JPS6057259B2 - 残留側波帯成形回路 - Google Patents
残留側波帯成形回路Info
- Publication number
- JPS6057259B2 JPS6057259B2 JP13333580A JP13333580A JPS6057259B2 JP S6057259 B2 JPS6057259 B2 JP S6057259B2 JP 13333580 A JP13333580 A JP 13333580A JP 13333580 A JP13333580 A JP 13333580A JP S6057259 B2 JPS6057259 B2 JP S6057259B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- outputs
- difference
- frequency
- phase
- loss
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、大規模な回路になることが多い残留側波帯成
形フィルタを使用することなしに、容易にかつ安定に残
留側波帯を成形することができる新規な残留側波帯成形
回路に関するものである。
形フィルタを使用することなしに、容易にかつ安定に残
留側波帯を成形することができる新規な残留側波帯成形
回路に関するものである。
残留側波帯（以下ＶＳＢという）伝送方式は、実際上周
波数零で始まる電気信号、例えばビデオ帯域信号を変調
波として伝送する場合に必要なものである。
波数零で始まる電気信号、例えばビデオ帯域信号を変調
波として伝送する場合に必要なものである。
従来、ＶＳ均云送方式においては、実際上周波数零で始
まる電気信号（ベースバンド信号）によつて搬送波を変
調して、搬送波周波数帯でます両側波帯信号を生成し、
この両側波帯信号をＶＳＢ成形フィルタと呼ばれる回路
網に通すことによつて、ＶＳＲ口号を生成していた。こ
のような従来のＶＳ日言号生成方法では、搬送波周波数
の両側の等間隔離れた周波数における信号のスペクトラ
ムの絶対値和が一定になるように、回路網を設計する必
要があるが、素子のばらつき等に対する特性の安定性の
確保を考慮した場合、ＶＳＢ成形フィルタの設計は必ず
しも容易でなく、またその回路構成も、定抵抗回路網を
多段縦続に接続するなど、かなり大規模なものになるこ
とが多かつた。
まる電気信号（ベースバンド信号）によつて搬送波を変
調して、搬送波周波数帯でます両側波帯信号を生成し、
この両側波帯信号をＶＳＢ成形フィルタと呼ばれる回路
網に通すことによつて、ＶＳＲ口号を生成していた。こ
のような従来のＶＳ日言号生成方法では、搬送波周波数
の両側の等間隔離れた周波数における信号のスペクトラ
ムの絶対値和が一定になるように、回路網を設計する必
要があるが、素子のばらつき等に対する特性の安定性の
確保を考慮した場合、ＶＳＢ成形フィルタの設計は必ず
しも容易でなく、またその回路構成も、定抵抗回路網を
多段縦続に接続するなど、かなり大規模なものになるこ
とが多かつた。
すなわち実際問題として、残留側波帯の帯域幅をΔ（Ｈ
２）、搬送波周波数をｆｃ（Ｈ２）とした場合、Δ／
ｆｃが５％以下のＶＳＢ成形フィルタを実現することは
、構成部品（コイル、コンデンサおよび抵抗）の温度特
性やエージング安定度などを考慮すると、極めて困難て
ある。
２）、搬送波周波数をｆｃ（Ｈ２）とした場合、Δ／
ｆｃが５％以下のＶＳＢ成形フィルタを実現することは
、構成部品（コイル、コンデンサおよび抵抗）の温度特
性やエージング安定度などを考慮すると、極めて困難て
ある。
またこのような従来方式におけるごとく、変調後、搬送
波周波数帯でＶＳＢ成形を行なう場合は、ＶＳＢ成形回
路網から生じる遅延歪が搬送波周波数に対して対称でな
いため、この遅延歪の等化を搬送波周波数帯で行なわね
ばならず、従つてＶＳＢ成形回路網の遅延等化器の実現
に当つても、その特性の安定度確保の上て問題があつた
。
波周波数帯でＶＳＢ成形を行なう場合は、ＶＳＢ成形回
路網から生じる遅延歪が搬送波周波数に対して対称でな
いため、この遅延歪の等化を搬送波周波数帯で行なわね
ばならず、従つてＶＳＢ成形回路網の遅延等化器の実現
に当つても、その特性の安定度確保の上て問題があつた
。
本発明は、このような従来技術の欠点を除去しようとす
るものであつて、その目的は９０去位相差分波器と２個
の平衡変調器とを用いた変調回路に振幅等化器を挿入し
て残留側波帯成形回路を構成することによつて、回路規
模を大幅に縮小することがてきるとともに、きわめて安
定な回路を得ることができ、さらにＶＳＢ成形回路網に
おける群遅延歪の等化を基本波帯域で行なうことが可能
な回路形式を提供することにある。
るものであつて、その目的は９０去位相差分波器と２個
の平衡変調器とを用いた変調回路に振幅等化器を挿入し
て残留側波帯成形回路を構成することによつて、回路規
模を大幅に縮小することがてきるとともに、きわめて安
定な回路を得ることができ、さらにＶＳＢ成形回路網に
おける群遅延歪の等化を基本波帯域で行なうことが可能
な回路形式を提供することにある。
この目的を達成するため、本発明の残留側波帯成形回路
においては、基本波帯域の入力に対して残留側波帯周波
数幅に等しい周波数以上て一定損失を与え周波数零で該
一定損失よりより大きい損失を与える振幅等化器と、該
振幅等化器の出力を残留側波帯周波数幅に等しい周波数
以上で入出力間の位相特性の差がほぼ９０周になるよう
な２つの出力に分波する位相差分波器と、該位相差分波
器の２つの出力をそれぞれ９０と異なる位相の同一搬送
波によつて平衡変調する２つの平衡変調器と、該２つの
平衡変調器の出力の和または差を求める結合回路とを具
えたことを特徴とし、また基本波帯域の入力を残留側波
帯周波数幅にわたつて入出力間の位相特性の差がほぼ９
０幅になるような２つの出力に分波する位相差分波器と
、該位相差分波器の２つの出力をそれぞれ９０と異なる
位相の同一搬送波によつて平衡変調する２つの平衡変調
器と、該２つの平衡変調器の出力の和または差を求める
結合回路と、該結合回路の出力に対して搬送．波周波数
の両側に残留側波帯域幅だけ離れた周波数で一定値の損
失を与え搬送波周波数で該一定値よりより大きい損失を
与える振幅等化器とを具えたことを特徴としている。
においては、基本波帯域の入力に対して残留側波帯周波
数幅に等しい周波数以上て一定損失を与え周波数零で該
一定損失よりより大きい損失を与える振幅等化器と、該
振幅等化器の出力を残留側波帯周波数幅に等しい周波数
以上で入出力間の位相特性の差がほぼ９０周になるよう
な２つの出力に分波する位相差分波器と、該位相差分波
器の２つの出力をそれぞれ９０と異なる位相の同一搬送
波によつて平衡変調する２つの平衡変調器と、該２つの
平衡変調器の出力の和または差を求める結合回路とを具
えたことを特徴とし、また基本波帯域の入力を残留側波
帯周波数幅にわたつて入出力間の位相特性の差がほぼ９
０幅になるような２つの出力に分波する位相差分波器と
、該位相差分波器の２つの出力をそれぞれ９０と異なる
位相の同一搬送波によつて平衡変調する２つの平衡変調
器と、該２つの平衡変調器の出力の和または差を求める
結合回路と、該結合回路の出力に対して搬送．波周波数
の両側に残留側波帯域幅だけ離れた周波数で一定値の損
失を与え搬送波周波数で該一定値よりより大きい損失を
与える振幅等化器とを具えたことを特徴としている。
以下、実施例について説明する。
第１図は本発明の残留側波帯成形回路の一実施例の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
同図において１は基本波信号ＣＯＳ（２πＦｔ＋θｏ）
の入力端子、２は振幅等化器、３は９０ｔ位相差分波器
であつて、４，５，６はそれぞれ９０位位相差分波器３
−の入力端子、第１の出力端子および第２の出力端子で
ある。７，８はそれぞれ平衡変調器てあつて、それぞれ
周波数がＦｃで互いに９００位相が異なる２つの搬送波
ＣＯＳ２πＦｃｔ，ｃＯｓ（２πＦｃｔ＋Ｈ）によつて
それぞれの入力信号を平衡変調する。
の入力端子、２は振幅等化器、３は９０ｔ位相差分波器
であつて、４，５，６はそれぞれ９０位位相差分波器３
−の入力端子、第１の出力端子および第２の出力端子で
ある。７，８はそれぞれ平衡変調器てあつて、それぞれ
周波数がＦｃで互いに９００位相が異なる２つの搬送波
ＣＯＳ２πＦｃｔ，ｃＯｓ（２πＦｃｔ＋Ｈ）によつて
それぞれの入力信号を平衡変調する。
９，１０はそれぞれ平衡変調器７，８の出力端子、１１
は加算器てある。
は加算器てある。
また１２は加算器１１の出力端子であつて、ＶＳＢ成形
された搬送波帯域信号が出力される。第２図は第１図に
おける９０Ｂ位相差分波器３の位相特性を示す図である
。同図において横軸は周波数を示し、曲線Ａは入力端子
４と第１の出力端“子５間の位相０１の特性を示し、曲
線Ｂは入力端子４と第２の出力端子６間の位相θ２の特
性を示している。従つて両出力端子５，６間の位相差を
θとすると、０＝０１−０２であられされる。今、第２
図に示されるごとく、９００位相差分波器３における出
力位相差０が周波数ｆに対して０＝ニＨただしｆ１〈ｆ
＜Ｆ２・・・・（１）が成立し、周波数ｆがＯ＜ｆ＜．
ｆ１では、位相差Ｏが０からＨまで単調に増加するよう
に、その位相特性が設計されているものとする。また第
１図の振幅等化器２において、その出力／入力を示す振
幅特性Ａ（ｆ）が、次の関係を満たすように設計されて
いるものとする。
された搬送波帯域信号が出力される。第２図は第１図に
おける９０Ｂ位相差分波器３の位相特性を示す図である
。同図において横軸は周波数を示し、曲線Ａは入力端子
４と第１の出力端“子５間の位相０１の特性を示し、曲
線Ｂは入力端子４と第２の出力端子６間の位相θ２の特
性を示している。従つて両出力端子５，６間の位相差を
θとすると、０＝０１−０２であられされる。今、第２
図に示されるごとく、９００位相差分波器３における出
力位相差０が周波数ｆに対して０＝ニＨただしｆ１〈ｆ
＜Ｆ２・・・・（１）が成立し、周波数ｆがＯ＜ｆ＜．
ｆ１では、位相差Ｏが０からＨまで単調に増加するよう
に、その位相特性が設計されているものとする。また第
１図の振幅等化器２において、その出力／入力を示す振
幅特性Ａ（ｆ）が、次の関係を満たすように設計されて
いるものとする。
ただし０くｆ＜ｆ１ ・・・（２）Ａ
（ｆ）＝１ ただしｆ１〈ｆ＜Ｆ２第３図は振幅等化
器の損失特性（−２０１０ｇＡ（ｆ））を示している。
（ｆ）＝１ ただしｆ１〈ｆ＜Ｆ２第３図は振幅等化
器の損失特性（−２０１０ｇＡ（ｆ））を示している。
従つて平衡変調器７，８のそれぞれの出力端子９，１０
における出力はそれぞれ次式によつて表わされる。
における出力はそれぞれ次式によつて表わされる。
ただし以後においては、０。は振幅等化器の位相特性に
よつて修正された値と考えて、振幅等化器による位相特
性を省略して考察する。端子９の出力両出力は加算器１
１を経て加算されて、出力端子１２に和の出力を生じる
。
よつて修正された値と考えて、振幅等化器による位相特
性を省略して考察する。端子９の出力両出力は加算器１
１を経て加算されて、出力端子１２に和の出力を生じる
。
端子１２の出力
（１）式が成立する帯域（ｆ１くｆ＜Ｆ２）てはＡ（ｆ
）＝１であるから端子１２の出力士ＣＯＳ（２π（ＦＯ
＋ｆ）ｔ＋θ０＋０１）となつて上側波帯成分のみとな
り、下側波帯成分すなわち周波数（ＦＯ−ｆ）の成分は
消失する。
）＝１であるから端子１２の出力士ＣＯＳ（２π（ＦＯ
＋ｆ）ｔ＋θ０＋０１）となつて上側波帯成分のみとな
り、下側波帯成分すなわち周波数（ＦＯ−ｆ）の成分は
消失する。
もしも（３），（４）式の差をとれば、上側波帯成分が
消失して、下側波帯成分のみが残る。次に入力信号周波
数ｆが０くｆ＜．ｆ１の間にある場合に相当する搬送波
帯域（Ｆｃ−ｆ１）から（Ｆｃ＋ｆ１）までの間の周波
数帯について検討する。
消失して、下側波帯成分のみが残る。次に入力信号周波
数ｆが０くｆ＜．ｆ１の間にある場合に相当する搬送波
帯域（Ｆｃ−ｆ１）から（Ｆｃ＋ｆ１）までの間の周波
数帯について検討する。
今、（５）式を次のように書きかえる。端子１２の出力
ただし（６）式において である。
ただし（６）式において である。
前述のように（２）式から帯域（イ）〈ｆ＜ｆ１）では
Ａ（ｆ）＝（１＋ＣＯｓθ）−＋であるから次式が成立
する。
Ａ（ｆ）＝（１＋ＣＯｓθ）−＋であるから次式が成立
する。
また、ｆ＝０では０１＝θ２＝０であり、従つてである
から、次式が成立する。
から、次式が成立する。
（１１），（１２）式から、帯域（イ）くｆ＜ｆ１）に
相当する搬送波帯の信号成分は搬送波周波数Ｆｃの両側
に生じ、その振幅の絶対値和が１に等しく、かつ位相が
搬送波Ｆｃの位相を基準にして逆相になつていることが
示される。
相当する搬送波帯の信号成分は搬送波周波数Ｆｃの両側
に生じ、その振幅の絶対値和が１に等しく、かつ位相が
搬送波Ｆｃの位相を基準にして逆相になつていることが
示される。
従つて、第１図に示された本発明の残留側波帯成形回路
によつて、ＶＳＢ成形を行ない得ることが明らかである
。第４図は第１図の残留側波帯成形回路による、搬送波
帯における信号成分スペクトラムの一例を示している。
によつて、ＶＳＢ成形を行ない得ることが明らかである
。第４図は第１図の残留側波帯成形回路による、搬送波
帯における信号成分スペクトラムの一例を示している。
同図にみられるごとく搬送波ＦＯにおける振幅は帯域（
ｆ１くｆ＜Ｆ２）における振幅の１１２あり、所望のＶ
ＳＢ信号が成形されてい”る。以上においては、振幅等
化器を周波数零から始まる基本波周波数帯域において挿
入する場合について説明したが、これを搬送波周波数帯
域において挿入することも可能であり、この場合は振幅
等化器を第１図の出力端子１２に接続すればよい。
ｆ１くｆ＜Ｆ２）における振幅の１１２あり、所望のＶ
ＳＢ信号が成形されてい”る。以上においては、振幅等
化器を周波数零から始まる基本波周波数帯域において挿
入する場合について説明したが、これを搬送波周波数帯
域において挿入することも可能であり、この場合は振幅
等化器を第１図の出力端子１２に接続すればよい。
振幅等化器を搬送波周波数帯域で挿入した場合における
振幅等化器の損失特性は、位相差分波器の特性から一義
的に定まるわけではないが、搬送波周波数Ｆｃにおいて
ほぼ３ｄＢ、周波数（Ｆｃ−Ｆｊｌ）および（Ｆｃ＋ｆ
１）において０ｄＢにすればよいことは前述の説明から
明らかである。第５図は搬送波周波数帯域において振幅
等化器を挿入する場合における振幅等化器損失特性の概
略を示す図である。
振幅等化器の損失特性は、位相差分波器の特性から一義
的に定まるわけではないが、搬送波周波数Ｆｃにおいて
ほぼ３ｄＢ、周波数（Ｆｃ−Ｆｊｌ）および（Ｆｃ＋ｆ
１）において０ｄＢにすればよいことは前述の説明から
明らかである。第５図は搬送波周波数帯域において振幅
等化器を挿入する場合における振幅等化器損失特性の概
略を示す図である。
同図にみられるごとく、搬送波周波数ＦＯにおいて損失
より、周波数（ＦＯ−ｆ１）および周波数帯域（Ｆｃ＋
ｆ１）ないし（ＦＯ＋Ｆ２）において損失αＢであるこ
とが示されている。なお以上において説明した振幅等化
器の実現性については、既存の設計技術を用いて、次数
２ないし４程度（コイル数２ないし４）て容易に実現可
能なものであつて、全く問題がない。
より、周波数（ＦＯ−ｆ１）および周波数帯域（Ｆｃ＋
ｆ１）ないし（ＦＯ＋Ｆ２）において損失αＢであるこ
とが示されている。なお以上において説明した振幅等化
器の実現性については、既存の設計技術を用いて、次数
２ないし４程度（コイル数２ないし４）て容易に実現可
能なものであつて、全く問題がない。
以上説明したように本発明の残留側波帯成形回路によれ
ば、次のような種々の効果がある。
ば、次のような種々の効果がある。
すなわちます本発明の残留側波帯成形回路における位相
差分波器の回路規模は、周波数比Ｆｃ／ｆ１が２咽度で
も一次の遅延等化器５セクション程度で構成可能である
。従つて従来の回路に比べ、変調器が増加することを考
慮しても、回路素子数を大幅に減少することが可能であ
る。次に基本波帯域でＶＳＢ成形を行なうことができる
ので、きわめて特性の安定な回路を得ることが可能であ
る。さらに従来、ＶＳＢ成形回路模における群遅延歪は
、搬送波帯域で等化されなければならなかつたが、搬一
送波周波数に対しては対称な位相特性が得られる本発明
の回路によれば、基本波帯域での遅延等化が可能である
。従つてＶＳＢ成形回路網から生じる遅延歪の等化のた
めの遅延等化器を、ベースバンドフイルタ例えば帯域制
限用ナイキストフィルタから生じる遅延歪の等化の目的
にも使用することが可能である。従つて装置全体の遅延
等化器の規模を大幅に縮小するとともに安定度を大幅に
向上することが可能である。
差分波器の回路規模は、周波数比Ｆｃ／ｆ１が２咽度で
も一次の遅延等化器５セクション程度で構成可能である
。従つて従来の回路に比べ、変調器が増加することを考
慮しても、回路素子数を大幅に減少することが可能であ
る。次に基本波帯域でＶＳＢ成形を行なうことができる
ので、きわめて特性の安定な回路を得ることが可能であ
る。さらに従来、ＶＳＢ成形回路模における群遅延歪は
、搬送波帯域で等化されなければならなかつたが、搬一
送波周波数に対しては対称な位相特性が得られる本発明
の回路によれば、基本波帯域での遅延等化が可能である
。従つてＶＳＢ成形回路網から生じる遅延歪の等化のた
めの遅延等化器を、ベースバンドフイルタ例えば帯域制
限用ナイキストフィルタから生じる遅延歪の等化の目的
にも使用することが可能である。従つて装置全体の遅延
等化器の規模を大幅に縮小するとともに安定度を大幅に
向上することが可能である。
第１図は本発明の残留側波帯成形回路の一実施例の構成
を示すブロック図、第２図は９０実位相差・分波器の位
相特性を示す図、第３図は振幅等化器の損失特性を示す
図、第４図は第１図の残留側波帯成形回路による搬送波
帯における信号成分スペクトラムの一例を示す図、第５
図は搬送波周波数帯域において振幅等化器を挿入する場
合における振幅等化器損失特性の概略を示す図である。
を示すブロック図、第２図は９０実位相差・分波器の位
相特性を示す図、第３図は振幅等化器の損失特性を示す
図、第４図は第１図の残留側波帯成形回路による搬送波
帯における信号成分スペクトラムの一例を示す図、第５
図は搬送波周波数帯域において振幅等化器を挿入する場
合における振幅等化器損失特性の概略を示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 基本波帯域の入力に対して残留側波帯周波数幅に等
しい周波数以上で一定損失を与え周波数零で該一定損失
より３ｄＢ大きい損失を与える振幅等化器と、該振幅等
化器の出力を残留側波帯周波数幅に等しい周波数以上で
入出力間の位相特性の差がほぼ９０゜になるような２つ
の出力に分波する位相差分波器と、該位相差分波器の２
つの出力をそれぞれ９０゜異なる位相の同一搬送波によ
つて平衡変調する２つの平衡変調器と、該２つの平衡変
調器の出力の和または差を求める結合回路とを具えたこ
とを特徴とする残留側波帯成形回路。 ２ 基本波帯域の入力を残留側波帯周波数幅にわたつて
入出力間の位相特性の差がほぼ９０゜になるような２つ
の出力に分波する位相差分波器と、該位相差分波器の２
つの出力をそれぞれ９０゜異なる位相の同一搬送波によ
つて平衡変調する２つの平衡変調器と、該２つの平衡変
調器の出力の和または差を求める結合回路と、該結合回
路の出力に対して搬送波周波数の両側に残留側波帯域幅
だけ離れた周波数で一定値の損失を与え搬送波周波数で
該一定値より３ｄＢ大きい損失を与える振幅等化器とを
具えたことを特徴とする残留側波帯成形回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13333580A JPS6057259B2 (ja) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | 残留側波帯成形回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13333580A JPS6057259B2 (ja) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | 残留側波帯成形回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5758448A JPS5758448A (en) | 1982-04-08 |
| JPS6057259B2 true JPS6057259B2 (ja) | 1985-12-13 |
Family
ID=15102306
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13333580A Expired JPS6057259B2 (ja) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | 残留側波帯成形回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6057259B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0426582B2 (ja) * | 1986-10-09 | 1992-05-07 | Aiphone Co Ltd | |
| US8834792B2 (en) | 2009-11-13 | 2014-09-16 | 3M Innovative Properties Company | Systems for processing sample processing devices |
| US8931331B2 (en) | 2011-05-18 | 2015-01-13 | 3M Innovative Properties Company | Systems and methods for volumetric metering on a sample processing device |
| US9067205B2 (en) | 2011-05-18 | 2015-06-30 | 3M Innovative Properties Company | Systems and methods for valving on a sample processing device |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60164159U (ja) * | 1984-04-09 | 1985-10-31 | 蟹 真夫 | 伝動装置 |
| JPS61502000A (ja) * | 1984-04-26 | 1986-09-11 | チンザ−・テクステイルマシイネン・ゲゼルシヤフト・ミト・ベシユレンクテル・ハフツング | 精紡機 |
| JPS6312725A (ja) * | 1986-07-01 | 1988-01-20 | Kanebo Ltd | ダブルツイスタ− |
| JPS63186780U (ja) * | 1987-05-25 | 1988-11-30 | ||
| JP4932813B2 (ja) * | 2008-10-28 | 2012-05-16 | 昭夫 小林 | 伸縮可能な除草剤散布カバー |
-
1980
- 1980-09-25 JP JP13333580A patent/JPS6057259B2/ja not_active Expired
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0426582B2 (ja) * | 1986-10-09 | 1992-05-07 | Aiphone Co Ltd | |
| US8834792B2 (en) | 2009-11-13 | 2014-09-16 | 3M Innovative Properties Company | Systems for processing sample processing devices |
| US8931331B2 (en) | 2011-05-18 | 2015-01-13 | 3M Innovative Properties Company | Systems and methods for volumetric metering on a sample processing device |
| US9067205B2 (en) | 2011-05-18 | 2015-06-30 | 3M Innovative Properties Company | Systems and methods for valving on a sample processing device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5758448A (en) | 1982-04-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH07326951A (ja) | ベースバンド・フィルタリングを用いた変調器と復調器 | |
| KR20060039914A (ko) | 신호 처리를 위한 장치 및 방법 | |
| JPS6057259B2 (ja) | 残留側波帯成形回路 | |
| CA1137579A (en) | Transmission system for the transmission of data pulses | |
| JPH0127614B2 (ja) | ||
| Viterbi et al. | Optimum coherent phase and frequency demodulation of a class of modulating spectra | |
| US3753115A (en) | Arrangement for frequency transposition of analog signals | |
| US5822020A (en) | Method and device for generating a modulated television signal | |
| JPH0578225B2 (ja) | ||
| US8374567B2 (en) | High speed serial link with power spectral density frequency response suppression | |
| JPH084277B2 (ja) | デジタル通信システム | |
| CN114389626A (zh) | 一种高速数字信号通道解调*** | |
| US2550595A (en) | Equalizer for transmission lines | |
| JPS62210760A (ja) | 受信装置及びその方法 | |
| JPH05508275A (ja) | ウェストンクリーンｐａｌにおける集合及び分割のための非鮮鋭遮断フィルタ | |
| US5875005A (en) | Method for generating a modulated television signal | |
| TWI610566B (zh) | 電視影音訊號處理電路及相關的電視訊號處理方法 | |
| GB363904A (en) | Improvements in or relating to high frequency transmission systems | |
| JPS59147548A (ja) | デジタルラジオリンクの自動適応振幅等化装置 | |
| Rieke et al. | L3 coaxial system-Television terminals | |
| US3277376A (en) | Compatible single sideband radio transmission system | |
| JPS59112714A (ja) | 自動波形等化装置 | |
| US3548313A (en) | Bivalent pulse transmitter with output spectrum having prescribed transfer function | |
| Alijan et al. | Complex digital compensator for RF filter distortions | |
| SU649142A1 (ru) | Адаптивный корректор фазомодулированных сигналов |