JPS61203869A - Ｐｗｍインバ−タの制御方法 - Google Patents

Ｐｗｍインバ−タの制御方法

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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕 本発明はＰＷＭインバータで駆動される負荷を指定され
た評価関数を最小化するように制御するためのＰＷＭイ
ンバータの制御方法に関するものである。 例えば交流サーボモータの低高調波損失を低騒音のもと
て高速トルク応答、高効率駆動を得る場合とかＰＷＭイ
ンバータを用いた電流制御システムである限定されたス
イッチング周波数千もとて制御誤差を最小化するような
場合に利用できる。 〔従来の技術〕 従来用いられている方法は、例えば電流制御の場合は演
算された電流指令値（またはベクトル値）と出力電流と
？誤差をコンパレータＣ二人力し、そのコンパレータ出
力でＰＷＭインバータのスイッチング方式を決定してい
た〇すなわち、スイッチングを決定する状態変数または
状態変数ベクトルが１個の場合であった。 〔発明か解決しようとする問題点〕 しかし、これらの手法はただ１個の状態変数よりＰＷＭ
インバータのスイッチング方法を決定しているため必ず
しも最適な云イツチングが実現できたとはいえない。 例えば、負荷（二相ずる高調波電流、騒音などは必ずし
も少なくなく、また１個の指令値でシステムを制御しよ
うとするため指令値を求める回路が複雑になるなどの不
都合が生じる。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明はこれらの問題点を解消することを目的とし、そ
の要旨は、ＰＷＭインバータの制御法において、ディジ
タル量で書かれたＰＷＭインバータの最適スイッチング
テーブルの番地を２個以上のディジタル量のシステムの
状態変数。 状態変数ベクトルやそれに対する指令値やそれらからな
る関数値で直接指定することによりシステムの高調波障
害を小さくし同時にこれらの状態変数で示される評価関
数が最小になるよう艦ニスイツチングするＰＷＭインバ
ータの制御方法である。 〔作　用〕 第１図が本発明の制御法のブロック線図である。 この線図で（１）は整流回路、
【２】はＰＷＭインバー
タ（ここでは電圧形インバータ（二ついて示すが電流形
インバータでもよい。）　、　（３３は制御対象のシス
テム、（４）はそのシステムの状態変数哨。 へ、・・・・の検出及び演算回路、（５）は外部の要求
する指令より！１．２２・・・・に相当する最適な指令
値Ｚ１．Ｑ・・・・を演算する回路、（６）はアナログ
入力の場合はコンパレータまたはＡＤ寂換器によりディ
ジタル量に変換する回路、ディジタル入力の場合はディ
ジタル信号処理する回路、（７）はＰＷＭインバータが
状態変数の誤差Ｑ、−ｚｉを指定した評価関数のもとて
零に収束するようにプログラムされた最適スイッチング
テーブルである。 いま、第１図のようにインバータが３個のスイッチング
素子Ｓａ、　Ｓｂ、　Ｓｃ、！、り構成されていると考
えるとそのスイッテの方向１．０により出力電圧の瞬時
電圧ベクトルＶ（Ｓａ、　ｓｂ、　８ｃ）−は’ｔＪｒ
（０，０，０）、Ｖ（１，０，Ｏ）−−−−−Ｖ（１，
１，１）と８個のベクトルをとやことができる。 これらのベクトルのうちＶ（０，０，０）とＶ（１，１
，１）は両方とも出力電圧がＯのため零ベクトルである
。 いま、−例としてこれらを時間積分した鎖交磁束ベクト
ルＴを考えｒの大きさを一定Ｃ二保つように制御する（
−は第２因で示すようなベクトルを選べばよい。 ここでベクトルの回転速度は例えば電動機の場合は回転
磁界の速度と一致する。 このようなベクトルは上記の８個のうち任意のものが選
べるが、例えばこのＴの軌跡がループを描くようにする
とスイッチングＣ二伴なう高調波損失、騒音が増加し、
このベクトルの太きさ１回転速度などを変化させること
（二より誘導電動機のトルク制御、効率の改善などがで
きる。 この８個のベクトルの中から最適のものは評価関数及び
状態変数が定まれば一義的に最適な１つを選ぶことがで
きる。 従って、すべての入力の値（二対してこれらをテーブル
化しておけば高速で簡単に最適なスイッチングパターン
を出力することができる。 〔実施例１〕 第３図は本発明を誘導電動機の高速トルク制御及び高効
率運転（＝適用した例を示している０この図で（１）は
整流回路、（２）はＰＷＭインバータ、（３）は制御さ
れる誘導電動機、（４］はｄ軸、ｐ軸成分の一次鎖交磁
束演算回路、（５）＆ｔｌｉｌ−ｅ時トルク演算回路で
＋４７　（５７は第１図の（４）に相当する。 （６）は−次鎖交磁束指令値演算回路で立上り。 立下りの時定数の異なる非線形フイノνりと非線形増巾
器で構成されている。 （７）は外部の指令１：より最適なトルク指令値を演算
する回路で、例えば速度制御の場合はＰ　−■制御回路
等より構成されている。 （６Ｊ　（７）　ハ第１図の（５ｎ：相当する。 （８）はコンパレータで構成されたトルク及び−次鎖交
磁束誤差と一次鎖交磁束ベクトルの角度を検出する回路
である。 （９）　Ｃはコンパレータ出力をアドレスとして動作す
る最適スイッチングパターンが記憶されている０ これはリードオンリメモリで構成されその３ビツトの出
力１二よりＰＷＭインバータのスイッチング素子が駆動
される。 この最適スイッチングテーブルは評価関数を効率より主
にトルクの過渡応答を良好（ニするように、また高調波
損失、騒音が最小Ｃ：なるよう１ニブログラムされてい
る。 第４図がその最適スイッチングテーブルの例である。 この図でτ及びφはトルク及び−次鎖交磁束のコンパレ
ータの出力を示し、Ｉ、ｆｆ、　　・・・・■は第２図
（＝示す磁束ベクトルＹの角度の領域を示している。 第５図はこのシステムで得られた一次鎖交磁束！とトル
クＴの過渡応答のディジタルシミエレーシ目ンである。 これよりわかるように−次鎖交磁束ンの軌跡は定常状態
、過渡状態ともマイナループを作っていない０ これは、高調波損失、騒音が少ないことを意味する。 実験では高調波損失が半減、騒音は数−８以上軽減する
。 また、このシステムは回路構成がきわめて簡単で、調整
部分もＲ１（−次抵抗）の部分のみで従来のベクトル制
御にくらべてきわめて簡単である。 また、トルクを直接制御するため二次抵抗等の定数変動
などに対してもきわめて強い系である。 トルク応答も従来のベクトル制御区；くらべ最適化しで
あるため理論上速い。 〔実施例２〕 第６図は本発明を逆起電力を有する誘導性負荷の最適電
流制御に用いた例である。 本回路は（１）の整流回路、（２）のＰＷＭイン、＜−
タ、（３）の逆起電力ベクトル鴇の誘導性負荷、（４）
の電流、電圧検出回路、（５）のディジタル出力の電圧
ベクトル検出回路（６）のＤ変換器、（７）のディジタ
ル出力の電流誤差ベクトルの角度検出回路。 （８）の最適電圧ベクトルを決める最適スイッチングテ
ーブルより構成されている。 この制御方式はある評価関数を最小Ｃ：する瞬時電流制
御法の一例である。 いま、評価関数Ｉとして次のように定める。 Ｉ＝ｎ２ｅ２／Ｔ２ 但し、ｎはインバータのスイッチを切り換えて次の電圧
ベクトルを選ぶときのスイッチ切り換え個数　ｅｉは一
制御区間の電流の２乗平均誤差。 Ｔは一制御区間の時間間隔で、スイッチング周波数があ
る程度高い場合この値は波形の良李を決定する値となる
。この値を計算するととなる。 ここで　は第６因（二示すように１ｙ−Ｌでθはスイッ
チング直後のＩＬ、と（”Ｌｅ／ｄｔ　）Ｆｏとの間の
角度である。 負荷の逆起電力ベクトルをｖｌ、インダクタンスなＬと
すると近似的に で表わせるので、インバータで決定される全電圧ベクト
ル（３相ブリツジ形インバータの場合は８個）の中から
評価関数Ｉを最小にする電圧ベクトル゛Ｕを選べばよい
。 これらを選択する時刻はＩＬ＋が一定大きさ以上（：な
りた瞬時とか、一定時間ごとにサンプルして比較される
。 全電圧ベクトルυの中から■を最小とするものを決定す
るにはしベクトルの角度θｅ、Ｌ、＋鴇／Ｌ、ｎを定め
るために現在の電圧ベクトルの状態ｎを入力する必要が
あるので第６図のような回路になる。 ′第７図はこの゛制御で得られた出力電圧波形。 電流指令値、出力電流波形、を示す。 回路定数はＬ　＝＝　１　’　Ｏｍ　Ｈ−Ｒ＝０　、Ｉ
　Ｑ、、Ｖｐ：、　＝＝１４０ｖ　インバータの直流入
力電圧は２７０Ｖである。 従来の手法にくらべ同一スイッチング周波数で評価関数
が半減し、これは高周波損失が半分となり、負荷の騒音
も大幅に改善されることを意味する◇ このようＣ二所望の評価関数を定めることによりそのシ
ステムＣ；適した制御を行なうことができる。 〔発明の効果〕 本発明は上述のごとく、状態変数の関数よりなる評価関
数ｔｉ＆適にするスイッチングが可能であり、いくつか
の状態変数のそれに対応する指令値との誤差を同時に最
小化できるため多変数制御が容易である。 また、ＰＷＭインバータのス（ツテング（二伴う負荷の
高調波損失、騒音を大幅に減少できるスイッチングパタ
ーンが選択でき、これらの波形中極端に幅の狭い電圧パ
ルスをさけるよう（二パターンを選択できるので、電動
機制御時などシステムの安定性の改善に多い（二寄与で
きる０その上、ハード的に見てもメモリを直接呼び出せ
ば最適スイッチングパターンが得られるので’ａｍな演
算を必要とせず、ディジタル化が容易で高速である。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の基本的なブロック線図である。 第２因は最適な鎖交磁束ベクトルの軌跡と電圧ベクトル
の軌跡との関係図である。 第３因は本発明を誘導電動機の高速トルク制御。 高効率運転（；適用した場合のブロック線図である。 第４図はこのときの最適スイッチングテーブルの図であ
る。 第５図はこのシステムのデイジタルシミエレーシ、ンの
結果で一次鎖交磁束のペク）／し軌跡とトノνりの応答
図である。 第６図は本発明を逆起電力を有する誘導性負荷の最適電
流制御（二剤いた場合のシステム構成図である。 第７因は３相ＰＷＭインバータで、この制御で得られた
波形の一例で出力電圧波形、電流指令値。 出力電流波形を示した図である。 （２］・・ＰＷＭインバータＯ 昭和６０年３月１日 ヱ瞥流回跨　　２イ二バ°−り ７乙卸 ７９欄 〕ケ加 ７グ涜 ηＭＥ　（ｍｓｅｃ） ７ｂ／：ｘＪ

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 　ＰＷＭインバータの制御方法において、デイジタル量
    で書かれたＰＷＭインバータの最適スイッチングテーブ
    ルの番地を２個以上のディジタル量のシステムの状態変
    数，状態変数ベクトルやそれに対する指令値やそれらか
    らなる関数値で直接指定することによりシステムの高調
    波障害を小さくし同時にこれらの状態変数で示される評
    価関数が最小になるようにスイッチングするＰＷＭイン
    バータの制御方法。
JP60041467A 1985-03-01 1985-03-01 Ｐｗｍインバ−タの制御方法 Expired - Lifetime JPH0636676B2 (ja)

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