JPS6057259B2 - 残留側波帯成形回路 - Google Patents
残留側波帯成形回路Info
- Publication number
- JPS6057259B2 JPS6057259B2 JP13333580A JP13333580A JPS6057259B2 JP S6057259 B2 JPS6057259 B2 JP S6057259B2 JP 13333580 A JP13333580 A JP 13333580A JP 13333580 A JP13333580 A JP 13333580A JP S6057259 B2 JPS6057259 B2 JP S6057259B2
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- JP
- Japan
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- frequency
- phase
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- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、大規模な回路になることが多い残留側波帯成
形フィルタを使用することなしに、容易にかつ安定に残
留側波帯を成形することができる新規な残留側波帯成形
回路に関するものである。
形フィルタを使用することなしに、容易にかつ安定に残
留側波帯を成形することができる新規な残留側波帯成形
回路に関するものである。
残留側波帯(以下VSBという)伝送方式は、実際上周
波数零で始まる電気信号、例えばビデオ帯域信号を変調
波として伝送する場合に必要なものである。
波数零で始まる電気信号、例えばビデオ帯域信号を変調
波として伝送する場合に必要なものである。
従来、VS均云送方式においては、実際上周波数零で始
まる電気信号(ベースバンド信号)によつて搬送波を変
調して、搬送波周波数帯でます両側波帯信号を生成し、
この両側波帯信号をVSB成形フィルタと呼ばれる回路
網に通すことによつて、VSR口号を生成していた。こ
のような従来のVS日言号生成方法では、搬送波周波数
の両側の等間隔離れた周波数における信号のスペクトラ
ムの絶対値和が一定になるように、回路網を設計する必
要があるが、素子のばらつき等に対する特性の安定性の
確保を考慮した場合、VSB成形フィルタの設計は必ず
しも容易でなく、またその回路構成も、定抵抗回路網を
多段縦続に接続するなど、かなり大規模なものになるこ
とが多かつた。
まる電気信号(ベースバンド信号)によつて搬送波を変
調して、搬送波周波数帯でます両側波帯信号を生成し、
この両側波帯信号をVSB成形フィルタと呼ばれる回路
網に通すことによつて、VSR口号を生成していた。こ
のような従来のVS日言号生成方法では、搬送波周波数
の両側の等間隔離れた周波数における信号のスペクトラ
ムの絶対値和が一定になるように、回路網を設計する必
要があるが、素子のばらつき等に対する特性の安定性の
確保を考慮した場合、VSB成形フィルタの設計は必ず
しも容易でなく、またその回路構成も、定抵抗回路網を
多段縦続に接続するなど、かなり大規模なものになるこ
とが多かつた。
すなわち実際問題として、残留側波帯の帯域幅をΔ(H
2)、搬送波周波数をfc(H2)とした場合、Δ/
fcが5%以下のVSB成形フィルタを実現することは
、構成部品(コイル、コンデンサおよび抵抗)の温度特
性やエージング安定度などを考慮すると、極めて困難て
ある。
2)、搬送波周波数をfc(H2)とした場合、Δ/
fcが5%以下のVSB成形フィルタを実現することは
、構成部品(コイル、コンデンサおよび抵抗)の温度特
性やエージング安定度などを考慮すると、極めて困難て
ある。
またこのような従来方式におけるごとく、変調後、搬送
波周波数帯でVSB成形を行なう場合は、VSB成形回
路網から生じる遅延歪が搬送波周波数に対して対称でな
いため、この遅延歪の等化を搬送波周波数帯で行なわね
ばならず、従つてVSB成形回路網の遅延等化器の実現
に当つても、その特性の安定度確保の上て問題があつた
。
波周波数帯でVSB成形を行なう場合は、VSB成形回
路網から生じる遅延歪が搬送波周波数に対して対称でな
いため、この遅延歪の等化を搬送波周波数帯で行なわね
ばならず、従つてVSB成形回路網の遅延等化器の実現
に当つても、その特性の安定度確保の上て問題があつた
。
本発明は、このような従来技術の欠点を除去しようとす
るものであつて、その目的は90去位相差分波器と2個
の平衡変調器とを用いた変調回路に振幅等化器を挿入し
て残留側波帯成形回路を構成することによつて、回路規
模を大幅に縮小することがてきるとともに、きわめて安
定な回路を得ることができ、さらにVSB成形回路網に
おける群遅延歪の等化を基本波帯域で行なうことが可能
な回路形式を提供することにある。
るものであつて、その目的は90去位相差分波器と2個
の平衡変調器とを用いた変調回路に振幅等化器を挿入し
て残留側波帯成形回路を構成することによつて、回路規
模を大幅に縮小することがてきるとともに、きわめて安
定な回路を得ることができ、さらにVSB成形回路網に
おける群遅延歪の等化を基本波帯域で行なうことが可能
な回路形式を提供することにある。
この目的を達成するため、本発明の残留側波帯成形回路
においては、基本波帯域の入力に対して残留側波帯周波
数幅に等しい周波数以上て一定損失を与え周波数零で該
一定損失よりより大きい損失を与える振幅等化器と、該
振幅等化器の出力を残留側波帯周波数幅に等しい周波数
以上で入出力間の位相特性の差がほぼ90周になるよう
な2つの出力に分波する位相差分波器と、該位相差分波
器の2つの出力をそれぞれ90と異なる位相の同一搬送
波によつて平衡変調する2つの平衡変調器と、該2つの
平衡変調器の出力の和または差を求める結合回路とを具
えたことを特徴とし、また基本波帯域の入力を残留側波
帯周波数幅にわたつて入出力間の位相特性の差がほぼ9
0幅になるような2つの出力に分波する位相差分波器と
、該位相差分波器の2つの出力をそれぞれ90と異なる
位相の同一搬送波によつて平衡変調する2つの平衡変調
器と、該2つの平衡変調器の出力の和または差を求める
結合回路と、該結合回路の出力に対して搬送.波周波数
の両側に残留側波帯域幅だけ離れた周波数で一定値の損
失を与え搬送波周波数で該一定値よりより大きい損失を
与える振幅等化器とを具えたことを特徴としている。
においては、基本波帯域の入力に対して残留側波帯周波
数幅に等しい周波数以上て一定損失を与え周波数零で該
一定損失よりより大きい損失を与える振幅等化器と、該
振幅等化器の出力を残留側波帯周波数幅に等しい周波数
以上で入出力間の位相特性の差がほぼ90周になるよう
な2つの出力に分波する位相差分波器と、該位相差分波
器の2つの出力をそれぞれ90と異なる位相の同一搬送
波によつて平衡変調する2つの平衡変調器と、該2つの
平衡変調器の出力の和または差を求める結合回路とを具
えたことを特徴とし、また基本波帯域の入力を残留側波
帯周波数幅にわたつて入出力間の位相特性の差がほぼ9
0幅になるような2つの出力に分波する位相差分波器と
、該位相差分波器の2つの出力をそれぞれ90と異なる
位相の同一搬送波によつて平衡変調する2つの平衡変調
器と、該2つの平衡変調器の出力の和または差を求める
結合回路と、該結合回路の出力に対して搬送.波周波数
の両側に残留側波帯域幅だけ離れた周波数で一定値の損
失を与え搬送波周波数で該一定値よりより大きい損失を
与える振幅等化器とを具えたことを特徴としている。
以下、実施例について説明する。
第1図は本発明の残留側波帯成形回路の一実施例の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
同図において1は基本波信号COS(2πFt+θo)
の入力端子、2は振幅等化器、3は90t位相差分波器
であつて、4,5,6はそれぞれ90位位相差分波器3
−の入力端子、第1の出力端子および第2の出力端子で
ある。7,8はそれぞれ平衡変調器てあつて、それぞれ
周波数がFcで互いに900位相が異なる2つの搬送波
COS2πFct,cOs(2πFct+H)によつて
それぞれの入力信号を平衡変調する。
の入力端子、2は振幅等化器、3は90t位相差分波器
であつて、4,5,6はそれぞれ90位位相差分波器3
−の入力端子、第1の出力端子および第2の出力端子で
ある。7,8はそれぞれ平衡変調器てあつて、それぞれ
周波数がFcで互いに900位相が異なる2つの搬送波
COS2πFct,cOs(2πFct+H)によつて
それぞれの入力信号を平衡変調する。
9,10はそれぞれ平衡変調器7,8の出力端子、11
は加算器てある。
は加算器てある。
また12は加算器11の出力端子であつて、VSB成形
された搬送波帯域信号が出力される。第2図は第1図に
おける90B位相差分波器3の位相特性を示す図である
。同図において横軸は周波数を示し、曲線Aは入力端子
4と第1の出力端“子5間の位相01の特性を示し、曲
線Bは入力端子4と第2の出力端子6間の位相θ2の特
性を示している。従つて両出力端子5,6間の位相差を
θとすると、0=01−02であられされる。今、第2
図に示されるごとく、900位相差分波器3における出
力位相差0が周波数fに対して0=ニHただしf1〈f
<F2・・・・(1)が成立し、周波数fがO<f<.
f1では、位相差Oが0からHまで単調に増加するよう
に、その位相特性が設計されているものとする。また第
1図の振幅等化器2において、その出力/入力を示す振
幅特性A(f)が、次の関係を満たすように設計されて
いるものとする。
された搬送波帯域信号が出力される。第2図は第1図に
おける90B位相差分波器3の位相特性を示す図である
。同図において横軸は周波数を示し、曲線Aは入力端子
4と第1の出力端“子5間の位相01の特性を示し、曲
線Bは入力端子4と第2の出力端子6間の位相θ2の特
性を示している。従つて両出力端子5,6間の位相差を
θとすると、0=01−02であられされる。今、第2
図に示されるごとく、900位相差分波器3における出
力位相差0が周波数fに対して0=ニHただしf1〈f
<F2・・・・(1)が成立し、周波数fがO<f<.
f1では、位相差Oが0からHまで単調に増加するよう
に、その位相特性が設計されているものとする。また第
1図の振幅等化器2において、その出力/入力を示す振
幅特性A(f)が、次の関係を満たすように設計されて
いるものとする。
ただし0くf<f1 ・・・(2)A
(f)=1 ただしf1〈f<F2第3図は振幅等化
器の損失特性(−2010gA(f))を示している。
(f)=1 ただしf1〈f<F2第3図は振幅等化
器の損失特性(−2010gA(f))を示している。
従つて平衡変調器7,8のそれぞれの出力端子9,10
における出力はそれぞれ次式によつて表わされる。
における出力はそれぞれ次式によつて表わされる。
ただし以後においては、0。は振幅等化器の位相特性に
よつて修正された値と考えて、振幅等化器による位相特
性を省略して考察する。端子9の出力両出力は加算器1
1を経て加算されて、出力端子12に和の出力を生じる
。
よつて修正された値と考えて、振幅等化器による位相特
性を省略して考察する。端子9の出力両出力は加算器1
1を経て加算されて、出力端子12に和の出力を生じる
。
端子12の出力
(1)式が成立する帯域(f1くf<F2)てはA(f
)=1であるから端子12の出力士COS(2π(FO
+f)t+θ0+01)となつて上側波帯成分のみとな
り、下側波帯成分すなわち周波数(FO−f)の成分は
消失する。
)=1であるから端子12の出力士COS(2π(FO
+f)t+θ0+01)となつて上側波帯成分のみとな
り、下側波帯成分すなわち周波数(FO−f)の成分は
消失する。
もしも(3),(4)式の差をとれば、上側波帯成分が
消失して、下側波帯成分のみが残る。次に入力信号周波
数fが0くf<.f1の間にある場合に相当する搬送波
帯域(Fc−f1)から(Fc+f1)までの間の周波
数帯について検討する。
消失して、下側波帯成分のみが残る。次に入力信号周波
数fが0くf<.f1の間にある場合に相当する搬送波
帯域(Fc−f1)から(Fc+f1)までの間の周波
数帯について検討する。
今、(5)式を次のように書きかえる。端子12の出力
ただし(6)式において である。
ただし(6)式において である。
前述のように(2)式から帯域(イ)〈f<f1)では
A(f)=(1+COsθ)−+であるから次式が成立
する。
A(f)=(1+COsθ)−+であるから次式が成立
する。
また、f=0では01=θ2=0であり、従つてである
から、次式が成立する。
から、次式が成立する。
(11),(12)式から、帯域(イ)くf<f1)に
相当する搬送波帯の信号成分は搬送波周波数Fcの両側
に生じ、その振幅の絶対値和が1に等しく、かつ位相が
搬送波Fcの位相を基準にして逆相になつていることが
示される。
相当する搬送波帯の信号成分は搬送波周波数Fcの両側
に生じ、その振幅の絶対値和が1に等しく、かつ位相が
搬送波Fcの位相を基準にして逆相になつていることが
示される。
従つて、第1図に示された本発明の残留側波帯成形回路
によつて、VSB成形を行ない得ることが明らかである
。第4図は第1図の残留側波帯成形回路による、搬送波
帯における信号成分スペクトラムの一例を示している。
によつて、VSB成形を行ない得ることが明らかである
。第4図は第1図の残留側波帯成形回路による、搬送波
帯における信号成分スペクトラムの一例を示している。
同図にみられるごとく搬送波FOにおける振幅は帯域(
f1くf<F2)における振幅の112あり、所望のV
SB信号が成形されてい”る。以上においては、振幅等
化器を周波数零から始まる基本波周波数帯域において挿
入する場合について説明したが、これを搬送波周波数帯
域において挿入することも可能であり、この場合は振幅
等化器を第1図の出力端子12に接続すればよい。
f1くf<F2)における振幅の112あり、所望のV
SB信号が成形されてい”る。以上においては、振幅等
化器を周波数零から始まる基本波周波数帯域において挿
入する場合について説明したが、これを搬送波周波数帯
域において挿入することも可能であり、この場合は振幅
等化器を第1図の出力端子12に接続すればよい。
振幅等化器を搬送波周波数帯域で挿入した場合における
振幅等化器の損失特性は、位相差分波器の特性から一義
的に定まるわけではないが、搬送波周波数Fcにおいて
ほぼ3dB、周波数(Fc−Fjl)および(Fc+f
1)において0dBにすればよいことは前述の説明から
明らかである。第5図は搬送波周波数帯域において振幅
等化器を挿入する場合における振幅等化器損失特性の概
略を示す図である。
振幅等化器の損失特性は、位相差分波器の特性から一義
的に定まるわけではないが、搬送波周波数Fcにおいて
ほぼ3dB、周波数(Fc−Fjl)および(Fc+f
1)において0dBにすればよいことは前述の説明から
明らかである。第5図は搬送波周波数帯域において振幅
等化器を挿入する場合における振幅等化器損失特性の概
略を示す図である。
同図にみられるごとく、搬送波周波数FOにおいて損失
より、周波数(FO−f1)および周波数帯域(Fc+
f1)ないし(FO+F2)において損失αBであるこ
とが示されている。なお以上において説明した振幅等化
器の実現性については、既存の設計技術を用いて、次数
2ないし4程度(コイル数2ないし4)て容易に実現可
能なものであつて、全く問題がない。
より、周波数(FO−f1)および周波数帯域(Fc+
f1)ないし(FO+F2)において損失αBであるこ
とが示されている。なお以上において説明した振幅等化
器の実現性については、既存の設計技術を用いて、次数
2ないし4程度(コイル数2ないし4)て容易に実現可
能なものであつて、全く問題がない。
以上説明したように本発明の残留側波帯成形回路によれ
ば、次のような種々の効果がある。
ば、次のような種々の効果がある。
すなわちます本発明の残留側波帯成形回路における位相
差分波器の回路規模は、周波数比Fc/f1が2咽度で
も一次の遅延等化器5セクション程度で構成可能である
。従つて従来の回路に比べ、変調器が増加することを考
慮しても、回路素子数を大幅に減少することが可能であ
る。次に基本波帯域でVSB成形を行なうことができる
ので、きわめて特性の安定な回路を得ることが可能であ
る。さらに従来、VSB成形回路模における群遅延歪は
、搬送波帯域で等化されなければならなかつたが、搬一
送波周波数に対しては対称な位相特性が得られる本発明
の回路によれば、基本波帯域での遅延等化が可能である
。従つてVSB成形回路網から生じる遅延歪の等化のた
めの遅延等化器を、ベースバンドフイルタ例えば帯域制
限用ナイキストフィルタから生じる遅延歪の等化の目的
にも使用することが可能である。従つて装置全体の遅延
等化器の規模を大幅に縮小するとともに安定度を大幅に
向上することが可能である。
差分波器の回路規模は、周波数比Fc/f1が2咽度で
も一次の遅延等化器5セクション程度で構成可能である
。従つて従来の回路に比べ、変調器が増加することを考
慮しても、回路素子数を大幅に減少することが可能であ
る。次に基本波帯域でVSB成形を行なうことができる
ので、きわめて特性の安定な回路を得ることが可能であ
る。さらに従来、VSB成形回路模における群遅延歪は
、搬送波帯域で等化されなければならなかつたが、搬一
送波周波数に対しては対称な位相特性が得られる本発明
の回路によれば、基本波帯域での遅延等化が可能である
。従つてVSB成形回路網から生じる遅延歪の等化のた
めの遅延等化器を、ベースバンドフイルタ例えば帯域制
限用ナイキストフィルタから生じる遅延歪の等化の目的
にも使用することが可能である。従つて装置全体の遅延
等化器の規模を大幅に縮小するとともに安定度を大幅に
向上することが可能である。
第1図は本発明の残留側波帯成形回路の一実施例の構成
を示すブロック図、第2図は90実位相差・分波器の位
相特性を示す図、第3図は振幅等化器の損失特性を示す
図、第4図は第1図の残留側波帯成形回路による搬送波
帯における信号成分スペクトラムの一例を示す図、第5
図は搬送波周波数帯域において振幅等化器を挿入する場
合における振幅等化器損失特性の概略を示す図である。
を示すブロック図、第2図は90実位相差・分波器の位
相特性を示す図、第3図は振幅等化器の損失特性を示す
図、第4図は第1図の残留側波帯成形回路による搬送波
帯における信号成分スペクトラムの一例を示す図、第5
図は搬送波周波数帯域において振幅等化器を挿入する場
合における振幅等化器損失特性の概略を示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 基本波帯域の入力に対して残留側波帯周波数幅に等
しい周波数以上で一定損失を与え周波数零で該一定損失
より3dB大きい損失を与える振幅等化器と、該振幅等
化器の出力を残留側波帯周波数幅に等しい周波数以上で
入出力間の位相特性の差がほぼ90゜になるような2つ
の出力に分波する位相差分波器と、該位相差分波器の2
つの出力をそれぞれ90゜異なる位相の同一搬送波によ
つて平衡変調する2つの平衡変調器と、該2つの平衡変
調器の出力の和または差を求める結合回路とを具えたこ
とを特徴とする残留側波帯成形回路。 2 基本波帯域の入力を残留側波帯周波数幅にわたつて
入出力間の位相特性の差がほぼ90゜になるような2つ
の出力に分波する位相差分波器と、該位相差分波器の2
つの出力をそれぞれ90゜異なる位相の同一搬送波によ
つて平衡変調する2つの平衡変調器と、該2つの平衡変
調器の出力の和または差を求める結合回路と、該結合回
路の出力に対して搬送波周波数の両側に残留側波帯域幅
だけ離れた周波数で一定値の損失を与え搬送波周波数で
該一定値より3dB大きい損失を与える振幅等化器とを
具えたことを特徴とする残留側波帯成形回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13333580A JPS6057259B2 (ja) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | 残留側波帯成形回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13333580A JPS6057259B2 (ja) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | 残留側波帯成形回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5758448A JPS5758448A (en) | 1982-04-08 |
JPS6057259B2 true JPS6057259B2 (ja) | 1985-12-13 |
Family
ID=15102306
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13333580A Expired JPS6057259B2 (ja) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | 残留側波帯成形回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6057259B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0426582B2 (ja) * | 1986-10-09 | 1992-05-07 | Aiphone Co Ltd | |
US8834792B2 (en) | 2009-11-13 | 2014-09-16 | 3M Innovative Properties Company | Systems for processing sample processing devices |
US8931331B2 (en) | 2011-05-18 | 2015-01-13 | 3M Innovative Properties Company | Systems and methods for volumetric metering on a sample processing device |
US9067205B2 (en) | 2011-05-18 | 2015-06-30 | 3M Innovative Properties Company | Systems and methods for valving on a sample processing device |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60164159U (ja) * | 1984-04-09 | 1985-10-31 | 蟹 真夫 | 伝動装置 |
JPS61502000A (ja) * | 1984-04-26 | 1986-09-11 | チンザ−・テクステイルマシイネン・ゲゼルシヤフト・ミト・ベシユレンクテル・ハフツング | 精紡機 |
JPS6312725A (ja) * | 1986-07-01 | 1988-01-20 | Kanebo Ltd | ダブルツイスタ− |
JPS63186780U (ja) * | 1987-05-25 | 1988-11-30 | ||
JP4932813B2 (ja) * | 2008-10-28 | 2012-05-16 | 昭夫 小林 | 伸縮可能な除草剤散布カバー |
-
1980
- 1980-09-25 JP JP13333580A patent/JPS6057259B2/ja not_active Expired
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH0426582B2 (ja) * | 1986-10-09 | 1992-05-07 | Aiphone Co Ltd | |
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5758448A (en) | 1982-04-08 |
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