JPS5975731A - 秘話通信方式 - Google Patents
秘話通信方式Info
- Publication number
- JPS5975731A JPS5975731A JP18706782A JP18706782A JPS5975731A JP S5975731 A JPS5975731 A JP S5975731A JP 18706782 A JP18706782 A JP 18706782A JP 18706782 A JP18706782 A JP 18706782A JP S5975731 A JPS5975731 A JP S5975731A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- band
- signal
- division ratio
- frequency division
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
- H04K1/04—Secret communication by frequency scrambling, i.e. by transposing or inverting parts of the frequency band or by inverting the whole band
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明は秘話通信方式、特にキー信号付加形式のアナ
ログ−アナログスクランブルを行なう場合等に用いて好
適な秘話通信方式に関する。
ログ−アナログスクランブルを行なう場合等に用いて好
適な秘話通信方式に関する。
背景技術とその問題点
一般に無線通信では、原則として受信者は制限できない
ため、秘密を要する通信或いは送信者と受信者がある特
定の契約の上で成立している通信等においては暗号を用
いた秘話通信方式が有勿である。
ため、秘密を要する通信或いは送信者と受信者がある特
定の契約の上で成立している通信等においては暗号を用
いた秘話通信方式が有勿である。
斯る秘話通信方式としては従来種々のものが提案されて
おシ、例えばスペクトル反転法や周波数推移法もその一
例であるが、これらは、いずれも秘話性が低い欠点があ
る。又周波数分割置換法や音声記録逆転法等があるがこ
れらの場合、多くのバンドパスフィルタを要するので装
置が大型になる等の欠点がある。更に不規則に位相を反
転する方法があるが、この場合、秘話性は高いけれども
必要とする帯域が大幅に拡大する等の欠点がある。
おシ、例えばスペクトル反転法や周波数推移法もその一
例であるが、これらは、いずれも秘話性が低い欠点があ
る。又周波数分割置換法や音声記録逆転法等があるがこ
れらの場合、多くのバンドパスフィルタを要するので装
置が大型になる等の欠点がある。更に不規則に位相を反
転する方法があるが、この場合、秘話性は高いけれども
必要とする帯域が大幅に拡大する等の欠点がある。
発明の目的
この発明は斯る点に鑑み、秘話性が高く帯域の拡大を最
小に抑えることができる構成簡単な秘話通信方式を提供
するものである。
小に抑えることができる構成簡単な秘話通信方式を提供
するものである。
発明の概要
この発明では入力信号を複数チャンネルの信号に分割し
、この分割した複数チャンネルの信号の分割点を連続的
に移動せしめると共に上記分割した複数チャンネルの信
号の少くとも一部をスペクトル反転とシフトの少くとも
一方の信号処理を行って伝送する構成とすることによシ
、構成簡単にして秘話性が高く、シかも帯域の拡大を最
／ｊにに抑えることができる。
、この分割した複数チャンネルの信号の分割点を連続的
に移動せしめると共に上記分割した複数チャンネルの信
号の少くとも一部をスペクトル反転とシフトの少くとも
一方の信号処理を行って伝送する構成とすることによシ
、構成簡単にして秘話性が高く、シかも帯域の拡大を最
／ｊにに抑えることができる。
実施例
以下、この発明の一実施例を第１図及び第２図に基いて
詳しく説明する。
詳しく説明する。
第１図は本実施例の送信側（エンコード側）の−例を示
すもので、同図において（１）は例えば音声信号が供給
される入力端子、（２）は所定周波数例えば１８０ Ｈ
ｚから３．５８ ｋＨｚの周波数を通過させるバンドパ
スフィルタ、（３）は例えばヒルベルトフィルタ等を使
用した移相回路網であって、この移相回路網（３）の出
力側には互いに９０°の位相差を持った２つの信号が得
られる。（４）及び（５）は移相回路網（３）からの信
号と所定周波数の範囲内で可変できる直交搬送波とを乗
算する乗算器、（６）は乗算器（４）及び（５）の出力
を加鉢する加算器、（７）はロー・ぞスフィルタであっ
て、このローノやスフィルタ（７）のカットオフ周波数
は乗算器（４）及び（５）における高調波成分が除去さ
れる程度の値に設定されることが好ましい。
すもので、同図において（１）は例えば音声信号が供給
される入力端子、（２）は所定周波数例えば１８０ Ｈ
ｚから３．５８ ｋＨｚの周波数を通過させるバンドパ
スフィルタ、（３）は例えばヒルベルトフィルタ等を使
用した移相回路網であって、この移相回路網（３）の出
力側には互いに９０°の位相差を持った２つの信号が得
られる。（４）及び（５）は移相回路網（３）からの信
号と所定周波数の範囲内で可変できる直交搬送波とを乗
算する乗算器、（６）は乗算器（４）及び（５）の出力
を加鉢する加算器、（７）はロー・ぞスフィルタであっ
て、このローノやスフィルタ（７）のカットオフ周波数
は乗算器（４）及び（５）における高調波成分が除去さ
れる程度の値に設定されることが好ましい。
このローフ４スフイルタ（７）の出力側には、後述され
るように、パントノ臂スフィルタ（２）を通過した信号
が実質的にスペクトル反転され、高域へ所定量シフトさ
れた単側波帯信号として得られる。（８）はロー ／（
’スフイルタ、（９）はバイパスフィルタであって、こ
れらのフィルタのカットオフ周波数は互いに同一の所定
周波数例えば３．７５ ｋＨｚに設定され、これらフィ
ルタ（ｓ） 、 （９）によってローパスフィルタ（７
）の出力信号が実質的に２系統に分割される。（１０は
加算器であって、この加算器の一方の入力側にはローパ
スフィルタ（８）の出力信号がそのまま供給されるも、
他方の入力端にはノ・イパスフィルタ（９）の出力信号
が乗算器α◇で端子α■から供給される所定周波数例え
ばバンドパスフィルタ（２）の最高通過周波数と略々同
一の周波数を有する信号と乗算されて低域変換された信
号として供給される。０→はローパスフィルタであって
、そのカットオフ周波数ハ乗算器０］）における高調波
成分を除去しうる値に設定されることが好ましい。α→
は出力端子である。
るように、パントノ臂スフィルタ（２）を通過した信号
が実質的にスペクトル反転され、高域へ所定量シフトさ
れた単側波帯信号として得られる。（８）はロー ／（
’スフイルタ、（９）はバイパスフィルタであって、こ
れらのフィルタのカットオフ周波数は互いに同一の所定
周波数例えば３．７５ ｋＨｚに設定され、これらフィ
ルタ（ｓ） 、 （９）によってローパスフィルタ（７
）の出力信号が実質的に２系統に分割される。（１０は
加算器であって、この加算器の一方の入力側にはローパ
スフィルタ（８）の出力信号がそのまま供給されるも、
他方の入力端にはノ・イパスフィルタ（９）の出力信号
が乗算器α◇で端子α■から供給される所定周波数例え
ばバンドパスフィルタ（２）の最高通過周波数と略々同
一の周波数を有する信号と乗算されて低域変換された信
号として供給される。０→はローパスフィルタであって
、そのカットオフ周波数ハ乗算器０］）における高調波
成分を除去しうる値に設定されることが好ましい。α→
は出力端子である。
αＯは慣用のＰＬＬ回路であって、電圧制御発振器（１
５ａ） 、プログラマブルデバイダ（１５ｂ） 、基準
発振器（１５ａ） 、位相比較器（１５ｄ） 、ローパ
スフィルタ（１５ｅ）から成る。ａ・はマイクロコンピ
ュータであって、このマイクロコンピュータαＱに設定
された分周比情報によシ、プログラマブルデ・々イダ（
１５ｂ）の分周比が制御され、もつでＰＬＬ回路α→の
発振器（１５ａ）の出力周波数がその分周比情報に応じ
て可変される。ａカは９０°移相器であって、その出力
側には互いに９０°の位相差を持った搬送波成分即ち直
交搬送波６石ωｔと囲ωｔの信号を得るようにしている
。この直交搬送波の周波数はｆｍ＋ｆｘに設定される。
５ａ） 、プログラマブルデバイダ（１５ｂ） 、基準
発振器（１５ａ） 、位相比較器（１５ｄ） 、ローパ
スフィルタ（１５ｅ）から成る。ａ・はマイクロコンピ
ュータであって、このマイクロコンピュータαＱに設定
された分周比情報によシ、プログラマブルデ・々イダ（
１５ｂ）の分周比が制御され、もつでＰＬＬ回路α→の
発振器（１５ａ）の出力周波数がその分周比情報に応じ
て可変される。ａカは９０°移相器であって、その出力
側には互いに９０°の位相差を持った搬送波成分即ち直
交搬送波６石ωｔと囲ωｔの信号を得るようにしている
。この直交搬送波の周波数はｆｍ＋ｆｘに設定される。
ここでｆｍは／Ｊンドノヤスフィルタ（２）の最高通過
帯域周波数で一定とされ、又ｆｘは可変周波数で、例え
ば１ ｋＨｚから数十ｋＨｚ位の範囲内で任意に設定さ
れ得る。ここでは、この周波数ｆｘを複雑な連続函数で
増減することによシ、高い秘話性を得るようにしている
。
帯域周波数で一定とされ、又ｆｘは可変周波数で、例え
ば１ ｋＨｚから数十ｋＨｚ位の範囲内で任意に設定さ
れ得る。ここでは、この周波数ｆｘを複雑な連続函数で
増減することによシ、高い秘話性を得るようにしている
。
この周波数ｊｘを増減するには種々の方法が考えられる
が、例えば同図に示すように、マイクロコンピュータα
ゆに帯域制限されたＭ系列を時間的にディジタル量子化
した所定のディジタル量やターンを分周比情報として記
憶させ、この分周比情報に基づいてプログラマブルデバ
イダ（１５ｂ）の分周比を時間的に変えるようにすれば
よい。
が、例えば同図に示すように、マイクロコンピュータα
ゆに帯域制限されたＭ系列を時間的にディジタル量子化
した所定のディジタル量やターンを分周比情報として記
憶させ、この分周比情報に基づいてプログラマブルデバ
イダ（１５ｂ）の分周比を時間的に変えるようにすれば
よい。
次にこの回路動作を第２図の信号波形をも参照しながら
説明する。尚、第２図では、周波数ｆｘを１ ｋＨｚと
した場合を示し、また、同図において、Ｌ、Ｈは夫々低
域、高域にある信号成分、Ｌ、Ｈは夫々その反転した信
号成分を便宜上表わしている。
説明する。尚、第２図では、周波数ｆｘを１ ｋＨｚと
した場合を示し、また、同図において、Ｌ、Ｈは夫々低
域、高域にある信号成分、Ｌ、Ｈは夫々その反転した信
号成分を便宜上表わしている。
今、入力端子（１）よシ音声信号がバンド・ぐスフィル
タ（２）に供給されると、この音声信号はここで、所定
周波数範囲即ちこの場合は１８０Ｈｚから３，５８ｋＨ
ｚに制限され、第２図Ａに示すようなスペクトラムの信
号として取シ出される。この帯域制限された信号は移相
回路網（３）に供給され、ここで互いに９０°の位相差
を持った２つの信号に変換されて取シ出され、乗算器（
４）及び（５）のまた一方の入力側に供給される。又こ
れらの乗算器（４）及び（５）の他方の入力側には上述
した周波数を有する直交搬送波画ωｔ＋ｃｏｓωｔがそ
れぞれ供給され、ここで移相回路網（３）からの信号と
夫々乗算される。そしてこの乗算された信号は更に加算
器（６）で互いに加算された後ローパスフィルタ（７）
で不要な高調波成分等を除去されて、第２図Ｂに示すよ
うに、実質的にバンドパスフィルタ（２）の出力側に得
られる信号がスペクトル反転されしかも高域へ所定量シ
フトされた単側波帯信号として取シ出される。
タ（２）に供給されると、この音声信号はここで、所定
周波数範囲即ちこの場合は１８０Ｈｚから３，５８ｋＨ
ｚに制限され、第２図Ａに示すようなスペクトラムの信
号として取シ出される。この帯域制限された信号は移相
回路網（３）に供給され、ここで互いに９０°の位相差
を持った２つの信号に変換されて取シ出され、乗算器（
４）及び（５）のまた一方の入力側に供給される。又こ
れらの乗算器（４）及び（５）の他方の入力側には上述
した周波数を有する直交搬送波画ωｔ＋ｃｏｓωｔがそ
れぞれ供給され、ここで移相回路網（３）からの信号と
夫々乗算される。そしてこの乗算された信号は更に加算
器（６）で互いに加算された後ローパスフィルタ（７）
で不要な高調波成分等を除去されて、第２図Ｂに示すよ
うに、実質的にバンドパスフィルタ（２）の出力側に得
られる信号がスペクトル反転されしかも高域へ所定量シ
フトされた単側波帯信号として取シ出される。
この取シ出された単側波帯信号はローパスフィルタ（８
）及びバイパスフィルタ（９）で２系統に分割され、ロ
ーパスフィルタ（８）の出力信号はそのま凍加算器叫の
一方の入力側に供給される。一方ハイｉ４スフイルタ（
９）の出力信号は乗算器０１）において端子（６）から
供給される所定周波数、例えばここでは３．５８ｋＨｚ
の信号と乗算されて低域変換された後加算器０＊の他方
の入力側に供給され、ロー・やスフィルタ（８）の出力
信号と加算される。この加算された信号はローパスフィ
ルタａ３で不要な高調波成分等を除去された後出力端子
α→に第２図Ｃに示すようなスペクトラムを有するスク
ランブル出力信号として取シ出される。
）及びバイパスフィルタ（９）で２系統に分割され、ロ
ーパスフィルタ（８）の出力信号はそのま凍加算器叫の
一方の入力側に供給される。一方ハイｉ４スフイルタ（
９）の出力信号は乗算器０１）において端子（６）から
供給される所定周波数、例えばここでは３．５８ｋＨｚ
の信号と乗算されて低域変換された後加算器０＊の他方
の入力側に供給され、ロー・やスフィルタ（８）の出力
信号と加算される。この加算された信号はローパスフィ
ルタａ３で不要な高調波成分等を除去された後出力端子
α→に第２図Ｃに示すようなスペクトラムを有するスク
ランブル出力信号として取シ出される。
このように、 して送信側から伝送されて来るスクラン
ブル出力信号は、図示せずも受信側で受信され、第２図
りに示すように上述と同一の方法でスペクトル反転及び
シフト等の信号処理がなされた後更に第２図Ｅに示すよ
うに低域変換の処理がなされ、もってその出力側に第２
図Ａと同様の原信号が復元されることになる。従って、
ここでは図示してないが受信側即ちデコーダ側の回路構
成は第１図に示した送信側の回路構成と略々同一のもの
をそのｉｔ使用することができる。但し、・々ンドノや
スフィルタ（２）は帯域が若干広がった分だけその通過
帯域周波数を広くするようにする。即ちこの場合は１８
０Ｈｚから３．７５ ｋＨｚの範囲に設定するよう−に
すればよい。
ブル出力信号は、図示せずも受信側で受信され、第２図
りに示すように上述と同一の方法でスペクトル反転及び
シフト等の信号処理がなされた後更に第２図Ｅに示すよ
うに低域変換の処理がなされ、もってその出力側に第２
図Ａと同様の原信号が復元されることになる。従って、
ここでは図示してないが受信側即ちデコーダ側の回路構
成は第１図に示した送信側の回路構成と略々同一のもの
をそのｉｔ使用することができる。但し、・々ンドノや
スフィルタ（２）は帯域が若干広がった分だけその通過
帯域周波数を広くするようにする。即ちこの場合は１８
０Ｈｚから３．７５ ｋＨｚの範囲に設定するよう−に
すればよい。
そして伝送中は直交搬送波の有する周波数ｆＸを上述の
如くマイクロコンピュータＨによシ所定の分周比情報に
基づき連続的に変えることによシ、実質的に低域成分と
高域成分の境界が連続的にランダムスキャンされ、これ
Ｋよって伝送中の秘話性が保たれることに゛なる。この
場合周波数ｆｘの変化がキー信号となる。
如くマイクロコンピュータＨによシ所定の分周比情報に
基づき連続的に変えることによシ、実質的に低域成分と
高域成分の境界が連続的にランダムスキャンされ、これ
Ｋよって伝送中の秘話性が保たれることに゛なる。この
場合周波数ｆｘの変化がキー信号となる。
なお、上述の実施例において、送信側より送出される第
２図Ｃに示す反転低域成分■と反転低域成分百を相互に
シフトして入れ換えた状節で送出し、これを受信側で同
様の手法で復元するようにしてもよい。また周波数ｆｘ
を可変周波数範囲内で幾つかのブロックに分割し、その
分割したブロックの少くとも１つのブロックを連続的に
ランダムスキャンするようにしてもよい。更に直交搬送
波の乗算は入力信号を２系統に分割した後で行うように
してもよい。
２図Ｃに示す反転低域成分■と反転低域成分百を相互に
シフトして入れ換えた状節で送出し、これを受信側で同
様の手法で復元するようにしてもよい。また周波数ｆｘ
を可変周波数範囲内で幾つかのブロックに分割し、その
分割したブロックの少くとも１つのブロックを連続的に
ランダムスキャンするようにしてもよい。更に直交搬送
波の乗算は入力信号を２系統に分割した後で行うように
してもよい。
応用例
尚この発明は上述の実施例に限定されることなく斯る機
能を必要とするその他の場合にも同様に適用可能である
。
能を必要とするその他の場合にも同様に適用可能である
。
発明の効果
上述の如く、この発明によれば入力信号を複数チャンネ
ルの信号に分割し、この分割した複数チャンネルの信号
の分割点を連続的に移動せしめると共に上記分割した複
数チャンネルの信号の少くとも一部をスペクトル反転と
シフトの少くとも一方の信号処理を行って伝送するよう
にしたので、帯域の拡大を最小に抑え乍ら秘話性の高い
伝送が可能となる。又、システムとしても送信側、受信
側ともほぼ同じ回路構成を使用することができるので、
構成が簡単となる。更に実時間処理なので、同時送受の
電話等に用いて極めて有用である。
ルの信号に分割し、この分割した複数チャンネルの信号
の分割点を連続的に移動せしめると共に上記分割した複
数チャンネルの信号の少くとも一部をスペクトル反転と
シフトの少くとも一方の信号処理を行って伝送するよう
にしたので、帯域の拡大を最小に抑え乍ら秘話性の高い
伝送が可能となる。又、システムとしても送信側、受信
側ともほぼ同じ回路構成を使用することができるので、
構成が簡単となる。更に実時間処理なので、同時送受の
電話等に用いて極めて有用である。
第１図はこの発明の一実施例を示す系統図、第２図は第
１図の動作説明に供するための線図である。 （２）はバンドパスフィルタ、（３）は移相回路組、（
４）。 （５）、α◇は乗詣器、（６） 、 （１０は加算器、
（７） 、 （８） 、 （１−９はローパスフィルタ
、（９）は−・イ・ヤスフィルタ、０時はＰＬＬ回路、
◇Ｑはマイクロコンピュータ、ａカは移相器である。 手続補正書 昭和５８年４ 月１５ 日 昭和５７年特許願第１８７０６７ 号２、発明の名称
秘話通信方式 ３゜補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２１
８） ソニー株式会社 代表取締役 大 賀 興 ｔｌｆ’。 ６、補正により増加する発明の数 ７、補正 の 月 象 明細書の特許請求の範囲の欄
及び発明の詳細な説明の欄 ８、補正の内容 （１）明細書中、特許請求の範囲を別紙の通りに訂正す
る。 （２）同、第２頁１６行及び第９貞１８行の「分割」の
前ｋ「帯域」を加入する。 （３）同、第２負１７行及び第９負１９行の「連続的」
の前に「特定周期」を加入する。 （４）同、第２頁１９行及び第１０貞１行の「シフト」
の前に１周波数」を加入する。 （５） 同、第５頁１３行の「例えば・・・範囲」を「
信号の帯域」と訂正する。 以 上 特許請求の範囲 入力信号を検数チャンネルの信号に帯域分割し、該分割
した複数チャンネルの信号の分割点を特定周期連続的に
移動せしめると共に上記分割した複数チャンネルの信号
の少くとも一部をスペクトル反転と周波数シフトの少く
とも一方の信号処理を行って伝送するようにしたことを
特徴とする秘話通信方式。 一１’７：
１図の動作説明に供するための線図である。 （２）はバンドパスフィルタ、（３）は移相回路組、（
４）。 （５）、α◇は乗詣器、（６） 、 （１０は加算器、
（７） 、 （８） 、 （１−９はローパスフィルタ
、（９）は−・イ・ヤスフィルタ、０時はＰＬＬ回路、
◇Ｑはマイクロコンピュータ、ａカは移相器である。 手続補正書 昭和５８年４ 月１５ 日 昭和５７年特許願第１８７０６７ 号２、発明の名称
秘話通信方式 ３゜補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２１
８） ソニー株式会社 代表取締役 大 賀 興 ｔｌｆ’。 ６、補正により増加する発明の数 ７、補正 の 月 象 明細書の特許請求の範囲の欄
及び発明の詳細な説明の欄 ８、補正の内容 （１）明細書中、特許請求の範囲を別紙の通りに訂正す
る。 （２）同、第２頁１６行及び第９貞１８行の「分割」の
前ｋ「帯域」を加入する。 （３）同、第２負１７行及び第９負１９行の「連続的」
の前に「特定周期」を加入する。 （４）同、第２頁１９行及び第１０貞１行の「シフト」
の前に１周波数」を加入する。 （５） 同、第５頁１３行の「例えば・・・範囲」を「
信号の帯域」と訂正する。 以 上 特許請求の範囲 入力信号を検数チャンネルの信号に帯域分割し、該分割
した複数チャンネルの信号の分割点を特定周期連続的に
移動せしめると共に上記分割した複数チャンネルの信号
の少くとも一部をスペクトル反転と周波数シフトの少く
とも一方の信号処理を行って伝送するようにしたことを
特徴とする秘話通信方式。 一１’７：
Claims (1)
- 入力信号を複数チャンネルの信号に分割し、該分割した
複数チャンネルの信号の分割点を連続的に移動せしめる
と共に上記分割した複数チャンネルの信号の少くとも一
部をスペクトル反転とシフトの少くとも一方の信号処理
を行って伝送するようにしたことを特徴とする秘話通信
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18706782A JPS5975731A (ja) | 1982-10-25 | 1982-10-25 | 秘話通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18706782A JPS5975731A (ja) | 1982-10-25 | 1982-10-25 | 秘話通信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5975731A true JPS5975731A (ja) | 1984-04-28 |
Family
ID=16199557
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18706782A Pending JPS5975731A (ja) | 1982-10-25 | 1982-10-25 | 秘話通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5975731A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006019369A2 (en) | 2004-07-15 | 2006-02-23 | Essex Corporation | A private and secure optical communication system using an optical tapped delay line. |
-
1982
- 1982-10-25 JP JP18706782A patent/JPS5975731A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006019369A2 (en) | 2004-07-15 | 2006-02-23 | Essex Corporation | A private and secure optical communication system using an optical tapped delay line. |
| EP1782562A2 (en) * | 2004-07-15 | 2007-05-09 | Essex Corporation | A private and secure optical communication system using an optical tapped delay line |
| EP1782562A4 (en) * | 2004-07-15 | 2011-09-14 | Essex Corp | PRIVATE AND SAFE OPTICAL COMMUNICATION SYSTEM WITH OPTICALLY TERMINATED DELAYING LINE |
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