JP6866454B2 - PCB-structured wideband filter to minimize signal phase balance - Google Patents
PCB-structured wideband filter to minimize signal phase balance Download PDFInfo
- Publication number
- JP6866454B2 JP6866454B2 JP2019195853A JP2019195853A JP6866454B2 JP 6866454 B2 JP6866454 B2 JP 6866454B2 JP 2019195853 A JP2019195853 A JP 2019195853A JP 2019195853 A JP2019195853 A JP 2019195853A JP 6866454 B2 JP6866454 B2 JP 6866454B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- stub
- filter
- output port
- input
- filter unit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 30
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 22
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 22
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 22
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 5
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 4
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 11
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 230000004044 response Effects 0.000 description 6
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 5
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 5
- 230000002547 anomalous effect Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 239000003989 dielectric material Substances 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012892 rational function Methods 0.000 description 1
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P11/00—Apparatus or processes specially adapted for manufacturing waveguides or resonators, lines, or other devices of the waveguide type
- H01P11/007—Manufacturing frequency-selective devices
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/203—Strip line filters
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P11/00—Apparatus or processes specially adapted for manufacturing waveguides or resonators, lines, or other devices of the waveguide type
- H01P11/001—Manufacturing waveguides or transmission lines of the waveguide type
- H01P11/003—Manufacturing lines with conductors on a substrate, e.g. strip lines, slot lines
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Manufacturing & Machinery (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
本発明は移動通信用広帯域フィルタに関し、さらに詳細には４Ｇと５Ｇの周波数帯をすべてカバーすることができ、信号の位相バランスを最小化するためのＰＣＢ構造の広帯域フィルタに関する。 The present invention relates to a wideband filter for mobile communication, and more particularly to a wideband filter having a PCB structure that can cover all 4G and 5G frequency bands and minimizes the phase balance of signals.
一般的に、フィルタはＬ（ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ）とＣ（ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）の組み合わせにより現れる周波数選択素子であって、帯域通過特性によりＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）、ＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）、ＢＳＦ（Ｂａｎｄ Ｓｔｏｐ Ｆｉｌｔｅｒ）に区分される。 Generally, a filter is a frequency selection element that appears by a combination of L (industance) and C (capacity), and depends on band-pass characteristics, LPF (Low Pass Filter), HPF (High Pass Filter), BPF (Band Pass Filter). , BSF (Band Stop Filter).
フィルタの特性は、挿入損失（Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ｌｏｓｓ）とスカート（Ｓｋｉｒｔ）、群遅延（Ｇｒｏｕｐ ｄｅｌａｙ）特性などで評価され得る。挿入損失とは、信号がフィルタを通過するときに発生する損失電力を意味し、スカートは通過帯域と阻止帯域を区分する傾きの角度（ｓｈａｒｐｎｅｓｓ）であって、フィルタの構造で次数（Ｏｒｄｅｒ）と関係している。通常、次数が増加するとスカート特性はよくなるものの、挿入損失と群遅延（Ｇｒｏｕｐ ｄｅｌａｙ）が増加することになる。ここで、群遅延（Ｇｒｏｕｐ Ｄｅｌａｙ；ＧＤ）とは、「ＧＤ＝δθ／δω」、すなわち、角周波数（ω）による位相（θ）の変化量を意味し、周波数別に信号が遅れる相対的な時間を表す。 The characteristics of the filter can be evaluated by insertion loss, skirt, group delay characteristics, and the like. Insertion loss means the power loss generated when a signal passes through a filter, and the skirt is the angle of inclination (sharpness) that separates the pass band and the blocking band, and is the order (Order) in the structure of the filter. Involved. Generally, as the order increases, the skirt characteristics improve, but the insertion loss and group delay increase. Here, the group delay (GD) means "GD = δθ / δω", that is, the amount of change in the phase (θ) due to the angular frequency (ω), and the relative time during which the signal is delayed for each frequency. Represents.
また、フィルタは通過特性とスカート特性（これをフィルタ応答という）により、通過帯域が扁平なバターワース（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）とリップル（ｒｉｐｐｌｅ）が一定なチェビシェフ（Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ）、群遅延（Ｇｒｏｕｐ ｄｅｌａｙ）特性が良好なｂｅｓｓｅｌ／Ｇａｕｈｓｓｉａｎ、スカート特性が良好なＥｌｌｉｐｔｉｃ ｔｙｐｅなどに区分することができる。 In addition, the filter has good Chebyshev and Group delay characteristics with a flat passband and constant ripple due to the pass characteristics and skirt characteristics (this is called the filter response). It can be classified into bessel / Butterworth, Elliptic type with good skirt characteristics, and the like.
そして、フィルタは具現する形態により、Ｌｕｍｐｅｄ Ｅｌｅｍｅｎｔ、Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ／Ｓｔｒｉｐｌｉｎｅ、Ｃｅｒａｍｉｃ／ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ、Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ、Ｓａｗ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）方式に区分することができる。 Then, the filter can be classified into a Lumped Element, Microstrip / Stripline, Ceramic / Dielectric, Waveguide, and Saw (Surface Acoustic Wave) method depending on the form to be embodied.
一方、５Ｇ移動通信では、チャネルの容量を最大化させ、信号の信頼性を確保するために、多数のアンテナを使うＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）システムを採択している。一つのアンテナに多数のフィルタが内蔵されるＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯシステムにおいてフィルタの位相遅延は非常に重要な指標である。Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯシステムで内蔵されたフィルタの位相遅延が互いに異なる場合、信号の歪み（ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を誘発するため位相遅延を最小化する必要がある。すなわち、アンテナと直接連結されて使われるフィルタの場合、フィルタの位相特性は重要な指標となる。これは、フィルタの位相特性によってアンテナで生成されるビームの形状と方向が変わり得るためであるが、複数のフィルタが同時にアンテナと連結されて使われる場合、フィルタ間の位相誤差を最小化することが重要である。 On the other hand, in 5G mobile communication, a Massive MIMO (Multi Input Multi Output) system using a large number of antennas is adopted in order to maximize the capacity of the channel and ensure the reliability of the signal. The phase delay of a filter is a very important index in a Massive MIMO system in which a large number of filters are built in one antenna. When the phase delays of the filters built into the Massive MIMO system are different from each other, it is necessary to minimize the phase delays in order to induce signal distortion. That is, in the case of a filter used by being directly connected to an antenna, the phase characteristic of the filter is an important index. This is because the shape and direction of the beam generated by the antenna can change depending on the phase characteristics of the filter, but when multiple filters are used in combination with the antenna at the same time, the phase error between the filters should be minimized. is important.
図１５は、従来の広帯域フィルタのキャビティ構造を説明するための概略図である。 FIG. 15 is a schematic diagram for explaining the cavity structure of the conventional wideband filter.
従来に移動通信基地局で使われるキャビティ（Ｃａｖｉｔｙ）構造のフィルタ（ｆｉｌｔｅｒ；５０）は、図１５に図示された通り、ハウジング（Ｈｏｕｓｉｎｇ；５１）、共振器（Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ；５２）、チューニングスクリュー（Ｔｕｎｉｎｇ ｓｃｒｅｗ；５３）および入出力段５０ａのワイヤーループ（Ｗｉｒｅ Ｌｏｏｐ；５４）、入出力段５０ｂのディスクループ（Ｄｉｓｃ Ｌｏｏｐ；５５）等の部品で構成される。
As shown in FIG. 15, the filter (filter; 50) having a cavity structure conventionally used in a mobile communication base station includes a housing (Housing; 51), a resonator (Resonator; 52), and a tuning screw (Tuning). It is composed of components such as a filter; 53), a wire loop (Wire Loop; 54) of the input /
図１５を参照すると、キャビティフィルタ５０の場合、各キャビティの共振周波数を調整するチューニングスクリュー５３とキャビティ間の結合量を調節するチューニングスクリュー５３′が、フィルタの特性をチューニングする過程ですべてのフィルタに同様に適用され難いため、フィルタ間の位相誤差が発生する。
Referring to FIG. 15, in the case of the
また、フィルタの入力段や出力段５０ａまたは５０ｂで使われる短絡型Ｗｉｒｅ Ｌｏｏｐ５４または開放型Ｄｉｓｃ Ｌｏｏｐ５５の場合も、手作業のため組立の結果が一律的にはならず、位相誤差の要因となり得る。
Further, also in the case of the short-circuit
したがって、キャビティフィルタの場合、製造公差による電気的特性を調整し、必要となる周波数の共振および通過帯域を形成するために、チューニングスクリュー５３、５３′でチューニングを進める必要がある。
Therefore, in the case of a cavity filter, it is necessary to proceed with tuning with
ところが、チューニングスクリューを調整するチューニング作業は熟練した作業者によって行われるとしても、同じ位相遅延特性を有させるためには多くの時間と努力が要求され、このようなチューニング工程により各フィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ）の位相遅延特性の偏差が発生することになる。 However, even if the tuning work for adjusting the tuning screw is performed by a skilled worker, a lot of time and effort are required to have the same phase delay characteristic, and each filter (Filter) is required by such a tuning process. The deviation of the phase delay characteristic of is generated.
本発明の目的は、従来のキャビティ（Ｃａｖｉｔｙ）構造のフィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ）が有している位相遅延の偏差を解消して一律的な位相遅延特性を確保できる、ＰＣＢ構造の広帯域フィルタを提供することである。 An object of the present invention is to provide a wideband filter having a PCB structure capable of eliminating the deviation of the phase delay of a conventional filter having a cavity structure and ensuring a uniform phase delay characteristic. Is.
本発明の他の目的は、信号の位相バランスを最小化するためのＰＣＢ構造の広帯域フィルタを提供することである。 Another object of the present invention is to provide a wideband filter with a PCB structure for minimizing the phase balance of signals.
本発明の実施例はＰＣＢ構造の広帯域フィルタを開示する。 Examples of the present invention disclose a wideband filter having a PCB structure.
開示された広帯域フィルタは、ＰＣＢ基板と、前記ＰＣＢ基板を実装するためのハウジングを含む。前記ＰＣＢ基板は４Ｇ入出力ポートと、５Ｇ入出力ポート、アンテナ入出力ポート、前記４Ｇ入出力ポートと前記アンテナ入出力ポートの間で低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の機能をする４Ｇフィルタ部、前記５Ｇ入出力ポートと前記アンテナ入出力ポートの間で高域通過フィルタ（ＨＰＦ）の機能をする５Ｇフィルタ部を含む。 The disclosed broadband filter includes a PCB board and a housing for mounting the PCB board. The PCB board includes a 4G input / output port, a 5G input / output port, an antenna input / output port, a 4G filter unit that functions as a low-pass filter (LPF) between the 4G input / output port and the antenna input / output port, and the above. It includes a 5G filter unit that functions as a high-pass filter (HPF) between the 5G input / output port and the antenna input / output port.
前記ハウジングは、前記４Ｇフィルタ部と前記５Ｇフィルタ部間に配置されて、線路間結合される電気的な信号を遮断するための隔離部と、前記ハウジングによって信号が共振されて発生する不要な信号を除去する異常共振抑制棒を含むことができる。 The housing is arranged between the 4G filter unit and the 5G filter unit, and has an isolation unit for blocking an electrical signal coupled between lines and an unnecessary signal generated by resonance of the signal by the housing. Anomalous resonance suppression rods can be included to eliminate.
前記４Ｇフィルタ部は、第１伝送零点を有する共振器を具現する第１スタブと、第２伝送零点を有する共振器を具現する第２スタブと、第３伝送零点を有する共振器を具現する第３スタブと、前記４Ｇ入出力ポートと前記第１スタブの間を連結する第１ストリップラインと、前記第１スタブと前記第２スタブを連結する第２ストリップラインと、前記第２スタブと前記第３スタブ間を連結する第３ストリップラインと、前記第３スタブと前記アンテナ入出力ポートを連結する第４ストリップラインを含む。 The 4G filter unit has a first stub that embodies a resonator having a first transmission zero point, a second stub that embodies a resonator having a second transmission zero point, and a second stub that embodies a resonator having a third transmission zero point. The 3 stub, the 1st strip line connecting the 4G input / output port and the 1st stub, the 2nd strip line connecting the 1st stub and the 2nd stub, the 2nd stub and the 1st stub. It includes a third strip line connecting the three stubs and a fourth strip line connecting the third stub and the antenna input / output port.
前記５Ｇフィルタ部は第４伝送零点を有する共振器を具現する第４スタブと、第５伝送零点を有する共振器を具現する第５スタブと、前記５Ｇ入出力ポートと前記第４スタブを連結する第１オープンカップリング部と、前記第４スタブと前記第５スタブの間を連結する第２オープンカップリング部と、前記第５スタブと前記アンテナ入出力ポートの間を連結する第３オープンカップリング部を含む。 The 5G filter unit connects a fourth stub that embodies a resonator having a fourth transmission zero point, a fifth stub that embodies a resonator having a fifth transmission zero point, the 5G input / output port, and the fourth stub. A first open coupling portion, a second open coupling portion connecting between the fourth stub and the fifth stub, and a third open coupling connecting between the fifth stub and the antenna input / output port. Includes part.
前記広帯域フィルタは基地局アンテナに実装され得る。 The broadband filter can be mounted on a base station antenna.
本発明の実施例によると、ＬＣ共振器の形成とフィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ）の帯域を形成するカップリング線路の形状を、ＰＣＢ基板に固定形成して位相遅延特性に影響を与えるチューニング工程を除去することによって、生産性を向上させることができると共に原価を節減することができる。 According to the embodiment of the present invention, the shape of the coupling line forming the LC resonator and the band of the filter (Filter) is fixedly formed on the PCB substrate to eliminate the tuning step that affects the phase delay characteristic. As a result, productivity can be improved and costs can be reduced.
また、本発明の実施例に係るＰＣＢ構造のフィルタは、無チューニング方式で一律的な位相遅延特性を具現することができ、したがって次世代（５Ｇ）移動通信のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯシステムに適用する場合に位相遅延特性を大きく改善させることができる。 Further, the PCB-structured filter according to the embodiment of the present invention can realize a uniform phase delay characteristic in a non-tuning method, and therefore has a phase when applied to a Massive MIMO system of next-generation (5G) mobile communication. The delay characteristics can be greatly improved.
本発明と本発明の実施によって達成される技術的課題は、下記に説明する本発明の好ましい実施例によってより明確になるであろう。下記の実施例は単に本発明を説明するために例示されたものに過ぎず、本発明の範囲を制限するためのものではない。 The technical challenges achieved by the present invention and the practice of the present invention will be clarified by the preferred embodiments of the present invention described below. The examples below are merely exemplary to illustrate the invention and are not intended to limit the scope of the invention.
図１は、本発明の実施例に係る信号の位相バランスを最小化するためのＰＣＢ構造の広帯域フィルタ（以下、簡単に「広帯域フィルタ」という。）を図示した図面である。 FIG. 1 is a drawing illustrating a wideband filter having a PCB structure (hereinafter, simply referred to as “broadband filter”) for minimizing the phase balance of signals according to an embodiment of the present invention.
まず、ＰＣＢ構造の広帯域フィルタ１００は、数ＧＨｚの高周波帯域で伝送線路（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｌｉｎｅ）を利用してフィルタを具現したものである。代表的にＰＣＢ基板１０の両面にＭｉｃｒｏｓｔｒｉｐやＳｔｒｉｐｌｉｎｅを利用して線路間のカップリング、線路上の共振、多重インピーダンス連結の原理を利用してフィルタを具現する。
First, the
このような広帯域フィルタは移動通信技術でマルチバンドを具現するために使われ得るが、本発明の実施例では下記の表１のように、４Ｇ移動通信網帯域と５Ｇ移動通信網帯域でマルチバンドを具現したものを例に挙げて説明する。 Such a broadband filter can be used to realize multi-band in mobile communication technology, but in the embodiment of the present invention, as shown in Table 1 below, multi-band in 4G mobile communication network band and 5G mobile communication network band. Will be described by taking as an example the one that embodies.
本発明の実施例に係るＰＣＢ構造の広帯域フィルタ１００は図１に図示された通り、ＰＣＢ基板１０と、ＰＣＢ基板１０を実装するためのハウジング２０で構成される。
As shown in FIG. 1, the
図１を参照すると、ＰＣＢ基板１０は、４Ｇ入出力ポート１１０、５Ｇ入出力ポート１２０、アンテナ入出力ポート１３０、４Ｇ入出力ポート１１０とアンテナ入出力ポート１３０の間で低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の機能をする４Ｇフィルタ部１４０と、５Ｇ入出力ポート１２０とアンテナ入出力ポート１３０の間で高域通過フィルタ（ＨＰＦ）の機能をする５Ｇフィルタ部１５０で構成される。
Referring to FIG. 1, the
また、４Ｇフィルタ部１４０は第１〜第３共振器の役割をする３個のスタブＳＴ１〜ＳＴ３と、各スタブＳＴ１〜ＳＴ３の間と入出力ポート１１０、１３０を連結するための４個のインダクタ成分ストリップライン１４１〜１４４で構成される。
Further, the
各スタブＳＴ１〜ＳＴ３は望む周波数帯域に阻止帯域を形成させるために、伝送零点（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｚｅｒｏ；ＴＺ１〜ＴＺ３）を有する３個の四角パッチ形態のオープンスタブ構造で具現されている。伝送零点は伝送量が０になる複素周波数平面上の点であって、この時、減衰量が無限大となるため減衰極ともいう。 Each stub ST1 to ST3 is embodied in an open stub structure in the form of three square patches having transmission zeros (Transmission zero; TZ1 to TZ3) in order to form a blocking band in a desired frequency band. The transmission zero point is a point on the complex frequency plane where the transmission amount becomes 0, and at this time, the attenuation amount becomes infinite, so that it is also called an attenuation pole.
信号の反射を減らすためのインピーダンスマッチングと信号のカップリング量の調節は、スタブとスタブを連結する線路（ストリップライン）の長さと幅を調整して得ることができる。 Impedance matching and adjustment of the amount of signal coupling to reduce signal reflection can be obtained by adjusting the length and width of the stub and the line (strip line) connecting the stub.
第１ストリップライン１４１は４Ｇ入出力ポート１１０と第１スタブＳＴ１の間を連結し、第２ストリップライン１４２は第１スタブＳＴ１と第２スタブＳＴ２の間を連結する。第３ストリップライン１４３は屈曲したパターンの形態で第２スタブＳＴ２と第３スタブＳＴ３の間を連結し、第４ストリップライン１４４は第３スタブＳＴ３とアンテナ入出力ポート１３０を連結する。
The
各ストリップライン１４１〜１４４の線路長は直列Ｌを決定する要素であって長さはλ／８より小さくなければならず、線路の幅はインピーダンスを決定する要素である。したがって、線路間のマッチングがなされるように線路の幅と長さを調整することができる。 The line length of each stripline 141-144 is a factor that determines series L, the length must be less than λ / 8, and the width of the line is a factor that determines impedance. Therefore, the width and length of the lines can be adjusted so that the lines are matched.
５Ｇフィルタ部１５０は、共振器の役割をする２個のスタブＳＴ４、ＳＴ５と、入出力ポート１２０、１３０と共振器の間を連結する容量性成分の３個のオープンカップリング部１５１〜１５３で構成される。
The
各スタブＳＴ４、ＳＴ５は望む周波数帯域に阻止帯域を形成させるために、伝送零点（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｚｅｒｏ；ＴＺ４、ＴＺ５）を有する２個の四角パッチ形態のオープンスタブ構造で具現されている。 Each stub ST4, ST5 is embodied in an open stub structure in the form of two square patches having a transmission zero (Transmission zero; TZ4, TZ5) in order to form a blocking band in a desired frequency band.
オープンカップリング部１５１〜１５３はＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｅ−Ｍａｔａｌ）構造であって、一種のキャパシタを形成して低周波信号は抑制し、高周波信号は通過させる役割をする。このために、線路の間隔と幅を調整して高周波領域でインピーダンスマッチングがなされるようにする。
The
第１オープンカップリング部１５１は５Ｇ入出力ポート１２０と第４スタブＳＴ４の間を連結し、第２オープンカップリング部１５２は第４スタブＳＴ４と第５スタブＳＴ５の間を連結し、第３オープンカップリング部１５３は第５スタブＳＴ５とアンテナ入出力ポート１３０の間を連結する。
The first
ハウジング２０は、互いに隣り合う４Ｇフィルタ部１４０と５Ｇフィルタ部１５０の間に配置されて、線路間結合される電気的な信号を遮断するための隔離部２１０と、ハウジングの内部の大きさによって信号が共振されて発生する不要な信号を除去する異常共振抑制棒２２０−１〜２２０−３で構成される。
The
隔離部２１０は、４Ｇフィルタ部１４０と５Ｇフィルタ部１５０で線路間結合される電気的な信号を遮断する役割をして入出力ポート間の隔離特性を改善し、異常共振抑制棒２２０−１〜２２０−３はハウジングの内部空間を分離してハウジング２０により信号が共振されることを抑制する役割をする。
The
図２は図１に図示されたＰＣＢ基板の上面のパターン図であり、図３は図１に図示されたＰＣＢ基板の下面のパターン図であり、図４は図１に図示されたスタブの回路特性図であり、図５は図１に図示された線路間の高周波伝送のためのオープンカップリング部の具現例である。 FIG. 2 is a pattern diagram of the upper surface of the PCB substrate shown in FIG. 1, FIG. 3 is a pattern diagram of the lower surface of the PCB substrate shown in FIG. 1, and FIG. 4 is a stub circuit shown in FIG. It is a characteristic diagram, and FIG. 5 is a realization example of an open coupling portion for high frequency transmission between the lines shown in FIG.
本発明の実施例に係るＰＣＢ基板１０は図２および図３に図示された通り、トップ面１０ａとボトム面１０ｂの導電パターン（ストリップライン）が所定の形状で互いに対称となるように配置されており、両面の導電パターンは多数のビアホール１２を通じて連結され得るようになっている。
As shown in FIGS. 2 and 3, the
各入出力ポート１１０、１２０、１３０はそれぞれ５０Ωのインピーダンス線路で構成されており、インピーダンスマッチングのために線路の幅や長さを調整することができる。
Each input /
また、４Ｇフィルタ部１４０と５Ｇフィルタ部１５０のトップ面１０ａとボトム面１０ｂには、それぞれ５個のスタブＳＴ１〜ＳＴ５が配置されている。本発明の実施例で各スタブＳＴ１〜ＳＴ５は図４に図示された通り、インダクタ（Ｌ）の役割をする短絡回路スタブＳＴ−Ｌと、キャパシタ（Ｃ）の機能をする開放スタブＳＴ−Ｃで構成されて直列ＬＣ回路を具現する。ここで、直列ＬＣ回路のＬ値とＣ値は、四角パッチ型スタブの長さと広さを変更して調整することができ、これにより、伝送零点が決定される。
Further, five stubs ST1 to ST5 are arranged on the
また、５Ｇフィルタ部１５０のオープンカップリング部１５１〜１５３は図５に図示された通り、伝送線路の切断領域で基板のトップ面パターン１０ａとボトム面パターン１０ｂが誘電体である基板本体１０ｃを挟んで互いに重なるように構成されてキャパシタを具現している。オープンカップリング部１５１〜１５３の結合量は、線路が重なる領域が大きいほど大きくなり、小さいほど小さくなり、間隔が小さいほど大きくなり、大きいほど小さくなる。
Further, as shown in FIG. 5, the
図６は、図１に図示された広帯域フィルタのＳパラメータ特性グラフである。本発明の実施例において、Ｓパラメータグラフのポート番号１はアンテナ入出力ポート１３０を表し、ポート番号２は４Ｇ入出力ポート１１０を表し、ポート番号３は５Ｇ入出力ポート１２０を表す。
FIG. 6 is an S-parameter characteristic graph of the wideband filter shown in FIG. In the embodiment of the present invention, the
本発明の実施例に係る広帯域フィルタ１００は図６に図示されたグラフのように、アンテナ入出力ポート１３０であるポート１（Ｐｏｒｔ １）に信号を印加した時、ポート１に戻ってくる電力の比であって反射係数であるＳ（１、１）、ポート１からポート２に伝達される電力の比であって透過係数であるＳ（２、１）、ポート１からポート３に伝達される透過係数であるＳ（３、１）の特性を示す。
As shown in the graph illustrated in FIG. 6, the
図６を参照すると、図示されたグラフの横軸は周波数（ｆｒｅｑ、単位ＧＨｚ）を示し、縦軸は信号の大きさ（ｄＢ）の値を示す。 Referring to FIG. 6, the horizontal axis of the illustrated graph indicates the frequency (freq, unit GHz), and the vertical axis indicates the value of the signal magnitude (dB).
図６のＳ（２、１）グラフは、比較的低周波である７２８〜２１５０ＭＨｚ帯域を通過させる低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の特性を示し、Ｓ（３、１）グラフは比較的高周波である３４４０〜３５２０ＭＨｚ（４Ｇ）、３６００〜４２００ＭＨｚ（５Ｇ）、４４００〜４９００ＭＨｚ（５Ｇ）帯域の高い周波数は通過させ、低い周波数は遮断させる高域通過フィルタ（ＨＰＦ）の特性を示す。Ｓ（１、１）グラフは低域周波数帯と高域周波数帯を互いに隔離させる特性を示す。 The S (2, 1) graph of FIG. 6 shows the characteristics of a low-pass filter (LPF) that passes through the 728 to 2150 MHz band, which is a relatively low frequency, and the S (3, 1) graph is a relatively high frequency. It shows the characteristics of a high-pass filter (HPF) that allows high frequencies in the 3440 to 3520 MHz (4G), 3600 to 4200 MHz (5G), and 4400 to 4900 MHz (5G) bands to pass through and blocks low frequencies. The S (1, 1) graph shows the characteristic of separating the low frequency band and the high frequency band from each other.
図７は図１に図示された４Ｇフィルタ部のＳ（２、１）、Ｓ（２、２）パラメータ特性グラフであり、図８は図１に図示された４Ｇフィルタ部のＳ（２、１）位相特性グラフである。 FIG. 7 is a S (2, 1), S (2, 2) parameter characteristic graph of the 4G filter unit shown in FIG. 1, and FIG. 8 shows S (2, 1) of the 4G filter unit shown in FIG. ) It is a phase characteristic graph.
図７を参照すると、Ｓ（２、１）グラフによると４Ｇ入出力ポートからアンテナ入出力ポートへの信号の伝送は略２．４ＧＨｚ以下の低周波を通過させる低域通過フィルタの特性を示し、Ｓ（２、２）グラフによると４Ｇ入出力ポートでの反射波は高域周波数を遮断する特性を示すことが分かる。 Referring to FIG. 7, according to the S (2, 1) graph, the transmission of the signal from the 4G input / output port to the antenna input / output port shows the characteristics of the low frequency passing filter that passes a low frequency of about 2.4 GHz or less. According to the S (2, 2) graph, it can be seen that the reflected wave at the 4G input / output port exhibits a characteristic of blocking high frequencies.
また、図８を参照すると、Ｓ（２、１）の位相グラフはポート１に印加された信号がポート２に到達した時に見られる信号の位相角を周波数に応じて示したものであり、ＰＣＢタイプの場合、線路が一定であるため、すなわち、信号が進行した距離が一定であるため同じ位相結果を有するようになる。
Further, referring to FIG. 8, the phase graph of S (2, 1) shows the phase angle of the signal seen when the signal applied to the
通常的に位相特性グラフは周波数が高くなるほど波長が短くなるため、一字状の構造の線路を同じ距離だけ進行した時、位相グラフは周波数が上がるにつれて小さくなる線形的なグラフを示し、１８０°〜−１８０°範囲でグラフのすべてを表現するために−１８０°〜１８０°に反転させて表示するため、線路で信号の歪曲が発生しないとのこぎり波状のグラフ特性を示す。 Normally, the wavelength of a phase characteristic graph becomes shorter as the frequency increases, so when traveling the same distance along a line with a single-character structure, the phase graph shows a linear graph that decreases as the frequency increases, and is 180 °. Since the graph is inverted to −180 ° to 180 ° in order to represent the entire graph in the range of ~ -180 °, it shows a sawtooth-like graph characteristic that no signal distortion occurs in the line.
図示されたグラフによると、Ｓ（２、１）位相特性はｍ１（７２８ＭＨｚ）で１６９．５５０であり、ｍ２（２．１５ＧＨｚ）で１２４．７６９であることが分かり、ｍ１とｍ２間の帯域の位相グラフが線形的に表されたのは該当帯域の信号が信号の歪曲なしに一定に進行したものであることを示す。 According to the illustrated graph, the S (2,1) phase characteristic is found to be 169.550 at m1 (728 MHz) and 124.769 at m2 (2.15 GHz), which is the band between m1 and m2. The linear representation of the phase graph indicates that the signal in the corresponding band travels constantly without distortion of the signal.
図９は図１に図示された５Ｇフィルタ部のＳ（３、１）、Ｓ（３、３）パラメータ特性グラフであり、図１０は図１に図示された５Ｇフィルタ部のＳ（３、１）位相特性グラフである。 FIG. 9 is a graph of S (3, 1) and S (3, 3) parameter characteristics of the 5G filter unit shown in FIG. 1, and FIG. 10 shows S (3, 1) of the 5G filter unit shown in FIG. ) It is a phase characteristic graph.
図９を参照すると、Ｓ（３、１）グラフによると５Ｇ入出力ポートからアンテナ入出力ポートへの信号の伝送は略３．２ＧＨｚ以上の高周波を通過させる高域通過フィルタの特性を示し、Ｓ（３、３）グラフによると５Ｇ入出力ポートでの反射波は低域周波数を遮断する特性を示すことが分かる。 Referring to FIG. 9, according to the S (3, 1) graph, the transmission of the signal from the 5G input / output port to the antenna input / output port shows the characteristics of the high frequency passing filter that passes a high frequency of about 3.2 GHz or more. (3, 3) According to the graph, it can be seen that the reflected wave at the 5G input / output port exhibits a characteristic of blocking low frequencies.
また、図１０を参照すると、Ｓ（３、１）位相特性はポート１に印加された信号がポート３に到達した時に見られる信号の位相角を周波数に応じて示したものであって、ＰＣＢタイプの場合、線路が一定であるため、すなわち、信号が進行した距離が一定であるため同じ位相結果を有するようになる。
Further, referring to FIG. 10, the S (3, 1) phase characteristic shows the phase angle of the signal seen when the signal applied to the
図示されたグラフによると、ｍ１（３．４４ＧＨｚ）で１１９．５４５であり、ｍ２（４．９ＧＨｚ）で１６５．０５７であることが分かり、７２８〜２１５０ＭＨｚで線形的な位相特性を示すことが分かる。 According to the illustrated graph, it can be seen that it is 119.545 at m1 (3.44 GHz), 165.057 at m2 (4.9 GHz), and shows a linear phase characteristic at 728-2150 MHz. ..
図１１は本発明の実施例に係る４Ｇフィルタ部の等価回路図であり、図１２は本発明の実施例に係る４Ｇフィルタ部のＳパラメータ特性グラフである。 FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of the 4G filter unit according to the embodiment of the present invention, and FIG. 12 is an S-parameter characteristic graph of the 4G filter unit according to the embodiment of the present invention.
一般的にフィルタは挿入損失法によって設計される。挿入損失法では、通過帯域および阻止帯域の振幅と位相特性の全般にわたって高度な調整段階が許容されるが、望むスペックに合わせてＢｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ、Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ、Ｅｑｕａｌ ｒｉｐｐｌｅ、Ｅｌｌｉｐｔｉｃなどのフィルタ応答を選択して設計する。フィルタの構造は低域通過構造を基本形としておき、設計を開始する際にフィルタの種類（ＬＰＦ、ＨＰＦ、ＢＰＦ、ＢＲＦ）によって構造を変換してフィルタを具現する。内部に構成されるそれぞれの素子値はフィルタ応答により決定され、本発明の実施例に係るＰＣＢ構造の広帯域フィルタはＥｌｌｉｐｔｉｃフィルタ応答を使う。 Filters are generally designed by the insertion loss method. The insertion loss method allows a high degree of adjustment over the amplitude and phase characteristics of the passband and stopband, but is designed by selecting filter responses such as Butterworth, Chebyshev, Equal ripple, and Elliptic according to the desired specifications. To do. The structure of the filter is based on the low-pass structure, and when the design is started, the structure is changed according to the type of filter (LPF, HPF, BPF, BRF) to embody the filter. The value of each element configured inside is determined by the filter response, and the wideband filter having a PCB structure according to the embodiment of the present invention uses an Elliptic filter response.
Ｅｌｌｉｐｔｉｃフィルタ応答は下記の数学式１のように求められ、リップルファクター（Ｒｉｐｐｌｅ ｆａｃｔｏｒ）は通過帯域のリップルを決定し、リップルファクターと選択度（Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｆａｃｔｏｒ）の組み合わせは阻止帯域のリップルを決定する。
The Elliptic filter response is obtained by the following
数学式１において、ＲｎはＮ次Ｅｌｌｉｐｔｉｃ ｒａｔｉｏｎａｌ ｆｕｎｃｔｉｏｎを示し、ω０はＣｕｔｏｆｆ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、εはＲｉｐｐｌｅ ｆａｃｔｏｒ、ξはＳｅｌｅｃｔｉｖｅ ｆａｃｔｏｒを示す。
In
ＬＰ領域は比較的に少ない次数を使用して望む帯域で減衰値を得るために帯域阻止フィルタで具現する。帯域阻止応答は基本形から下記の数学式２のように周波数を置換して得ることができる。
The LP region is embodied in a band blocking filter to obtain an attenuation value in the desired band using a relatively low order. The band blocking response can be obtained from the basic form by substituting the frequency as shown in the following
低域通過基本形回路で並列キャパシタは、帯域阻止のために下記の数学式３の素子値を有する直列ＬＣ回路に変換される。 In the low-pass basic circuit, the parallel capacitor is converted into a series LC circuit having the element values of the following mathematical formula 3 for band blocking.
本発明の実施例ではリチャード（Ｒｉｃｈａｒｄ）変換を利用して、インダクタ（Ｌ′ｋ）を短絡回路スタブに、キャパシタ（Ｃ′ｋ）を開放回路スタブに変換して図１１に図示されたような等価回路を具現する。 In the embodiment of the present invention, the Richard conversion is used to convert the inductor (L' k ) into a short-circuit circuit stub and the capacitor ( C'k ) into an open circuit stub, as shown in FIG. Embody an equivalent circuit.
図１１を参照すると、４Ｇフィルタ部１４０は第１〜第４ストリップライン１４１〜１４４が直列に連結される４個のインダクタＬｋ′で表示され、第１〜第３スタブＳＴ１〜ＳＴ３は３個の直列ＬＣ共振器で表示される。直列ＬＣ共振器のＬは１／ω０△Ｃｋ値を有し、Ｃは△Ｃｋ／ω０値を有する。そして３個のＬＣ共振器は図１２で３個の伝送零点ＴＺ１〜ＴＺ３で示される。
Referring to FIG. 11, the
図１３は本発明の実施例に係る５Ｇフィルタ部の等価回路図であり、図１４は本発明の実施例に係る５Ｇフィルタ部の特性グラフである。 FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of the 5G filter unit according to the embodiment of the present invention, and FIG. 14 is a characteristic graph of the 5G filter unit according to the embodiment of the present invention.
図１３を参照すると、５Ｇフィルタ部１５０は第１〜第３オープンカップリング部１５１〜１５３が直列に連結される３個のキャパシタＣｋ′で表示され、第４および第５スタブＳＴ４、ＳＴ５は２個の直列ＬＣ共振器で表示される。直列ＬＣ共振器のＬは１／ω０△Ｃｋ値を有し、Ｃは△Ｃｋ／ω０値を有する。そして２個のＬＣ共振器は図１４で２個の伝送零点ＴＺ４、ＴＺ５で示される。
Referring to FIG. 13,
本発明の実施例の通り、フィルタを複合的に利用した広帯域フィルタはデュプレクサー（Ｄｕｐｌeｘｅｒ）とダイプレクサー（Ｄｉｐｌeｘｅｒ）等に使われ得る。デュプレクサー（Ｄｕｐｌｅｘｅｒ）は一つのアンテナを送受信段で共有するようにするものであって、送信段の周波数のみを通過させるＢＰＦと受信段の周波数のみを通過させるＢＰＦで具現した後、その中間をアンテナと適切にマッチングさせるものである。ダイプレクサー（Ｄｉｐｌｅｘｅｒ）はデュプレクサー（Ｄｕｐｌｅｘｅｒ）とは異なり、ＢＰＦの代わりにＬＰＦとＨＰＦを使用したものであって、移動通信でＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯの具現などに使われ得る。 As in the embodiment of the present invention, a wideband filter using a combination of filters can be used for a duplexer, a duplexer, and the like. The duplexer is to share one antenna between the transmission and reception stages, and after embodying it with a BPF that passes only the frequency of the transmission stage and a BPF that passes only the frequency of the reception stage, the middle is intermediate. It matches the antenna properly. Unlike the duplexer, the duplexer uses the LPF and the HPF instead of the BPF, and can be used for the realization of Massive MIMO in mobile communication.
以上、本発明は図面に図示された一実施例を参照して説明されたが、本技術分野の通常の知識を有する者であればこれから多様な変形および均等な他の実施例が可能であることが理解できるであろう。 The present invention has been described above with reference to one embodiment illustrated in the drawings, but any person having ordinary knowledge in the art can now make various modifications and uniform other embodiments. You can understand that.
１０：ＰＣＢ基板
２０：ハウジング
１００：広帯域フィルタ
１１０：４Ｇ入出力ポート
１２０：５Ｇ入出力ポート
１３０：アンテナ入出力ポート
１４０：４Ｇフィルタ部
１４１〜１４４：ストリップライン
１５０：５Ｇフィルタ部
１５１〜１５３：オープンカップリング部
ＳＴ１〜ＳＴ５：スタブ
ＴＺ１〜ＴＺ５：伝送零点
10: PCB board 20: Housing 100: Wideband filter 110: 4G input / output port 120: 5G input / output port 130: Antenna input / output port 140: 4G filter unit 141-144: Strip line 150: 5G filter unit 151-153: Open Coupling part ST1 to ST5: Stub TZ1 to TZ5: Transmission zero point
Claims (3)
前記ＰＣＢ基板は、
第１入出力ポート、
第２入出力ポート、
アンテナ入出力ポート、
第１伝送零点を有する共振器を形成する四角パッチ状の第１スタブと、第２伝送零点を有する共振器を形成する四角パッチ状の第２スタブと、第３伝送零点を有する共振器を形成する四角パッチ状の第３スタブと、前記第１入出力ポートと前記第１スタブとを連結しインダクタを形成する第１ストリップラインと、前記第１スタブと前記第２スタブとを連結しインダクタを形成する第２ストリップラインと、前記第２スタブと前記第３スタブを連結しインダクタを形成する第３ストリップラインと、前記第３スタブと前記アンテナ入出力ポートとを連結しインダクタを形成する第４ストリップラインとから構成され、前記第１入出力ポートと前記アンテナ入出力ポートの間で低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の機能をする第１フィルタ部、および、
第４伝送零点を有する共振器を実現する四角パッチ状の第４スタブと、第５伝送零点を有する共振器を実現する四角パッチ状の第５スタブと、前記第２入出力ポートと前記第４スタブとを容量結合する第１オープンカップリング部と、前記第４スタブと前記第５スタブとを容量結合する第２オープンカップリング部と、前記第５スタブと前記アンテナ入出力ポートとを容量連結する第３オープンカップリング部から構成され、前記第２入出力ポートと前記アンテナ入出力ポートの間で高域通過フィルタ（ＨＰＦ）の機能をする第２フィルタ部を含む、ＰＣＢ構造の広帯域フィルタ。 In a broadband filter including a PCB board and a housing that forms a space for mounting the PCB board.
The PCB board is
1st I / O port,
2nd I / O port,
Antenna input / output port,
A square patch-shaped first stub forming a resonator having a first transmission zero point, a square patch-shaped second stub forming a resonator having a second transmission zero point, and a resonator having a third transmission zero point are formed. A square patch-shaped third stub, a first strip line connecting the first input / output port and the first stub to form an inductor, and connecting the first stub and the second stub to form an inductor. A fourth strip line to be formed, a third strip line connecting the second stub and the third stub to form an inductor, and a fourth strip line connecting the third stub and the antenna input / output port to form an inductor. A first filter unit, which is composed of a strip line and functions as a low frequency pass filter (LPF) between the first input / output port and the antenna input / output port, and
A square patch-shaped fourth stub that realizes a resonator having a fourth transmission zero point, a square patch-shaped fifth stub that realizes a resonator having a fifth transmission zero point, the second input / output port and the fourth stub. The first open coupling portion that capacitively couples the stub, the second open coupling portion that capacitively couples the fourth stub and the fifth stub, and the fifth stub and the antenna input / output port are capacitively connected. A broadband filter having a PCB structure, which is composed of a third open coupling unit and includes a second filter unit that functions as a high frequency pass filter (HPF) between the second input / output port and the antenna input / output port. ..
前記第１フィルタ部が実装される空間と前記第２フィルタ部が実装される空間との間に形成され、前記第１フィルタ部と前記第２フィルタ部とを隔離するための隔離部と、
前記ハウジングの内部空間を分離し、前記ハウジングによる信号の共振を抑制するための異常共振抑制棒を含む、 請求項１に記載のＰＣＢ構造の広帯域フィルタ。 The housing is
An isolation unit formed between the space in which the first filter unit is mounted and the space in which the second filter unit is mounted, and for separating the first filter unit and the second filter unit,
Separating the inner space of the housing, the including abnormal resonance suppression rods to suppress the resonance of the signal by the housing, a broadband filter P CB structure according to claim 1.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR10-2019-0106021 | 2019-08-28 | ||
| KR1020190106021A KR102233942B1 (en) | 2019-08-28 | 2019-08-28 | Wide band filter of PCB structure for minimizing the phase balance of the signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2021035036A JP2021035036A (en) | 2021-03-01 |
| JP6866454B2 true JP6866454B2 (en) | 2021-04-28 |
Family
ID=74677792
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2019195853A Active JP6866454B2 (en) | 2019-08-28 | 2019-10-29 | PCB-structured wideband filter to minimize signal phase balance |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6866454B2 (en) |
| KR (1) | KR102233942B1 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102361896B1 (en) * | 2021-06-14 | 2022-02-14 | 주식회사 이너트론 | Wide band diplexer including ground pillar for spurious adjustment |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20080103661A (en) * | 2007-05-25 | 2008-11-28 | 주식회사 네오텔레콤 | Diplexer with a function of impedance matching |
| KR101159470B1 (en) * | 2010-11-22 | 2012-06-25 | 숭실대학교산학협력단 | Ultra-wideband band pass filter with notch band |
-
2019
- 2019-08-28 KR KR1020190106021A patent/KR102233942B1/en active IP Right Grant
- 2019-10-29 JP JP2019195853A patent/JP6866454B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR102233942B1 (en) | 2021-03-30 |
| JP2021035036A (en) | 2021-03-01 |
| KR20210025947A (en) | 2021-03-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8305283B2 (en) | Coplanar differential bi-strip delay line, higher-order differential filter and filtering antenna furnished with such a line | |
| US11158924B2 (en) | LTCC wide stopband filtering balun based on discriminating coupling | |
| CN109742493B (en) | Differential dual-passband filter based on four-mode dielectric resonator | |
| CN108598632B (en) | A kind of SIW-CPW ultra-wide band filter with double zero point Wide stop bands | |
| CN110085959B (en) | Miniaturized harmonic suppression equal power divider based on H-shaped defected ground artificial transmission line | |
| US20010050599A1 (en) | Dielectric filter, antenna duplexer, and communications appliance | |
| JP6866454B2 (en) | PCB-structured wideband filter to minimize signal phase balance | |
| Belyaev et al. | Design for a self-packaged all-PCB wideband filter with good stopband performance | |
| US6091312A (en) | Semi-lumped bandstop filter | |
| US6064281A (en) | Semi-lumped bandpass filter | |
| US8018305B2 (en) | Electronic component | |
| US8729980B2 (en) | Band-pass filter based on CRLH resonator and duplexer using the same | |
| JP4251974B2 (en) | High frequency filter | |
| KR102054503B1 (en) | Band pass filter and design method thereof | |
| CN110277616B (en) | Swastika-type dual-passband band-pass filter based on vertical folding miniaturization | |
| KR101726540B1 (en) | Bandpass Filter of Ring Resonator Type Using Artificial Transmission Line | |
| WO2020066621A1 (en) | Bandpass filter, communication device, and resonator | |
| JPH10322155A (en) | Band-stop filter | |
| CN111613856A (en) | Double-passband balance filter adopting double-layer circular patch | |
| CN117913486B (en) | Low-insertion-loss low-cost multi-zero miniaturized microstrip filter | |
| RU2799384C1 (en) | Monolithic strip-line filter with a wide stopband | |
| JPS6126722B2 (en) | ||
| CN219553853U (en) | Printed film radio frequency microstrip band-pass filter | |
| Boutejdar et al. | A novel high-performance dms/dgs low-pass filter for radar applications | |
| CN218039765U (en) | Upper-layer microstrip structure of power division filter and double-frequency equal division Gysel power division filter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20191029 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20201020 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20201222 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20210323 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20210407 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6866454 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |