JPS61129913A - デイジタルagc回路 - Google Patents
デイジタルagc回路Info
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- JPS61129913A JPS61129913A JP25115184A JP25115184A JPS61129913A JP S61129913 A JPS61129913 A JP S61129913A JP 25115184 A JP25115184 A JP 25115184A JP 25115184 A JP25115184 A JP 25115184A JP S61129913 A JPS61129913 A JP S61129913A
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 11
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- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3089—Control of digital or coded signals
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の技術分野]
この発明は、サンプリングされたディジタル信号系列の
平均的なレベルを一定にするためのディジタルAGC回
路に関する。
平均的なレベルを一定にするためのディジタルAGC回
路に関する。
[発明の技術的背景とその問題点1
アナログ信号に対するAGC(自動利+Sお11111
)回路は、一般に第1図のように構成されている。
)回路は、一般に第1図のように構成されている。
すなわち、端子1に入力された信号は可変利得増幅器2
に与えられ、この増幅器2の出力は端子3に出力される
とともに、整流回路4および低域通過フィルタ5に順次
導かれてその平均レベルが検出される。低域通過フィル
タ5の出力は増幅器2に利得制御信号として供給され、
増幅器2の出力信号の平均レベルが大きいときは利得を
下げ、平均レベルが小さいときは利得を上げることによ
り、その出力信号の平均レベルを一定化する。
に与えられ、この増幅器2の出力は端子3に出力される
とともに、整流回路4および低域通過フィルタ5に順次
導かれてその平均レベルが検出される。低域通過フィル
タ5の出力は増幅器2に利得制御信号として供給され、
増幅器2の出力信号の平均レベルが大きいときは利得を
下げ、平均レベルが小さいときは利得を上げることによ
り、その出力信号の平均レベルを一定化する。
ところで、近年ディジタル信号処理技術の発展により変
復調装置を含む種々の通信装置がディジタル回路で構成
されるようになり、AGC回路としてもディジタル信号
系列の平均的なレベルを一定化するディジタルAGC回
路の必要性が増加してきた。
復調装置を含む種々の通信装置がディジタル回路で構成
されるようになり、AGC回路としてもディジタル信号
系列の平均的なレベルを一定化するディジタルAGC回
路の必要性が増加してきた。
例えば電話回線を介してデータを伝送するモデム装置で
は、帯域0.3〜3.4kHzの変調信号をA/D変換
した後、利得制御をかける目的でディジタルAGC回路
が使用される。
は、帯域0.3〜3.4kHzの変調信号をA/D変換
した後、利得制御をかける目的でディジタルAGC回路
が使用される。
ディジタルAGC回路は、基本的には第1図に示したア
ナログAGC回路の各要素をディジタル回路により構成
することで実現できる。しかし扱う信号周波数が高くな
ってくると、このようなディジタルAGC回路では安定
・良好な動作が期待できなくなる。
ナログAGC回路の各要素をディジタル回路により構成
することで実現できる。しかし扱う信号周波数が高くな
ってくると、このようなディジタルAGC回路では安定
・良好な動作が期待できなくなる。
ディジタル信号系列がアナログ信号と最も異なる点は、
サンプリングされた信号系列であるためサンプリング周
波数の整数倍で繰返すスペクトルを有することである。
サンプリングされた信号系列であるためサンプリング周
波数の整数倍で繰返すスペクトルを有することである。
0−ffiを通過帯域とする低域通過フィルタは、アナ
ログフィルタでは第2図(a)に示す周波数特性を持つ
。一方、サンプリング周波数fsで処理されたディジタ
ル低域通過フィルタは、同図(b)に示すようにfsな
る周波数で繰返す通過帯域を持つフィルタとなる。
ログフィルタでは第2図(a)に示す周波数特性を持つ
。一方、サンプリング周波数fsで処理されたディジタ
ル低域通過フィルタは、同図(b)に示すようにfsな
る周波数で繰返す通過帯域を持つフィルタとなる。
今、信号周波数がfs/21j、下であれば、この繰返
しスペクトルのの影響は全くない。ところが、信号の処
理過程でfsより高い信号スペクトルが生じるときは、
この折返しスペクトルの影響が無視できなくなる。
しスペクトルのの影響は全くない。ところが、信号の処
理過程でfsより高い信号スペクトルが生じるときは、
この折返しスペクトルの影響が無視できなくなる。
第1図において整流回路4と低域通過フィルタ5は、出
力信号の平均的なレベルを検出するためのものである。
力信号の平均的なレベルを検出するためのものである。
例えば低域通過フィルタ5からは入力信号がat) −
C03(27rfl)+φ)なる正弦波のとき、その絶
対[1aplに比例した直流信号が出力されることが必
要であるが、この出力が変動するとただちに端子3への
出力信号の変動を引起こす。また、このa p −co
s (2yr f p+φ)なる信号が入力されたとき
の整流回路4の出力信号は、第3図(a)に示すように
零周波数と2fpの整数倍のところに線スペクトル成分
を有する。
C03(27rfl)+φ)なる正弦波のとき、その絶
対[1aplに比例した直流信号が出力されることが必
要であるが、この出力が変動するとただちに端子3への
出力信号の変動を引起こす。また、このa p −co
s (2yr f p+φ)なる信号が入力されたとき
の整流回路4の出力信号は、第3図(a)に示すように
零周波数と2fpの整数倍のところに線スペクトル成分
を有する。
この2fl)の整数倍の成分すなわち高調波成分は利得
制御に不要な成分であるが、、これは低域通過フィルタ
5によって除去できる。このようにアナログAGC回路
においては、信号周波数に関係なく安定なAGC動作が
得られる。
制御に不要な成分であるが、、これは低域通過フィルタ
5によって除去できる。このようにアナログAGC回路
においては、信号周波数に関係なく安定なAGC動作が
得られる。
また、ディジタルAGC回路においても例えば電話回線
用モデムに使用されるものでは、信号帯域が低くサンプ
リング周波数を信号帯域に対して十分高くとることがで
きるので、整流回路で生成された高調波成分がディジタ
ル低域通過フィルタの通過帯域へ漏れ込む量を実用上十
分な程度に小さく抑圧することができる。
用モデムに使用されるものでは、信号帯域が低くサンプ
リング周波数を信号帯域に対して十分高くとることがで
きるので、整流回路で生成された高調波成分がディジタ
ル低域通過フィルタの通過帯域へ漏れ込む量を実用上十
分な程度に小さく抑圧することができる。
ところが、例えば無線通信で高速ビットレートの伝送を
行なう場合に扱われる信号の周波数は電話回線用モデム
とは比較にならない程高く、このような高周波の信号に
対しては現在の技術水準ではA/D変換器の制約から信
号帯域の2倍の周波数よりはるから高い周波数でサンプ
リングすることは困難であり、またできたとしても大き
なコスト的負担を余儀なくされる。仮に信号帯域の2〜
4倍程度といった比較的低い周波数でサンプリングした
場合は、整流回路で生成された高調波成分のうちfs
/2以上の成分が無視できなくなり、この成分が前述し
たディジタル低域通過フィルタの繰返し領域の帯域内に
漏れ込んでフィルタ出力の変動を起こし、AGC回路と
しての動作が極めて不安定なものとなってしまう。
行なう場合に扱われる信号の周波数は電話回線用モデム
とは比較にならない程高く、このような高周波の信号に
対しては現在の技術水準ではA/D変換器の制約から信
号帯域の2倍の周波数よりはるから高い周波数でサンプ
リングすることは困難であり、またできたとしても大き
なコスト的負担を余儀なくされる。仮に信号帯域の2〜
4倍程度といった比較的低い周波数でサンプリングした
場合は、整流回路で生成された高調波成分のうちfs
/2以上の成分が無視できなくなり、この成分が前述し
たディジタル低域通過フィルタの繰返し領域の帯域内に
漏れ込んでフィルタ出力の変動を起こし、AGC回路と
しての動作が極めて不安定なものとなってしまう。
[発明の目的]
この発明の目的は、サンプリング周波数を十分に高くで
きないような高い周波数のディジタル信号系列に対して
も出力信号のレベル変動のない安定な動作が得られるA
GC回路を提供することにある。
きないような高い周波数のディジタル信号系列に対して
も出力信号のレベル変動のない安定な動作が得られるA
GC回路を提供することにある。
E発明の緊要]
この発明のディジタルAGC回路は、サンプリングされ
たディジタル信号系列を入力とする可変利得回路の入力
または出力信号系列の平均的なレベルを検出するための
レベル検出手段を、可変利得回路の入力または出力信号
系列を2乗する2乗回路と、この2乗回路の出力から直
流成分を抽出するディジタル低域通過フィルタとにより
構成したことを特徴としている。
たディジタル信号系列を入力とする可変利得回路の入力
または出力信号系列の平均的なレベルを検出するための
レベル検出手段を、可変利得回路の入力または出力信号
系列を2乗する2乗回路と、この2乗回路の出力から直
流成分を抽出するディジタル低域通過フィルタとにより
構成したことを特徴としている。
すなわち、従来のAGC回路のように信号の絶対値を検
出する代わりに2乗に比例した信号を取出し、これをデ
ィジタル低域通過フィルタを通してレベル検出信号とす
るものである。
出する代わりに2乗に比例した信号を取出し、これをデ
ィジタル低域通過フィルタを通してレベル検出信号とす
るものである。
[発明の効果J
この発明によれば、2乗回路の出力に現われる信号のう
ち利得制御に必要な入力または出力信号系列の平均的な
レベルに対応した直流成分以外の高周波成分としては、
可変利得回路に入力される信号系列の基本波周波数の2
倍の周波数のスペクトルのみである。従って、ディジタ
ル低域通過フィルタの遮断周波数を入力ディジタル信号
系列のサンプリング周波数に対して適当に選ぶことによ
り、この高調波成分がディジタル低域通過フィルタの帯
域内に漏れ込むのを防ぐことができるので、出力信号系
列のレベル変動のない安定なAGC動作を得ることが可
能である。
ち利得制御に必要な入力または出力信号系列の平均的な
レベルに対応した直流成分以外の高周波成分としては、
可変利得回路に入力される信号系列の基本波周波数の2
倍の周波数のスペクトルのみである。従って、ディジタ
ル低域通過フィルタの遮断周波数を入力ディジタル信号
系列のサンプリング周波数に対して適当に選ぶことによ
り、この高調波成分がディジタル低域通過フィルタの帯
域内に漏れ込むのを防ぐことができるので、出力信号系
列のレベル変動のない安定なAGC動作を得ることが可
能である。
また、この発明によれば信号Wi域に対しサンプリング
周波数を極端に高くする必要がなくなるので、信号周波
数が高い場合でもA 、/ D変換器として比較的低速
動作の安価なものを用いることができる。
周波数を極端に高くする必要がなくなるので、信号周波
数が高い場合でもA 、/ D変換器として比較的低速
動作の安価なものを用いることができる。
[発明の寅MtA1
第4図はこの発明の一実施例に係わるディジタルAGC
回路の構成を示すものである。図において、端子11に
は適当な周波数でサンプリングされたディジタル信号系
列が入力される。このディジタル信号系列は可変利得回
路としてのディジタル乗算器14に入力され、ここで利
得メモリ18から与えられる利4!#値を乗wi数とし
て乗じられた後、出力信号系列として端子13に導かれ
るとともに、2東回路14に供給される。2東回路14
は出力信号系列を′2乗演譚するディジタル演算回路で
、この出力はディジタル低域通過フィルタ15に与えら
れる。この低域通過フィルタ15は出力信号系列の平均
的なレベルに対応した直流成分を抽出するものである。
回路の構成を示すものである。図において、端子11に
は適当な周波数でサンプリングされたディジタル信号系
列が入力される。このディジタル信号系列は可変利得回
路としてのディジタル乗算器14に入力され、ここで利
得メモリ18から与えられる利4!#値を乗wi数とし
て乗じられた後、出力信号系列として端子13に導かれ
るとともに、2東回路14に供給される。2東回路14
は出力信号系列を′2乗演譚するディジタル演算回路で
、この出力はディジタル低域通過フィルタ15に与えら
れる。この低域通過フィルタ15は出力信号系列の平均
的なレベルに対応した直流成分を抽出するものである。
今、端子11に入力されるディジタル信号系列の周波数
がf 1n −f a+axで、かつそのサンプリング
周波数fsがfs y’2−fmaX−fiinとなる
ように設定されているとすると、2東回路14の出力信
号は2fmin以下には直流成分以外の線スペクトルを
有し・ない。第3図(b)はこの様子を示すもので、f
’pffi原信号の周波数であるとすると、第3図(a
)のM流回路出力の場合は2fpの整数倍のところに多
数のスペクトルが現われるのに対し、第3図(b)では
零周il数以外の線スペクトルが現われるのは2fpの
ところのみである。従ってディジタル低域通過フィルタ
15の遮断周波数を2fminに対して十分に低くとれ
ば、このフィルタ15によって出力信号系列の平均的な
レベルに対応した直流成分以外の不要な高周波成分を除
去することができる。
がf 1n −f a+axで、かつそのサンプリング
周波数fsがfs y’2−fmaX−fiinとなる
ように設定されているとすると、2東回路14の出力信
号は2fmin以下には直流成分以外の線スペクトルを
有し・ない。第3図(b)はこの様子を示すもので、f
’pffi原信号の周波数であるとすると、第3図(a
)のM流回路出力の場合は2fpの整数倍のところに多
数のスペクトルが現われるのに対し、第3図(b)では
零周il数以外の線スペクトルが現われるのは2fpの
ところのみである。従ってディジタル低域通過フィルタ
15の遮断周波数を2fminに対して十分に低くとれ
ば、このフィルタ15によって出力信号系列の平均的な
レベルに対応した直流成分以外の不要な高周波成分を除
去することができる。
こうして2東回路14およびディジタル低域通過フィル
タ15からなるレベル検出手段により得られたレベル検
出出力はディジタル減算器16に供給され、ここで基準
レベル信号refから差引かれる。この減算器16から
出力−される差信号は利得制御信号としてディジタル加
算器17に供給され、前記利得メモリ18に記憶されて
いる利得値と加算される。この加算器17の出力は利得
メモリ18に新たな利得値として与えられる。利得メモ
リ18は記憶した利得値を端子11に入力されるディジ
タル信号系列の次のサンプリング時点で乗算器12に出
力する。このようにして各サンプリング時点毎に乗算器
12に与えられる利得値は修正され、入力されるディジ
タル信号系列に対する利得制御が行なわれる。
タ15からなるレベル検出手段により得られたレベル検
出出力はディジタル減算器16に供給され、ここで基準
レベル信号refから差引かれる。この減算器16から
出力−される差信号は利得制御信号としてディジタル加
算器17に供給され、前記利得メモリ18に記憶されて
いる利得値と加算される。この加算器17の出力は利得
メモリ18に新たな利得値として与えられる。利得メモ
リ18は記憶した利得値を端子11に入力されるディジ
タル信号系列の次のサンプリング時点で乗算器12に出
力する。このようにして各サンプリング時点毎に乗算器
12に与えられる利得値は修正され、入力されるディジ
タル信号系列に対する利得制御が行なわれる。
ここで、端子13に出力されるディジタル信号系列のレ
ベルが基準レベルより大きいとき、低域通過フィルタ1
5の出力はM*レベル信号refより大きくなるので、
減算器16は負の信号を出力する。従って利得メモリ1
8内の利得値は加算器17を介して大きざを減じられ、
これが次のサンプリング時点で入力のディジタル信号系
列に乗じられることにより出力のディジタル信号系列の
レベルは小さくなる。また逆に出力のディジタル信号系
列のレベルが基準レベルより小さいときは、同様にして
乗算器12に与えられる利得値は大きくなるように修正
されるので、出力のディジタル信号系列のレベルは小さ
くなる。このようにして出力のディジタル信号系列は基
準レベル信@refで定まる一定のレベルに収束する。
ベルが基準レベルより大きいとき、低域通過フィルタ1
5の出力はM*レベル信号refより大きくなるので、
減算器16は負の信号を出力する。従って利得メモリ1
8内の利得値は加算器17を介して大きざを減じられ、
これが次のサンプリング時点で入力のディジタル信号系
列に乗じられることにより出力のディジタル信号系列の
レベルは小さくなる。また逆に出力のディジタル信号系
列のレベルが基準レベルより小さいときは、同様にして
乗算器12に与えられる利得値は大きくなるように修正
されるので、出力のディジタル信号系列のレベルは小さ
くなる。このようにして出力のディジタル信号系列は基
準レベル信@refで定まる一定のレベルに収束する。
このように出力のディジタル信号系列が一定レベルに収
束した後でも、ディジタル低域通過フィルタ15の出力
には前述のように原信号の高調波成分の影響が含まれな
いので、端子13に出力されるディジタル信号系列に高
調波成分に起因するレベル変動が生じることはない。
束した後でも、ディジタル低域通過フィルタ15の出力
には前述のように原信号の高調波成分の影響が含まれな
いので、端子13に出力されるディジタル信号系列に高
調波成分に起因するレベル変動が生じることはない。
第5図はこの発明の他の実施例を示すもので、第4図の
実施例がクローズトループによる利得制御を行なってい
るのに対し、この実施例ではオーブンループによる利得
制御を用いている。
実施例がクローズトループによる利得制御を行なってい
るのに対し、この実施例ではオーブンループによる利得
制御を用いている。
すなわち、端子11に入力されるディジタル信号系列は
乗算器12に入力されるとともに、2上回路14および
ディジタル低域通過フィルタ15に順次供給され、その
平均的なレベルが前記と同様にして検出される。このレ
ベル検出出力は利得発生回路19に供給され、利得発生
回路19はこれに基き端子11に入力されるディジタル
信号系列のレベルが小さいときは大きな利得値を、また
ディジタル信号系列のレベルが大きいときは小さな利得
値をディジタル乗算器12に供給する。こうして前記実
施例と同様に安定なAGC動作を行なう、ことができる
。
乗算器12に入力されるとともに、2上回路14および
ディジタル低域通過フィルタ15に順次供給され、その
平均的なレベルが前記と同様にして検出される。このレ
ベル検出出力は利得発生回路19に供給され、利得発生
回路19はこれに基き端子11に入力されるディジタル
信号系列のレベルが小さいときは大きな利得値を、また
ディジタル信号系列のレベルが大きいときは小さな利得
値をディジタル乗算器12に供給する。こうして前記実
施例と同様に安定なAGC動作を行なう、ことができる
。
以上説明したように、この発明によれば入力されるディ
ジタル信号系列が比較的低い周波数でサンプリングされ
た系列であっても、その高調波成分の折返しの影響によ
る出力信号系列のレベル変動のない安定なディジタルA
GC回路を提供することができる。待に信号帯域が例え
ば100kH2以上と高く、従ってサンプリング周波数
を信号帯域の2倍より十分に高くすることがA/D変換
器の構成上困難かもしくは大幅なコストの上昇を沼く場
合、この発明のAGC回路では入力されるディジタル信
号系列のサンプリング周波数が2倍〜4倍程度と低くと
も、十分安定なAGC動作が得られるのでA/D変換器
に対する要求を大きく緩和できることになり、その効果
は大きい。
ジタル信号系列が比較的低い周波数でサンプリングされ
た系列であっても、その高調波成分の折返しの影響によ
る出力信号系列のレベル変動のない安定なディジタルA
GC回路を提供することができる。待に信号帯域が例え
ば100kH2以上と高く、従ってサンプリング周波数
を信号帯域の2倍より十分に高くすることがA/D変換
器の構成上困難かもしくは大幅なコストの上昇を沼く場
合、この発明のAGC回路では入力されるディジタル信
号系列のサンプリング周波数が2倍〜4倍程度と低くと
も、十分安定なAGC動作が得られるのでA/D変換器
に対する要求を大きく緩和できることになり、その効果
は大きい。
なお、この発明は上記実施例に限定されるものではなく
、要旨を逸脱しない範囲で種々変形実施が可能であり、
例えば第4図の実施例における減算器16は単に2人力
のレベルの大小関係を判定する比較器に置換えることが
できる。この場合、加算器17には利得メモリ18内の
利得値を増加させるか減少させるかを示す信号のみが送
られることになるが、AGC回路の動作の木賃に影響を
与えることはなく、前記実施例と同様な効果が得られる
。
、要旨を逸脱しない範囲で種々変形実施が可能であり、
例えば第4図の実施例における減算器16は単に2人力
のレベルの大小関係を判定する比較器に置換えることが
できる。この場合、加算器17には利得メモリ18内の
利得値を増加させるか減少させるかを示す信号のみが送
られることになるが、AGC回路の動作の木賃に影響を
与えることはなく、前記実施例と同様な効果が得られる
。
第1図は従来のアナログAGC回路の構成を示す図、第
2図(a)(b)はアナログ低域通過フィルタの出力信
号とディジタル低域通過フィルタの出力信号の周波数ス
ペクトルを比較して示す図、第3図(a)(b)はディ
ジタル信号入力に対する整流回路および2乗回路の各出
力信号の周波数スペクトルを比較して示す図、第4図は
この発明の一実施例のディジタルAGC回路の構成を示
す図、第5図はこの発明の他の実施例のAGC回路の構
成を示す図である。 11・・・入力端子、12・・・ディジタル乗算器(可
変利得回路)、13・・・出力端子、14・・・2乗回
路、15・・・ディジタル低域通過フィルタ、16・・
・ディジタル減算器、17・・・ディジタル加算器、1
8・・・利得メモリ、19・・・利得発生回路。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第1図 第2図 第3図 0 2fP
f筒4rA
2図(a)(b)はアナログ低域通過フィルタの出力信
号とディジタル低域通過フィルタの出力信号の周波数ス
ペクトルを比較して示す図、第3図(a)(b)はディ
ジタル信号入力に対する整流回路および2乗回路の各出
力信号の周波数スペクトルを比較して示す図、第4図は
この発明の一実施例のディジタルAGC回路の構成を示
す図、第5図はこの発明の他の実施例のAGC回路の構
成を示す図である。 11・・・入力端子、12・・・ディジタル乗算器(可
変利得回路)、13・・・出力端子、14・・・2乗回
路、15・・・ディジタル低域通過フィルタ、16・・
・ディジタル減算器、17・・・ディジタル加算器、1
8・・・利得メモリ、19・・・利得発生回路。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第1図 第2図 第3図 0 2fP
f筒4rA
Claims (2)
- (1)サンプリングされたディジタル信号系列を入力と
する可変利得回路と、この可変利得回路の入力または出
力信号系列の平均的なレベルを検出するレベル検出手段
と、このレベル検出手段の出力に基いて前記可変利得回
路の利得を制御して前記可変利得回路の出力のディジタ
ル信号系列の平均的なレベルを一定化する利得制御手段
とからなるディジタルAGC回路において、前記レベル
検出手段は前記可変利得回路の入力または出力信号系列
を2乗する2乗回路と、この2乗回路の出力から直流成
分を抽出する低域通過フィルタとから構成されているこ
とを特徴とするディジタルAGC回路。 - (2)レベル検出手段は可変利得回路の出力信号系列を
入力とするものであり、利得制御手段はレベル検出手段
の出力信号と基準レベル信号との差が最小となる方向に
可変利得回路の利得を制御するものであることを特徴と
する特許請求の範囲第1項記載のディジタルAGC回路
。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25115184A JPS61129913A (ja) | 1984-11-28 | 1984-11-28 | デイジタルagc回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25115184A JPS61129913A (ja) | 1984-11-28 | 1984-11-28 | デイジタルagc回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61129913A true JPS61129913A (ja) | 1986-06-17 |
Family
ID=17218431
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25115184A Pending JPS61129913A (ja) | 1984-11-28 | 1984-11-28 | デイジタルagc回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61129913A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5872666A (en) * | 1994-11-18 | 1999-02-16 | Hitachi, Ltd. | Decoder circuitry with PRML signal processing for reproducing apparatus |
EP1051809A1 (en) * | 1998-01-29 | 2000-11-15 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for receiving a wideband communication signal in a wireless communication system |
JP2002246860A (ja) * | 2001-02-22 | 2002-08-30 | Kddi Research & Development Laboratories Inc | 受信装置における振幅レベル自動調整装置 |
-
1984
- 1984-11-28 JP JP25115184A patent/JPS61129913A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5872666A (en) * | 1994-11-18 | 1999-02-16 | Hitachi, Ltd. | Decoder circuitry with PRML signal processing for reproducing apparatus |
EP1051809A1 (en) * | 1998-01-29 | 2000-11-15 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for receiving a wideband communication signal in a wireless communication system |
EP1051809A4 (en) * | 1998-01-29 | 2004-04-21 | Motorola Inc | APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING A BROADBAND COMMUNICATION SIGNAL IN A WIRELESS TELECOMMUNICATIONS SYSTEM |
JP2002246860A (ja) * | 2001-02-22 | 2002-08-30 | Kddi Research & Development Laboratories Inc | 受信装置における振幅レベル自動調整装置 |
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