィルタを得るためには、入出力段で
は、これらの分布容量を含めた共振周波数がフィルタの
中心周波数ｆ　になるようにし、同時に、既定のＱＬ　
　値が得られなければならない。このために、次の手順
にて実験を行なった。In the dielectric resonator for the input/output stage, QL is determined depending on the desired filter characteristics. When a filter is constructed using the dielectric resonators shown in FIGS. 1 and 3, the equivalent circuit becomes as shown in FIG. 1 in the case of a three-stage filter. In the equivalent circuit in Figure 1/, C7 is the distributed capacitance of the signal source,
Ce is the distributed capacitance of the load R, C7 is the distributed capacitance % between the electrode 16 of the dielectric resonator for the input stage and the through conductor (center conductor) 12, and CN' is the distributed capacitance of the dielectric resonator for the output stage. C72 is the distributed capacitance between the electrode 16 and the through conductive part (center conductor) 12, and C72 is the distributed capacitance between the electrode 16 of the input stage dielectric resonator and the outer conductive part (outer conductor) 18, C72'
is the distributed capacitance between the electrode 16 and the outer conductive portion 18 of the dielectric resonator for the output stage. Therefore, in order to obtain an imaginary gyrator-coupled bandpass filter, in the input and output stages, the resonance frequency including these distributed capacitances should be the center frequency f of the filter, and at the same time, the predetermined QL
A value must be obtained. For this purpose, an experiment was conducted using the following procedure.

（１）既定値ＱＬ　Ｋ対して、無負荷共振器の共振周波
数ｆｒ０からの周波数の低下ＮＱを求めておく。(1) For the default value QL K, determine the frequency drop NQ from the resonance frequency fr0 of the no-load resonator.

第７２図に平面図にて示すような５個の円柱状共振器に
長さ２．６±０．／ｖｐｔ、巾コ±０．０　／　ｍの電
極１６を、それぞれ６寸法を０．７ｔｔｍ、へ２朋、／
、ｇ　Ｉｆｆ、　２．３　朋として形成して測定してみ
た。Five cylindrical resonators each having a length of 2.6±0. /vpt, width ±0.0/m electrode 16, each 6 dimensions 0.7ttm, 2 tomo, /
, g If, 2.3 I formed it as my friend and measured it.

その結果である／　　＝ｇ７０ＭＨｚでの負荷ＱＬ「Ｏ と周波数低下ＪＩ′ＮＱとの関係を第７３図に示す。The result is / = g70MHz load QL “O FIG. 73 shows the relationship between the frequency reduction JI'NQ and the frequency reduction JI'NQ.

第７３図から明らかなように、ＱＬ　　の大きいところ
では、Ｃ４，が小さいため、ＮＱは小さく一定であるが
ｓ　ＱＬ　　の小さいところでは、Ｃ４１の影響が強く
なるため、△ｆＱの変化は大きくなる。As is clear from Figure 73, where QL is large, C4, is small, so NQ is small and constant; however, where s QL is small, the influence of C41 becomes stronger, so the change in △fQ becomes large. .

（２）△ｆＱを加味して共振器の共振周波数を高くして
おく。(2) The resonant frequency of the resonator is increased by taking ΔfQ into consideration.

（３）第１）１図（Ａｌの平面図及び第１）１図（８１
の正面図に示すように、円柱状共振器の開放端面に銅を
全面スパッタ蒸着しエツチングにより電極のための銅膜
１６／　　を形成する。このとき、参照番号１７で示す
ように、外導体１８と銅膜１６′とが短絡しないように
、エツジを軽く削シ落す。(3) 1st) Figure 1 (Al plan view and 1st) Figure 1 (81
As shown in the front view, copper is deposited by sputtering on the entire surface of the open end surface of the cylindrical resonator and etched to form a copper film 16 for an electrode. At this time, as indicated by reference numeral 17, the edges are lightly scraped to prevent short circuit between the outer conductor 18 and the copper film 16'.

（４）既定のＱＬ　　に々るように１銅膜１６’　　を
トリミングして電極１６とする。この状態を、第１３゛
図に平面図にて示している。(4) Trim the copper film 16' to form the electrode 16 so as to meet the predetermined QL. This state is shown in a plan view in FIG. 13.

（５）　　負荷時の共振周波Ｆ”　ｆｒ’　＝　／十△
／（１２）Ｋなｏ　　　　　Ｃ っているかを確かめる。ここに、Ｎ（１２）は次段との
結合：・こＸる共振周波数のずｊ、である。(5) Resonance frequency under load F” fr' = /10△
/(12) Check if there is a K o C. Here, N(12) is the resonance frequency of the coupling with the next stage.

（６）　　所定のＱＬ　　とｆｒ′が得られたら、円柱
状共振器の側面を削シ、平坦面を出す。その平坦面に銅
をスパッタ蒸着し、エツチングによって所望の開口部を
形成し、第１図の如き入出力段用の誘電体共振器を得る
。この時、電極付近はマスクをしておく。(6) Once the predetermined QL and fr' are obtained, the side surface of the cylindrical resonator is ground to reveal a flat surface. Copper is sputter-deposited on the flat surface and desired openings are formed by etching to obtain a dielectric resonator for the input/output stage as shown in FIG. At this time, keep a mask on near the electrodes.

次に、本発明によるフィルタの試作例について説明する
。Next, an example of a prototype filter according to the present invention will be described.

前述したように、周波数のずれは、共振器間の結合ばか
りでなく、入出力段での外部回路との結合によっても生
じるので、これらを加味してフィルタの試作を行なった
。As mentioned above, the frequency shift is caused not only by the coupling between the resonators but also by the coupling with the external circuit at the input/output stage, so we took these factors into account when creating a prototype filter.

設計仕様として、 チェビシェフ型　リップル＝　０．０　／　ｄＢ中心周
波数１０　”’　ｇ　７　θＭＨｚ、？ｄＢ帯域＠ＢＷ
＝／　θＭＨｚ とした。共振器の無負荷Ｑｕ＝　ｇ　３０である。As a design specification, Chebyshev type ripple = 0.0 / dB center frequency 10'''g 7 θMHz, ?dB band @BW
=/θMHz. The unloaded resonator Qu = g 30.

（１），２共振器による誘電体フィルタ規格化結合係数
に、２＝θ７０７ｊ！；規格化負荷Ｑ　　ＣＬ”１４＃
コデ したがって、負荷ＱＬ　＝　（１０／ＢＷ）Ｑ　＝　／
　２９結合係数Ｋ　＝　（ｓｖＪ／／１０）Ｋ　、　２
　＝θｇ／％が必要となる。結合方式はＣ結合（・キャ
パシティブ結合）とし、開放端近くに開口を設けた。ま
ず、ＱＬ　＝７２９を得るためには、無負荷時での共振
周波数ｆｒｏ＝’りＯＭＨｚからのずれＮＱ中−６，５
ＭＨｚであった（第７３図参照）。次に、Ｃ結合では、
第９図及び第７０図から、に＝ｏ、ｇｉ％を得るときに
は、結合による周波数のずれＮｃ中十！ＭＨｚであった
ｏしたがって、勇荷時の共振周波数／ｒ’　＝　ｇ　７
０　ＭＨｚとなるために、無負荷共振周波数／　　＝ｇ
７八左へＨｚの共振器を一個用意した。(1), dielectric filter normalized coupling coefficient with two resonators, 2=θ707j! ; Normalized load Q CL”14#
Therefore, load QL = (10/BW)Q = /
29 Coupling coefficient K = (svJ//10)K, 2
=θg/% is required. The coupling method was C coupling (capacitive coupling), and an opening was provided near the open end. First, in order to obtain QL = 729, the deviation from the resonant frequency fro = '0 MHz at no load, NQ, is -6,5
MHz (see Figure 73). Next, in the C bond,
From FIG. 9 and FIG. 70, when obtaining =o, gi%, the frequency shift due to coupling Nc is 10! MHz o Therefore, the resonant frequency at full load/r' = g 7
To become 0 MHz, the no-load resonant frequency / = g
I prepared one Hz resonator to the left of 78.

「Ｏ これらに電極を形成して、ＱＬ、＝／３／、ｆｒ１＝ｇ
　Ａｋ、ＪＭＨｌｌ　ＱＬ２＝／　３３、ｆｒ２’　＝
　ｇ　Ａ　！ｒＪＭＨｚを得た。次に、前述したように
して開口部を形成した。開口部の長さｅは、第ｇ図から
第１Ｏ図から、Ｉｌ＝３ｘｍとした。これら共振器をケ
ースに納め共振器を瞬間接着材でケースに固定費、電極
とコネクタをノ・ンダ付けした。結合係数Ｋを測定した
ところ、に＝　ｏ、ｑ　ｌ１％を得た。次に、他方の共
振器を離調して、ＱＬ、＝／２０、ＱＬ２＝／／ｑとな
った。この時、共振器の周波数調整を行ない、／ｒ　１
　二ｇ　７３−３ＭＨｚ−＋ｇ　７θ、ＯＭＨ２％　　
／、　２　：ｌ：ｇ　７　／、ＯＭＨｚ−＋ｇ　７０．
０ＭＨｚにした。これらの結果得られたフィルタの特性
を第１Ａ図、第７７図及び第１ｇ図に示す。第７６図は
、通過域リップルと挿入損との関係を示し、この第７６
図から、ｆｏ＝ｇり０．ＯＭＨｚ　、　　ＢＷ　＝　／
　０−６ＭＨｚ　、挿入損ＩＬ＝／、９ｄＢ、　　リッ
プル＝０．７ｃｉ日であることがわかる。挿入損ＩＬに
対して理論値は／、、３　ｄＢ　　であ’ｙ　ｓ　＋　
ｏ−ｂ　ｄｅ　はＱＬ　によるミスマツチ・ロスと思わ
れる。リップルが０．７ｉ日　と大きいのは結合係数が
に＝　ｏ、ｑ　ｇ％と仕様値００ｇ／％よ１）０％大き
くなったためと思われる。第１７図は、伝送損１５，２
ｉと、リターン・ロスＩｓ１．ｌ　−１３２２１を示し
ている。そして、第１ｇ図は、高域周波数での阻止特性
を示し、ｊ＆ｄ８　以上の減衰が得られていることがわ
かる。"O Form electrodes on these, QL, = /3/, fr1 = g
Ak, JMHll QL2 = / 33, fr2' =
G A! rJMHz was obtained. Next, openings were formed as described above. The length e of the opening was set to Il=3xm from FIGS. g to 1O. These resonators were placed in a case, and the fixed cost, electrodes, and connectors were attached to the case using instant adhesive. When the binding coefficient K was measured, it was found to be 1%. Next, the other resonator was detuned so that QL = /20, QL2 = //q. At this time, the frequency of the resonator is adjusted, /r 1
2g 73-3MHz-+g 7θ, OMH2%
/, 2 :l:g 7 /, OMHz-+g 70.
I set it to 0MHz. The characteristics of the filter obtained from these results are shown in FIGS. 1A, 77, and 1g. Figure 76 shows the relationship between passband ripple and insertion loss.
From the figure, fo=gri0. OMHz, BW = /
It can be seen that the frequency is 0-6 MHz, the insertion loss IL is 9 dB, and the ripple is 0.7 ci day. The theoretical value for insertion loss IL is /,, 3 dB.
ob de seems to be a mismatch loss due to QL. The reason why the ripple is as large as 0.7i days is thought to be because the coupling coefficient is 1) 0% larger than the specification value 00g/%. Figure 17 shows the transmission loss 15,2
i and return loss Is1. l -13221 is shown. FIG. 1g shows the blocking characteristics at high frequencies, and it can be seen that attenuation of j&d8 or more is obtained.

（璽）３共振器による誘電体フィルタ に、２＝に２３””６ｇ１ｇ、ｑ＝／、／ｆ／／ｌ、た
がって、ＱＬ　＝１０．３、Ｋ、２＝に２５＝　０．７
　ｇ％が必要となる。結合用開口部は、今度は、Ｌ結合
（インダクテイプ結合）とした。(Seal) In a dielectric filter with 3 resonators, 2 = 23''6g1g, q = /, /f//l, therefore, QL = 10.3, K, 2 = 25 = 0.7
g% is required. The coupling opening was now an L coupling (induct tape coupling).

まず、ＱＬ　＝７０３にする場合、ｆ、。二ｊ７０ＭＨ
ｚからのずれ１ｓＪｏ中−ｇＪＭＨ−である（第７３図
参照）。次に、第３図から第７図よシ、Ｋ＝０．７　ｆ
％を得るとき、△ｆｏキーグ、コＭＨｚである。First, when setting QL = 703, f,. 2j70MH
The deviation from z is -gJMH- during 1sJo (see Figure 73). Next, from Figures 3 to 7, K = 0.7 f
When obtaining %, △fo Keeg, co-MHz.

したがって、負荷時共振周波数ｆｒ’　＝　ｇ　７０　
ＭＨｚを得るためにｓ　ｆｒｃ　＝ｔ　ｙ　−２−７Ｍ
Ｈ２の第１図に示した如き共振器となるべき共振器を一
個用意した。Therefore, the resonant frequency under load fr' = g 70
To obtain MHz, s frc =t y -2-7M
One resonator to be a resonator as shown in FIG. 1 of H2 was prepared.

これらに電極を形成し、ＱＬ、＝１０１ｐ、ｆ＝Ｉ　　
＝ｇ　７！；　ＭＨｌｓ　ＱＬ５＝／　０　！ｒ％ｆ、
５’　＝ｇ　７　、ｔ、０ＭＨｚを得た。次に、ｆｌ。Form electrodes on these, QL, = 101p, f = I
=g 7! ;MHls QL5=/0! r%f,
5' = g 7 , t, 0 MHz was obtained. Next, fl.

＝ｆ７０ＭＨｚの第３図に示した如き共振器となるべき
共振器を７個用意し、それら３個の共振器の伺面を削シ
開ロ部を形成した。= f70 MHz, and seven resonators to become resonators as shown in FIG. 3 were prepared, and the exposed surfaces of these three resonators were cut to form open bottom portions.

開口部の長さは、第３図から第７図よシ、　　ｅ＝コ６
．２鶴になるようにした。共振器をケースに納め、入出
力段は接着材でケースに固定後、電極とコネクタをハン
ダ付けした。入力段の共振器または出力段の共振器を離
調して、結合係数に、２．に２３を測定したところ、Ｋ
、２＝ＯＪｇ％、Ｋ２３：　０．７％であった。これら
は仕様値の士７０％の誤差にあたる。周波数調整を行な
うために、セットしたケースから中間段の共振器を取り
出し、開放端を＃１ｔｏｏの研磨紙で削シ、再びケース
に組み入れ、入力段の共振器と出力段の共振器を離炉し
て共振周波数を／、２　＝　ｇ　ｂ　９．９　ＭＨｚに
調整した。次に、中間段の共振器を離調して、入力段及
び出力段の共振器の負荷時共振周波数ｆｉ’　　＝ｇ６
９．９　ＭＨｚ。The length of the opening is as shown in Figures 3 to 7, e=ko6
．． I made it so that there are 2 cranes. The resonator was placed in a case, the input and output stages were fixed to the case with adhesive, and the electrodes and connectors were soldered. Detuning the input stage resonator or the output stage resonator to determine the coupling coefficient; 2. 23 was measured, K
, 2=OJg%, K23: 0.7%. These correspond to errors of 70% of the specification values. To adjust the frequency, take out the middle stage resonator from the set case, scrape the open end with #1too abrasive paper, put it back into the case, and remove the input stage resonator and output stage resonator from the furnace. The resonant frequency was adjusted to /,2 = g b 9.9 MHz. Next, the intermediate stage resonator is detuned, and the loaded resonant frequency fi' = g6 of the input stage and output stage resonators.
9.9MHz.

／　　’　　＝ｇ７０．／ＭＨｚＫ調整した。コれらの
結果「３ 得られたフィルタの特性を第７９図、第２０図及び第２
７図に示す。第１ｑ図は、通過域リップルと挿入損との
関係を示し、この第１ｑ図から、１０　　＝ｇ　７０．
２ＭＨｚ、　ＢＷ＝９．／　ＭＨｚ　、　　挿入損１Ｌ
＝−ａ＆　ｊ　ｄＢ　　となっているのがわかる。３ｄ
８ＢＷ　＝　９．７　ＭＨｚ　　は、に２．　＝　０．
７％のためで、実際ｆｏ＝ｇり０ＭＨｚで逆算すると、
ＢＷＩに＝０．７％＝　９　ＭＨ２と々る。また、挿入
損ＩＬの理論値は、ｑｕ−４３０に対して、ｌＬ＝、２
．／ｅｌＢ　　となシ、その差０．３ｄ日はｓ　ＱＬ　
　のミスマツチ・ロスと思われる。第一０図は、通過域
付近の減衰特性１３．２１と、リターン・ロスＩｓ、、
ｌ　、　Ｉｓ、２□１を示している。そして、第２７図
は、阻止域特性を示し、周波数が高くなると、阻止特性
が悪くなっているが、これは、グランド側に原因がある
のではないかと思われる。/'=g70. /MHzK adjusted. These results "3. The characteristics of the obtained filter are shown in Figures 79, 20, and 2.
It is shown in Figure 7. Fig. 1q shows the relationship between passband ripple and insertion loss, and from this Fig. 1q, 10 = g 70.
2MHz, BW=9. / MHz, insertion loss 1L
It can be seen that =-a&j dB. 3d
8BW = 9.7 MHz is 2. = 0.
Because it is 7%, actually if we calculate backwards with fo=g0MHz, we get
To BWI = 0.7% = 9 MH2. In addition, the theoretical value of insertion loss IL is lL=,2 for qu-430.
．． /elB Tonashi, the difference is 0.3d days s QL
It seems to be Miss Matsuchi Ross. Figure 10 shows the attenuation characteristics 13.21 near the passband and the return loss Is.
l, Is, 2□1 is shown. FIG. 27 shows the stopband characteristics, and the higher the frequency, the worse the stopband characteristics, but this seems to be caused by the ground side.

次に１共振周波数の調整法について説明しておく。Next, a method of adjusting one resonance frequency will be explained.

フィルタの試作では、コ共振器型帯域通過フィルタも３
共振器型帯域通過フィルタも、入出力段の共振周波数は
下げること［ｆｋ、り、また３共振器型帯域通過フィル
タの中間段では共振周波数を上げることになった。共振
周波数を変える方法としては、 （Ａｌ　　共振器長を変える、すなわち短くすること、
（Ｂｌ　　第ＪＪ図に略示するように、共振器の開放端
に金属板を近づけ容量を形成すること、（Ｃ１共振器の
外導体の一部を除去する。In the filter prototype, we also used 3 co-resonator type bandpass filters.
In the case of a resonator-type band-pass filter, the resonant frequency of the input and output stages must be lowered [fk, ri], and the resonant frequency of the intermediate stage of a three-resonator-type band-pass filter must be increased. Methods of changing the resonant frequency include (changing the Al resonator length, that is, shortening it;
(B1 As schematically shown in Figure JJ, a metal plate is brought close to the open end of the resonator to form a capacitance. (C1 A part of the outer conductor of the resonator is removed.

等の方法が考えられる。第２ａ図に略示した誘電体フィ
ルタは、入力段用の誘電体共振器８１．中間段用の誘電
体共振器８ｚ及び出力段用の誘電体共振器８８を前述し
たように直接的に結合し、入力段用の誘電体共振器８１
の電極８１Ａに対して入力接続用の同軸コネクタ８４を
接続し、出力段用の誘電体共振器８Ｂの電極ＢＢＡＫ対
して出力接続用の同軸コネクタ８５を接続し、共振器の
開放端に金属板８６を近づけて配接してなるものである
。Possible methods include: The dielectric filter schematically illustrated in FIG. 2a includes a dielectric resonator 81 . The dielectric resonator 8z for the intermediate stage and the dielectric resonator 88 for the output stage are directly coupled as described above to form the dielectric resonator 81 for the input stage.
A coaxial connector 84 for input connection is connected to the electrode 81A of the output stage, a coaxial connector 85 for output connection is connected to the electrode BBAK of the dielectric resonator 8B for the output stage, and a metal plate is connected to the open end of the resonator. 86 are arranged close to each other.

前記（Ａ）の方法が望ましいと思われるが、共振周波数
を上げるのみで、フィルタの中間段にしか使えない。こ
れに対し、前記（日）の方法は、共振周波数を下げるの
みである。これは入出力段の周波数調整に適轟だと思わ
れる。これらに対し、前記（Ｃ１の方法は、共振器の外
導体を一部（開放端近くでｆｒ　　は上がり、短絡端近
くではｆ「　は下がる）除去することで、共振器が１開
放型共振器”となるためケースの影響を受は易くなる。Although method (A) is considered desirable, it only increases the resonant frequency and can only be used in the middle stage of the filter. In contrast, the method described in (Japanese) only lowers the resonant frequency. This seems to be suitable for adjusting the frequency of the input/output stage. In contrast, the method described above (C1) removes a part of the outer conductor of the resonator (fr increases near the open end, and f' decreases near the shorted end), so that the resonator becomes a single open resonator. ”, making it easier to be influenced by cases.

しかし、前記（Ｃ）の方法は、共振周波数を上、下させ
ることができる。However, the method (C) allows the resonance frequency to be raised or lowered.

以上述べた本発明による誘電体共振器を用いた誘電体フ
ィルタの構成方法について以下まとめて述べる。A method for constructing a dielectric filter using the dielectric resonator according to the present invention described above will be summarized below.

（１）　　フィルタの中心周波数ｆｏ　　で、結合係数
にと、結合による中間周波数／ｃ　　のずれ△／ｃとを
予め求めておく。(1) At the center frequency fo of the filter, the coupling coefficient and the deviation Δ/c of the intermediate frequency/c due to coupling are determined in advance.

（２）入出力段における負荷Ｑ　Ｍ　ＱＬ　　と、負荷
することによる共振周波数のずれΔｆ９とを予め求め゛
ておく。(2) The load Q M QL in the input/output stage and the shift Δf9 in the resonant frequency due to the load are determined in advance.

（３１Ａ／ｃとΔｆＱとを加味して、各段の共振器の共
振周波数を決める。(Determine the resonant frequency of each stage resonator by taking into account 31A/c and ΔfQ.

（４）入力段の共振器に！極を設け、所望のＱＬ　　と
ｆｒ、’＝ｆ０＋△／、　　　になるように電極を形成
する（△／（＋２）　　は次段との結合による共振周波
数の低下量）。出力段についても同様である。(4) For the input stage resonator! A pole is provided, and the electrode is formed so that the desired QL and fr,'=f0+Δ/, are obtained (Δ/(+2) is the amount of reduction in the resonant frequency due to coupling with the next stage). The same applies to the output stage.

（５）　　ｌ　＊　ｌ　＋／段間で必要な結合係数にｌ
、１＋／を得るように共振器に開口を形成する。(5) l * l +/L to the coupling coefficient required between stages
, 1+/ are formed in the resonator.

（６）所望の開口を形成した共振器をケースに配置した
後に、隣接する共振器を離調して、周波数微調整を行な
い、各段の共振周波数をｆｏ　　に合わせる。この時、
“共振周波数を上昇させるように各段の共振周波数が設
定されているのが望ましい。以上の方法で、結合係数Ｋ
及び周波数のずれＡ／ｃ　、　ＯＬ　　による周波数の
ずれＡ／Ｑは士７０％以内のバラツキを生じ念が、この
範囲内で帯域通過フィルタを構成できた。(6) After placing the resonator with the desired opening in the case, the adjacent resonators are detuned and the frequency is finely adjusted to match the resonant frequency of each stage to fo. At this time,
“It is desirable that the resonant frequency of each stage is set so as to increase the resonant frequency.With the above method, the coupling coefficient K
Although the frequency deviations A/Q due to the frequency deviations A/c and OL may vary within 70%, the band-pass filter could be configured within this range.

発明の効果 前述したように１本発明の誘電体共振器を用いた誘電体
フィルタの構成によれば、共振器間を直接結合できるの
で、更に全体を小型にできると同時にフィルタ構成時に
ケースの影響を受けずに特、性を決定でき、また、開口
部を！Ｊ！整することＫより結合度を調整でき従ってき
わめて容易に所望の特性のものとすることができる。Effects of the Invention As mentioned above, according to the structure of the dielectric filter using the dielectric resonators of the present invention, the resonators can be directly coupled, so the overall size can be further reduced, and at the same time, the influence of the case when configuring the filter can be reduced. You can determine the sex without having to undergo the process, and also the opening! J! By adjusting K, the degree of bonding can be adjusted, and therefore desired characteristics can be obtained very easily.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の誘電体フィルタを構成するのに使用す
る入出力段用の誘電体共振器の一実施例を示す概略斜視
図、第２図は入出力段用の誘電体共振器の別の実施例を
示す概略斜視図、第３図は本発明の誘電体フィルタを構
成するのに使用する中間段用の誘電体共振器の一実施例
を示す概略斜親図、第７図は、中間段用の誘電体共振器
の別の実施例を示す概略斜視図、第３図から第１Ｏ図は
第３図及び第９図の誘電体共振器を２個結合した場合の
種々な測定結果を示す図、第１／図は第１図及び第３図
の誘電体共振器を用いて３段フィルタを構成した場合の
等価回路を示す図、第７２図は電極を形成した円柱状共
振器の平面図、第１３図は第１−図の円柱状共振器につ
いて測定した結果である負荷ＱＬ　　と周波数低下量へ
へとの関係を示す図、第１）図（ＡＩ及び（８１は円柱
状共振器の開放端面に電極を形成する過程を示す平面図
及び正面図、第１５図は電極の形成の完了した円柱状共
振器の平面図、第１６図、第１７図及び第１ｇ図は２共
振器による誘電体フィルタの試作例の種々なフィルタ特
性を示す図、第７９図、第２０図及び第、２７図は３共
振器による誘電体フィルタの試作例の種々なフィルタ特
性を示す図、第２２図は誘電体フィルタの一例の概略構
成図である。 １０　、ＩＯＡ・・・・・・誘電体共振器、　　　１）
・・・・・・誘電体磁器基体、　　ＩＩＡ・・・・・・
一端、　　１）Ｂ・・・・・・他端、　　　１２・・・
・・・貫通導電部、　　１Ｂ・・・・・・外周導電部、
　　１４・・・・・・電極部、　　１５・・・・・・開
口部、１６・・−・・電極、　　２０，２０＾・・・・
・・誘電体共振器、２１・・・・・・誘電体磁器基体、
　　２１Ａ・・・・・・一端、２１　Ｂ−・・・・・他
端、　２２・・・・・・貫通導電部、２８・・・・・・
外周導電部、　２４−・・電極部、２５−・・・・・開
口部。 第１図　　　　　　　　　第２図 １）５図 （ＭＨｚ） 関口畜５つ：＆さ【 第６図 第７図 （％） 開口衣トク−＆さ　Ｌ 第８図 ｗＨ９図 ＄１０６０ 第１）図 Ｒ（ｔ＋　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
（１）’第１３図 貢４英’Ｉｏイ直　ＱＬ （Ｂ） 第１６図 第２１図 第２２図FIG. 1 is a schematic perspective view showing one embodiment of a dielectric resonator for the input/output stage used to construct the dielectric filter of the present invention, and FIG. 2 is a schematic perspective view of the dielectric resonator for the input/output stage. FIG. 3 is a schematic perspective view showing another embodiment of the dielectric filter of the present invention, and FIG. , a schematic perspective view showing another embodiment of the dielectric resonator for the intermediate stage, and Figs. 3 to 1O show various measurements when two dielectric resonators of Figs. 3 and 9 are combined. Figures showing the results. Figure 1/Figure 1 is a diagram showing an equivalent circuit when a three-stage filter is constructed using the dielectric resonators of Figures 1 and 3. Figure 72 is a diagram showing a cylindrical resonance with electrodes formed. Figure 13 is a diagram showing the relationship between the load QL and the amount of frequency reduction, which is the result of measurement for the cylindrical resonator in Figure 1. A plan view and a front view showing the process of forming electrodes on the open end surface of a columnar resonator, FIG. 15 is a plan view of the columnar resonator after electrode formation has been completed, and FIGS. 16, 17, and 1g are Figures 79, 20, and 27 are diagrams showing various filter characteristics of a prototype example of a dielectric filter using two resonators, and Figures 79, 20, and 27 are diagrams showing various filter characteristics of a prototype example of a dielectric filter using three resonators. , Fig. 22 is a schematic configuration diagram of an example of a dielectric filter. 10, IOA...Dielectric resonator, 1)
...Dielectric ceramic substrate, IIA...
One end, 1) B...Other end, 12...
...Through conductive part, 1B...Outer conductive part,
14... Electrode part, 15... Opening part, 16... Electrode, 20,20^...
...Dielectric resonator, 21...Dielectric ceramic base,
21A...One end, 21 B-...Other end, 22...Through conductive part, 28...
Outer periphery conductive part, 24-... Electrode part, 25-... Opening part. Figure 1 Figure 2 Figure 1) Figure 5 (MHz) Figure 6 Figure 7 (%) Figure 8 wH9 Figure $1060 Figure 1) Figure R ( t+
(1) 'Figure 13 Tribute 4 English' Io I Nao QL (B) Figure 16 Figure 21 Figure 22

Claims (7)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）一端から他端へ貫通する貫通導電部を有し外周面
に前記一端にて前記貫通導電部と電気的に導通する外周
導電部を有し且つ前記他端を開放端とした誘電体基体か
らなる誘電体共振器を備えた誘電体フィルタにおいて、
前記誘電体基体は、前記貫通導電部の軸とほゞ平行な方
向に前記外周面の少なくとも一部分を切り欠いてなる平
坦面を有し、該平坦面には、前記外周導電部と電気的に
導通する電極部と、前記誘電体基体の露出部である開口
部とが設けられていることを特徴とする誘電体フィルタ
。(1) A dielectric material having a through conductive portion penetrating from one end to the other end, having an outer circumferential conductive portion electrically connected to the through conductive portion at the one end on the outer circumferential surface, and having the other end as an open end. In a dielectric filter equipped with a dielectric resonator consisting of a base,
The dielectric base has a flat surface formed by cutting out at least a portion of the outer circumferential surface in a direction substantially parallel to the axis of the through-hole conductive part, and the flat surface has an electrical connection with the outer circumferential conductive part. A dielectric filter, comprising: an electrically conductive electrode portion; and an opening, which is an exposed portion of the dielectric substrate. （２）前記開口部は、前記一端に近い側に形成されてい
る特許請求の範囲第（１）項記載の誘電体フィルタ。(2) The dielectric filter according to claim 1, wherein the opening is formed on a side closer to the one end. （３）前記開口部は、前記他端に近い側に形成されてい
る特許請求の範囲第（１）項記載の誘電体フィルタ。(3) The dielectric filter according to claim 1, wherein the opening is formed on a side closer to the other end. （４）前記誘電体基体は、ほゞ円筒形状である特許請求
の範囲第（１）項から第（３）項のうちのいずれかに記
載の誘電体フィルタ。(4) The dielectric filter according to any one of claims (1) to (3), wherein the dielectric base has a substantially cylindrical shape. （５）前記誘電体共振器は、複数個あり、前記平坦面側
にて互いに結合されている特許請求の範囲第（１）項か
ら第（４）項のうちのいずれかに記載の誘電体フィルタ
。(5) The dielectric material according to any one of claims (1) to (4), wherein there is a plurality of dielectric resonators, and the dielectric resonators are coupled to each other on the flat surface side. filter. （６）前記誘電体基体は、磁器である特許請求の範囲第
（１）項から第（５）項のうちのいずれかに記載の誘電
体フィルタ。(6) The dielectric filter according to any one of claims (1) to (5), wherein the dielectric base is made of porcelain. （７）前記外周導電部及び電極部は、前記誘電体の表面
に被着形成したメタルからなる特許請求の範囲第（１）
項から第（６）項のうちのいずれかに記載の誘電体フィ
ルタ。(7) The outer conductive part and the electrode part are made of metal deposited on the surface of the dielectric.
The dielectric filter according to any one of items (6) to (6).