JPH084277B2 - デジタル通信システム - Google Patents
デジタル通信システムInfo
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- JPH084277B2 JPH084277B2 JP62262932A JP26293287A JPH084277B2 JP H084277 B2 JPH084277 B2 JP H084277B2 JP 62262932 A JP62262932 A JP 62262932A JP 26293287 A JP26293287 A JP 26293287A JP H084277 B2 JPH084277 B2 JP H084277B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- equalizer
- receiver
- carrier signal
- communication system
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
- H04L27/363—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated using non - square modulating pulses, modulators specifically designed for this
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3881—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using sampling and digital processing, not including digital systems which imitate heterodyne or homodyne demodulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明はデジタル通信方式に関し、特に、情報が直
交位相関係にある搬送波信号、即ち、相互に90度の位相
角を有する搬送波信号で伝ぱんされるデジタル通信方式
に関する。
交位相関係にある搬送波信号、即ち、相互に90度の位相
角を有する搬送波信号で伝ぱんされるデジタル通信方式
に関する。
発明の背景 単位時間当り増大する情報搬送能力、即ち、ボー速度
を持つ通信方式を求めて、同一周波数を持つ１対の直交
位相関係にある搬送波信号をデータ信号が変調する変調
フォーマットが使用されている。変調される搬送波信号
の周波数は送信することができる中間周波数（IF）と普
通呼ばれ、又は、無線方式の場合は普通アップコンバー
トされ、即ち、より高い周波に変換される。直交位相関
係にある搬送波信号のこの変調は、直交位相振幅変調
（QAM）、位相偏移キーイング（PSK）又は振幅−位相変
調（APSK）のような種々の名称で呼ばれている。データ
信号により表わされる情報は、勿論、事実上無制限であ
り、そして、音声、ビデオ、ファクシミリ等を表すこと
ができる。更に、変調された搬送波信号を伝播する伝送
チャネルは又無制限であり、そして、現在、空気、線、
光導波路などを含むことができる。
を持つ通信方式を求めて、同一周波数を持つ１対の直交
位相関係にある搬送波信号をデータ信号が変調する変調
フォーマットが使用されている。変調される搬送波信号
の周波数は送信することができる中間周波数（IF）と普
通呼ばれ、又は、無線方式の場合は普通アップコンバー
トされ、即ち、より高い周波に変換される。直交位相関
係にある搬送波信号のこの変調は、直交位相振幅変調
（QAM）、位相偏移キーイング（PSK）又は振幅−位相変
調（APSK）のような種々の名称で呼ばれている。データ
信号により表わされる情報は、勿論、事実上無制限であ
り、そして、音声、ビデオ、ファクシミリ等を表すこと
ができる。更に、変調された搬送波信号を伝播する伝送
チャネルは又無制限であり、そして、現在、空気、線、
光導波路などを含むことができる。
上記の変調フォーマットを利用する方式においては、
データ信号は、復調器、スペクトル整形用のナイキスト
・フィルタ、閾値検出器、搬送波及びタイミング回復回
路及び等化器及び（又は）キャンセラのような歪補償装
置よりなる複雑な回路アレイを利用するシステム受信機
で回復される。このシステム受信機の価格及び物理的な
大きさを減少する為に、より小さい回路を必要とする直
交位相関係にある搬送波信号からデータ信号を回復する
技術は大いに望ましい。
データ信号は、復調器、スペクトル整形用のナイキスト
・フィルタ、閾値検出器、搬送波及びタイミング回復回
路及び等化器及び（又は）キャンセラのような歪補償装
置よりなる複雑な回路アレイを利用するシステム受信機
で回復される。このシステム受信機の価格及び物理的な
大きさを減少する為に、より小さい回路を必要とする直
交位相関係にある搬送波信号からデータ信号を回復する
技術は大いに望ましい。
発明の要約 この発明によれば、直交位相関係にある搬送波信号か
ら共通の符号速度を持つ同期データ信号の回復の為に要
求される回路の量は実質的に減少される。この減少は搬
送波信号の一方を変調するデータ信号とその搬送波信号
の他方を変調するデータ信号との間に所定の遅延をまず
導入することにより達成される。これらの変調された搬
送波信号は何らかのIF周波数で送信又は何らかの他の周
波数に変換することができる。雑音を伴う伝送チャネル
を伝播された後に、この変調された搬送波信号は受信機
に入って等化器とアナログ−デジタル変換器の直列接続
に結合される。この直列接続により符号間隔あたり多数
の無歪データ信号サンプルが与えられる。そしてこれら
のデータ信号は各符号間隔毎に提供される無歪のデータ
信号サンプルの部分集合（サブセット）を選択すること
によって回復される。
ら共通の符号速度を持つ同期データ信号の回復の為に要
求される回路の量は実質的に減少される。この減少は搬
送波信号の一方を変調するデータ信号とその搬送波信号
の他方を変調するデータ信号との間に所定の遅延をまず
導入することにより達成される。これらの変調された搬
送波信号は何らかのIF周波数で送信又は何らかの他の周
波数に変換することができる。雑音を伴う伝送チャネル
を伝播された後に、この変調された搬送波信号は受信機
に入って等化器とアナログ−デジタル変換器の直列接続
に結合される。この直列接続により符号間隔あたり多数
の無歪データ信号サンプルが与えられる。そしてこれら
のデータ信号は各符号間隔毎に提供される無歪のデータ
信号サンプルの部分集合（サブセット）を選択すること
によって回復される。
実施例 第１図はこの発明を組み込んだQAM変調を利用する通
信方式の送信機を示す。図示のために、16個QAM変調フ
ォーマットが使用されて情報は４個の離散的な振幅レベ
ルで各搬送波信号に乗せて搬送されるように使用される
ということを仮定する。第１図に示したように、リード
線120の入力ビットストリームはリード線131〜134に対
して連続するビットを展開する直列−並列変換器121を
介して接続される。信号CLKによりクロック動作をさせ
られるデジタル−アナログ（D/A）変換器122は、リード
線131と132に同時に現われるデータ信号の異なるビット
の組合せ又はデジタル符号の各々を量子化してリード線
135に現われる４つの信号電圧の夫々の関連するものに
変える。同様に、信号CLKによりクロック動作されるD/A
変換器123はリード線133と134に同時に現われる他のデ
ータ信号の異なる組合せのビット又はデジタル符号の各
々を量子化して４つの信号電圧の夫々の関連するものに
変える。これらの関連する信号電圧の各々はリード線13
6に現われる。これらの信号電圧は夫々、フィルタ124と
125（これらのフィルタは一般的には半ナイキスト・フ
ィルタであるが、更に任意のスペクトル整形を提供する
フィルタであっても良い）により夫々平滑にされる。勿
論、16個QAMでは４つの信号電圧がリード線135と136に
現われるが、この数は変調フォーマットで変わり、この
発明は任意の数の信号電圧と使用することができる。更
に、開示の実施例では、任意のときの各データ信号の値
は他とは独立であるが、この独立性はこの発明には要求
されない。
信方式の送信機を示す。図示のために、16個QAM変調フ
ォーマットが使用されて情報は４個の離散的な振幅レベ
ルで各搬送波信号に乗せて搬送されるように使用される
ということを仮定する。第１図に示したように、リード
線120の入力ビットストリームはリード線131〜134に対
して連続するビットを展開する直列−並列変換器121を
介して接続される。信号CLKによりクロック動作をさせ
られるデジタル−アナログ（D/A）変換器122は、リード
線131と132に同時に現われるデータ信号の異なるビット
の組合せ又はデジタル符号の各々を量子化してリード線
135に現われる４つの信号電圧の夫々の関連するものに
変える。同様に、信号CLKによりクロック動作されるD/A
変換器123はリード線133と134に同時に現われる他のデ
ータ信号の異なる組合せのビット又はデジタル符号の各
々を量子化して４つの信号電圧の夫々の関連するものに
変える。これらの関連する信号電圧の各々はリード線13
6に現われる。これらの信号電圧は夫々、フィルタ124と
125（これらのフィルタは一般的には半ナイキスト・フ
ィルタであるが、更に任意のスペクトル整形を提供する
フィルタであっても良い）により夫々平滑にされる。勿
論、16個QAMでは４つの信号電圧がリード線135と136に
現われるが、この数は変調フォーマットで変わり、この
発明は任意の数の信号電圧と使用することができる。更
に、開示の実施例では、任意のときの各データ信号の値
は他とは独立であるが、この独立性はこの発明には要求
されない。
掛算器127は発振器126により発生される搬送波信号の
振幅をリード線137のフィルタされた信号で変調する。
同様な仕方で、掛算器128は、リード線136のデータ信号
がフィルタ125により平滑にされ遅延要素150により遅延
され、そして、リード線138に結合された後にリード線1
36のデータ信号で第２の搬送波信号の振幅を変調する。
遅延要素150は、リード線135と136に現われる信号のボ
ー又は符号速度に関連する受信機で選ばれたIF周波数の
関数である遅延を導入する。これは後で詳しく説明す
る。勿論この遅延差は掛算器127と128に供給される信号
のいずれか一方に導入することができ、この遅延要素は
D/A変換器122又は123と、掛算器127と128のいずれか一
方との間の任意の場所に配置することができる。或は又
この代わりに、この遅延はD/A変換器122と123の一方の
クロッキングを他方に対して遅延させることによって提
供することができる。これから示すように、この遅延差
を使用することにより受信機のデータ信号の回復が簡単
となる。
振幅をリード線137のフィルタされた信号で変調する。
同様な仕方で、掛算器128は、リード線136のデータ信号
がフィルタ125により平滑にされ遅延要素150により遅延
され、そして、リード線138に結合された後にリード線1
36のデータ信号で第２の搬送波信号の振幅を変調する。
遅延要素150は、リード線135と136に現われる信号のボ
ー又は符号速度に関連する受信機で選ばれたIF周波数の
関数である遅延を導入する。これは後で詳しく説明す
る。勿論この遅延差は掛算器127と128に供給される信号
のいずれか一方に導入することができ、この遅延要素は
D/A変換器122又は123と、掛算器127と128のいずれか一
方との間の任意の場所に配置することができる。或は又
この代わりに、この遅延はD/A変換器122と123の一方の
クロッキングを他方に対して遅延させることによって提
供することができる。これから示すように、この遅延差
を使用することにより受信機のデータ信号の回復が簡単
となる。
掛算器128に供給される第２の搬送波信号は移相器129
を介して発振器126により発生された搬送波信号を−π/
2ラジアンだけ移相することにより発生される。従っ
て、掛算器127と128に供給される上記の１対の搬送波信
号は互いに直交移相関係にある。そして、加算器130は
掛算器127と128により提供される積を加算してこの和を
リード線102に出力する。このIF信号はシステム受信機
に直接送信してもいいし、又は、送信前になんらかの他
の周波数、一般的には、無線帯域におけるより高い周波
数に周波数変換することができる。説明のために、この
周波数変換は従来のハードウェア（図示せず）を用いて
行われると仮定する。更に、発振器126により発生され
る搬送波信号のIF周波数は70MHzの一般的な値に設定さ
れると仮定する。然し乍ら、これから説明するように、
デジタル・データ信号を回復するに必要な受信機のハー
ドウェアの更なる簡略化は、送信される搬送波信号がボ
ー速度の整数倍に等しい周波数を持つことができるシス
テム用途において得ることができる。更に、この利点は
送信された搬送波信号がボー速度に等しいときに最大に
なる。
を介して発振器126により発生された搬送波信号を−π/
2ラジアンだけ移相することにより発生される。従っ
て、掛算器127と128に供給される上記の１対の搬送波信
号は互いに直交移相関係にある。そして、加算器130は
掛算器127と128により提供される積を加算してこの和を
リード線102に出力する。このIF信号はシステム受信機
に直接送信してもいいし、又は、送信前になんらかの他
の周波数、一般的には、無線帯域におけるより高い周波
数に周波数変換することができる。説明のために、この
周波数変換は従来のハードウェア（図示せず）を用いて
行われると仮定する。更に、発振器126により発生され
る搬送波信号のIF周波数は70MHzの一般的な値に設定さ
れると仮定する。然し乍ら、これから説明するように、
デジタル・データ信号を回復するに必要な受信機のハー
ドウェアの更なる簡略化は、送信される搬送波信号がボ
ー速度の整数倍に等しい周波数を持つことができるシス
テム用途において得ることができる。更に、この利点は
送信された搬送波信号がボー速度に等しいときに最大に
なる。
次に第２図で、分散伝送チャネルを介して伝ぱんした
後に、変調された歪んだ直交位相関係にある搬送波信号
は従来の周波数変換装置を介して受信アンテナ（両者と
も図示せず）から結合される。図示の実施例におけるこ
の周波数変換装置は70MHzのIF周波数のQAM信号をリード
線201に提供する。次に、この発明により、該当する掛
算信号を供給される掛算器202はこの70MHzのIF周波数を
周波数変換してリード線205にQAM信号を提供する。この
QAM信号のIF2として示した搬送波周波数はボー速度1/T
の整数倍であって、なるべくなら、ボー速度に等しいこ
とが好ましい。この好適な場合に、図示された掛算器20
2は掛算信号cos2π（70−1/T）ｔを供給される。
後に、変調された歪んだ直交位相関係にある搬送波信号
は従来の周波数変換装置を介して受信アンテナ（両者と
も図示せず）から結合される。図示の実施例におけるこ
の周波数変換装置は70MHzのIF周波数のQAM信号をリード
線201に提供する。次に、この発明により、該当する掛
算信号を供給される掛算器202はこの70MHzのIF周波数を
周波数変換してリード線205にQAM信号を提供する。この
QAM信号のIF2として示した搬送波周波数はボー速度1/T
の整数倍であって、なるべくなら、ボー速度に等しいこ
とが好ましい。この好適な場合に、図示された掛算器20
2は掛算信号cos2π（70−1/T）ｔを供給される。
掛算器202からの信号は低域フィルタ203を通されて周
波数変換により導入された高調波を除去され、そして、
等化器206を通して結合される。等化器206は、一般的に
は、提供される歪補償が、受信したQAM信号に存在する
歪とともに変わるように従来の制御回路207により制御
される複数のタップ重みとタップ付き遅延線を備えた単
一の分数周期タップ間隔の等化器（fractionally space
d equalizer）である。後者（制御回路207）の使用によ
り、受信機で1/2ナイキスト・フィルタのようなものを
使用する必要がなくなる。等化器206はアナログ的な仕
方で又はデジタル的な仕方で夫々実施されるべきかによ
って、図示のように、A/D変換器216への入力点に設ける
か又はこのA/D変換器の出力点に設けるかのいずれかが
可能である。この際、掛算器202の使用は、もしも、第
１図の掛算器127と128の出力を加算することによって生
じるIF信号がボー速度の整数倍である周波数を持ち、そ
して、この周波数が受信機に送信される場合には必要と
されない。このような場合には、必要とされる数学的に
記載される関係は、 ここでfIFはHzで表わしたIF周波数であり、ｍは整数で
あり、そして、Ｔは秒で表わしたボー期間である。
波数変換により導入された高調波を除去され、そして、
等化器206を通して結合される。等化器206は、一般的に
は、提供される歪補償が、受信したQAM信号に存在する
歪とともに変わるように従来の制御回路207により制御
される複数のタップ重みとタップ付き遅延線を備えた単
一の分数周期タップ間隔の等化器（fractionally space
d equalizer）である。後者（制御回路207）の使用によ
り、受信機で1/2ナイキスト・フィルタのようなものを
使用する必要がなくなる。等化器206はアナログ的な仕
方で又はデジタル的な仕方で夫々実施されるべきかによ
って、図示のように、A/D変換器216への入力点に設ける
か又はこのA/D変換器の出力点に設けるかのいずれかが
可能である。この際、掛算器202の使用は、もしも、第
１図の掛算器127と128の出力を加算することによって生
じるIF信号がボー速度の整数倍である周波数を持ち、そ
して、この周波数が受信機に送信される場合には必要と
されない。このような場合には、必要とされる数学的に
記載される関係は、 ここでfIFはHzで表わしたIF周波数であり、ｍは整数で
あり、そして、Ｔは秒で表わしたボー期間である。
等化器206が従来の適応型分数周期タップ間隔の等化
器で、その係数が制御回路207により更新される場合、
リード線208の搬送波信号のスペクトルのエリアシング
（又は折り返し）を回避する周波数でA/D変換器216がク
ロック動作をさせられる限り各ボー間隔に第１図のリー
ド線135と136に現われるデータ信号はA/D変換器216出力
の特定のものを選択することによって直接回復すること
ができるということを示すことができる。この１つのク
ロック動作周波数は4IF2、即ち、リード線205に現われ
る信号の中心周波数の４倍である。尚、受信機における
A/D変換器のクロック動作周波数を常に便宜上4IF2とな
るように選らぶと仮定する。すると、第１図の要素150
の遅延は次の式により規制されるはずである、 ここでＴは又ボー間隔であり、ｍは式（１）で使用され
た正の整数である。他の遅延選択も特定の条件下で可能
であるが、式（１）と（２）により示された関係も又適
切である。記載のために、今後、受信機に送信されるQA
M信号の中心周波数は1/T（これは数式（１）と（２）に
おいてｍ＝１の選択を意味する）と仮定する。
器で、その係数が制御回路207により更新される場合、
リード線208の搬送波信号のスペクトルのエリアシング
（又は折り返し）を回避する周波数でA/D変換器216がク
ロック動作をさせられる限り各ボー間隔に第１図のリー
ド線135と136に現われるデータ信号はA/D変換器216出力
の特定のものを選択することによって直接回復すること
ができるということを示すことができる。この１つのク
ロック動作周波数は4IF2、即ち、リード線205に現われ
る信号の中心周波数の４倍である。尚、受信機における
A/D変換器のクロック動作周波数を常に便宜上4IF2とな
るように選らぶと仮定する。すると、第１図の要素150
の遅延は次の式により規制されるはずである、 ここでＴは又ボー間隔であり、ｍは式（１）で使用され
た正の整数である。他の遅延選択も特定の条件下で可能
であるが、式（１）と（２）により示された関係も又適
切である。記載のために、今後、受信機に送信されるQA
M信号の中心周波数は1/T（これは数式（１）と（２）に
おいてｍ＝１の選択を意味する）と仮定する。
データ信号が各ボー間隔にA/D変換器216の出力の内の
特定のものの選択によって如何に回復されるかを理解す
るために、1/Tの搬送周波数を持つ理想的なIF QAM信号
が次のように表わされると考える、 ここでanとbnはそれぞれリード線135と136のデータ信号
に埋込まれたデジタル符号であり、そして、添字ｎはそ
れらの時間位置を示す整数であり、 ｐ（ｔ）はインパルス応答の時間関数であり、そして Ｔは符号期間又はボー間隔である。
特定のものの選択によって如何に回復されるかを理解す
るために、1/Tの搬送周波数を持つ理想的なIF QAM信号
が次のように表わされると考える、 ここでanとbnはそれぞれリード線135と136のデータ信号
に埋込まれたデジタル符号であり、そして、添字ｎはそ
れらの時間位置を示す整数であり、 ｐ（ｔ）はインパルス応答の時間関数であり、そして Ｔは符号期間又はボー間隔である。
第３図は301として示した波形 と、302として示した単一符号重み付けインパルス時間
関数a0p（ｔ）を示す。もしも、第２図のA/D変換器216
がT/4秒ごとに信号を出力し、そして、今、第２の項 が０の場合、波形301と302の積に似た項よりなるA/D変
換器216の出力は以下の表Ｉに示したように離散的な時
間サンプルの関数として表にすることができる 表 Ｉ 出力 時間 ・ ・ ・ ・ a0 OT Ｏ T/4 ａ′０ 2T/4 Ｏ 3T/4 a1 Ｔ Ｏ 11/4T ａ′１ 11/2T Ｏ 13/4T a2 2T Ｏ 21/4T ａ′２ 21/2T ・ ・ ・ ・ 前の表でa0、a1、a2はリード線135における連続する
デジタル符号を表わし、ａ′０、ａ′１、ａ′２は伝送
されたan符号の異なる組合せを表わす。従って、
ａ′０、ａ′１とａ′２は各々符号順序依存性であり、
そして、各々はa0、a1とa2に対してそれぞれ直接的な関
係はない。
関数a0p（ｔ）を示す。もしも、第２図のA/D変換器216
がT/4秒ごとに信号を出力し、そして、今、第２の項 が０の場合、波形301と302の積に似た項よりなるA/D変
換器216の出力は以下の表Ｉに示したように離散的な時
間サンプルの関数として表にすることができる 表 Ｉ 出力 時間 ・ ・ ・ ・ a0 OT Ｏ T/4 ａ′０ 2T/4 Ｏ 3T/4 a1 Ｔ Ｏ 11/4T ａ′１ 11/2T Ｏ 13/4T a2 2T Ｏ 21/4T ａ′２ 21/2T ・ ・ ・ ・ 前の表でa0、a1、a2はリード線135における連続する
デジタル符号を表わし、ａ′０、ａ′１、ａ′２は伝送
されたan符号の異なる組合せを表わす。従って、
ａ′０、ａ′１とａ′２は各々符号順序依存性であり、
そして、各々はa0、a1とa2に対してそれぞれ直接的な関
係はない。
401として示した関数 と、402として示した単一符号重み付けインパルス時間
関数b0p（ｔ−T/4）を示す第４図で、第１図の遅延要素
150はT/4秒の遅延を提供している。A/D変換器216のサン
プリング出力の一部を例示する401と402に似た波形の積
は以下の表IIに示したようにリストにすることができ
る。
関数b0p（ｔ−T/4）を示す第４図で、第１図の遅延要素
150はT/4秒の遅延を提供している。A/D変換器216のサン
プリング出力の一部を例示する401と402に似た波形の積
は以下の表IIに示したようにリストにすることができ
る。
表 II 出力 時間 ・ ・ ・ ・ Ｏ OT b0 T/4 Ｏ T/2 ｂ′０ 3T/4 Ｏ Ｔ b1 11/4T Ｏ 11/2T ｂ′１ 13/4T Ｏ 2T b2 21/4T ・ ・ ・ ・ 表IIで、符号b0、b1、などはリード線136における連
続するデジタル符号を表わし、符号ｂ′０、ｂ′１、な
どは送信されたbn符号の異なる組合せを表わし、従っ
て、符号順序依存性である。従って、ｂ′０とｂ′１は
各々b0とb1のそれぞれに直接的に関係はない。
続するデジタル符号を表わし、符号ｂ′０、ｂ′１、な
どは送信されたbn符号の異なる組合せを表わし、従っ
て、符号順序依存性である。従って、ｂ′０とｂ′１は
各々b0とb1のそれぞれに直接的に関係はない。
表ＩとIIを見ると、A/D変換器216の出力に、符号anと
bnの各々が明らかに異なった時間に現われ、そして、表
Ｉの任意のan符号の出現は表IIの０のサンプルの出現と
同時であるということが分る。同様に、表IIの任意のbn
の符号の出現は表Ｉの０のサンプルの出現と同時であ
る。従って、第１図の遅延要素150により提供されるT/4
の遅延の場合、表Ｉを形成する場合に項 となる最初の仮定は必要ではなく、表ＩとIIの結果は式
（３）に従って重畳されて次の表IIIを生じる。
bnの各々が明らかに異なった時間に現われ、そして、表
Ｉの任意のan符号の出現は表IIの０のサンプルの出現と
同時であるということが分る。同様に、表IIの任意のbn
の符号の出現は表Ｉの０のサンプルの出現と同時であ
る。従って、第１図の遅延要素150により提供されるT/4
の遅延の場合、表Ｉを形成する場合に項 となる最初の仮定は必要ではなく、表ＩとIIの結果は式
（３）に従って重畳されて次の表IIIを生じる。
表 III A/D変換器216の出力 時間 a0 OT b0 T/4 ａ′０ T/2 ｂ′０ 3T/4 a1 Ｔ b1 5T/4 ａ′１ 6T/4 ｂ′１ 7T/4 a2 2T b2 21/4T この表IIIは各符号期間にA/D変換器216により提供さ
れる４個の出力の内の２つがリード線135と136のデジタ
ル符号であるということを明確に示す。特に、第１図の
リード線135の信号である符号a0、a1、a2・・・は時間
ｔ＝0T、Ｔ、2T・・・に現われ、そして、第１図のリー
ド線136の信号である符号b0、b1、b2・・・は時間ｔ＝T
/4、11/4T、21/4T・・・などのときに現われる。
れる４個の出力の内の２つがリード線135と136のデジタ
ル符号であるということを明確に示す。特に、第１図の
リード線135の信号である符号a0、a1、a2・・・は時間
ｔ＝0T、Ｔ、2T・・・に現われ、そして、第１図のリー
ド線136の信号である符号b0、b1、b2・・・は時間ｔ＝T
/4、11/4T、21/4T・・・などのときに現われる。
次に第２図に戻って、等化器206の出力はA/D変換器21
6に接続され、この変換器は4IF2でクロック動作させら
れ、そして、所定数のデジタル信号レベルへとアナログ
QAM信号を量子化する。これらのデジタル信号レベルの
数は少なくとも第１図のD/A変換器122と123により提供
されるものに等しい。これらの信号レベルはバス217に
現われて選択器209に提供される。
6に接続され、この変換器は4IF2でクロック動作させら
れ、そして、所定数のデジタル信号レベルへとアナログ
QAM信号を量子化する。これらのデジタル信号レベルの
数は少なくとも第１図のD/A変換器122と123により提供
されるものに等しい。これらの信号レベルはバス217に
現われて選択器209に提供される。
選択器209はバス217に結合されていて、それぞれanとbn
として示した送信デジタル符号をそれぞれバス210と211
に接続する。これらのデジタル符号は更に信号処理のた
めのベースバンド受信機回路に結合される。等化器206
により提供される歪補償を調整する制御回路207はバス2
17に現われるA/D変換器216の出力に従来の仕方で作用す
る。
として示した送信デジタル符号をそれぞれバス210と211
に接続する。これらのデジタル符号は更に信号処理のた
めのベースバンド受信機回路に結合される。等化器206
により提供される歪補償を調整する制御回路207はバス2
17に現われるA/D変換器216の出力に従来の仕方で作用す
る。
選択器209は３つの直列接続された並列入力並列出力
のレジスタ212、213、214とレジスタ212の出力に接続さ
れた並列入力並列出力レジスタ215とからなる。デジタ
ル符号anとbnのみをバス210と211に選択的に接続するた
めに、レジスタ212と213は4IF2でクロック動作させら
れ、レジスタ214と215はIF2でクロック動作させられ
る。各レジスタはその関連するクロック動作信号の１周
期に等しい遅延を提供する。
のレジスタ212、213、214とレジスタ212の出力に接続さ
れた並列入力並列出力レジスタ215とからなる。デジタ
ル符号anとbnのみをバス210と211に選択的に接続するた
めに、レジスタ212と213は4IF2でクロック動作させら
れ、レジスタ214と215はIF2でクロック動作させられ
る。各レジスタはその関連するクロック動作信号の１周
期に等しい遅延を提供する。
勿論、この発明は、特定の実施例について開示された
が、この発明の意図と範囲から逸脱しない数多くの他の
構成も当業者に明らかであろう。例えば、等化器206が
デジタル構成の場合、A/D変換器216はそれの直前にある
ものとなり、そして、等化器206の出力は選択器209と制
御回路207に結合される。
が、この発明の意図と範囲から逸脱しない数多くの他の
構成も当業者に明らかであろう。例えば、等化器206が
デジタル構成の場合、A/D変換器216はそれの直前にある
ものとなり、そして、等化器206の出力は選択器209と制
御回路207に結合される。
第１図はこの発明による例示的な通信方式の送信機の図
式的なブロック線図であり、 第２図はこの発明による例示的な通信方式の受信機の図
式的なブロック線図であり、そして、 第３図と第４図はこの発明の原理を理解するに役立つ時
間波形図である。 〔主要部分の符号の説明〕 発生手段……126、129 掛算手段……127、128 遅延手段……150
式的なブロック線図であり、 第２図はこの発明による例示的な通信方式の受信機の図
式的なブロック線図であり、そして、 第３図と第４図はこの発明の原理を理解するに役立つ時
間波形図である。 〔主要部分の符号の説明〕 発生手段……126、129 掛算手段……127、128 遅延手段……150
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ハワード クリフォード リーヴ，サード アメリカ合衆国 01844 マサチューセッ ツ，メスエン，スチーヴンス ストリート 28エー (72)発明者 カーティス アルバート シラー，ジュニ ヤ アメリカ合衆国 01810 マサチューセッ ツ，アンドーヴァー，ウィンターグリーン サークル ３ (56)参考文献 特開 昭56−69958（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−109615（ＪＰ，Ａ)
Claims (6)
- 【請求項１】送信器および受信器からなるデジタル通信
システムにおいて、該送信器が、 互いに独立した値を持ち、共通の符号速度を持つ同期化
された一対のデータ信号を作成する手段（121、122、12
3）と、 上記一対のデータ信号のうちの一方の信号を他方の信号
に対して遅延させるための手段であって、ｍを予め選択
された整数、Ｔを前記共通の符号速度の逆数として、T/
4mと表現できる予め計算された遅延を提供する遅延手段
（150）と、 第１の搬送波信号とこの搬送波信号に関して直交位相関
係にある第２の搬送波信号を提供するための手段（12
6、129）と、 前記一方の信号によって前記第１の搬送波信号を変調
し、そして、前記他方の信号によって前記第２の搬送波
信号を変調するための手段（127、128）とを備え、 そして該受信器が、 歪を除去するための等価器（206）と、 前記等価器に直列接続されたアナログ−デジタル変換器
（216）と、 アナログ−デジタル変換器に直列接続された選択器（20
9）とを備え、 前記アナログ−デジタル変換器が、前記符号速度のｍ倍
（ｍは前記予め選択された整数）に等しい中心周波数を
持つ前記直交位相関係にある搬送波信号を供給されたと
きに、前記等価器の出力信号を時間間隔T/4mでサンプリ
ングすることによって、所定の時間期間内に複数の無歪
の出力信号を提供し、 前記選択器が、前記アナログ−デジタル変換器の出力信
号に対応して前記時間期間内に前記複数の無歪の出力信
号のデータ信号を選択することにより、前記一対のデー
タ信号を回復させることを特徴とするデジタル通信シス
テム。 - 【請求項２】共通の符号速度を持ち一方の信号が他方の
信号に対してT/4m（ｍは予め選択された整数、Ｔは前記
共通の符号速度の逆数）だけ遅延された一対のデータ信
号により変調された直交位相関係にある搬送波信号を受
信し、 上記直交位相関係にある歪んだ搬送波信号から同一の符
号速度を持つ一対のデータ信号を回復するための受信器
であって、 歪を除去するための等価器（206）と、 前記等価器に直列接続されたアナログ−デジタル変換器
（216）と、 アナログ−デジタル変換器に直列接続された選択器（20
9）とを備え、 前記アナログ−デジタル変換器が、前記符号速度のｍ倍
（ｍは前記予め選択された整数）に等しい中心周波数を
持つ前記直交位相関係にある搬送波信号を供給されたと
きに、前記等価器の出力信号を時間間隔T/4mでサンプリ
ングすることによって、所定の時間期間内に複数の無歪
の出力信号を提供し、 前記選択器が、前記アナログ−デジタル変換器の出力信
号に対応して前記時間期間内に前記複数の無歪の出力信
号のデータ信号を選択することにより、前記一対のデー
タ信号を回復させることを特徴とする受信器からなるデ
ジタル通信システム。 - 【請求項３】特許請求の範囲第２項に記載の受信器にお
いて、前記直交位相関係にある搬送波信号を任意の中心
周波数から前記中心周波数へ変換するための周波数変換
手段（例えば、202）を含むことを特徴とする受信器か
らなるデジタル通信システム。 - 【請求項４】特許請求の範囲第２項に記載の受信器にお
いて、前記等化器は分数周期タップ間隔の等化器である
ことを特徴とする受信器からなるデジタル通信システ
ム。 - 【請求項５】特許請求の範囲第２項に記載の受信器にお
いて、前記直交位相関係にある搬送波信号は周波数スペ
クトルを有し、前記複数の出力信号は前記周波数スペク
トルにおける折り返しを避けるのに数が十分であること
を特徴とする受信器からなるデジタル通信システム。 - 【請求項６】特許請求の範囲第２項に記載の受信器にお
いて、ｍが１であることを特徴とする受信器からなるデ
ジタル通信システム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/920,367 US4759039A (en) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | Simplified recovery of data signals from quadrature-related carrier signals |
| US920,367 | 1986-10-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63109626A JPS63109626A (ja) | 1988-05-14 |
| JPH084277B2 true JPH084277B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=25443615
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62262932A Expired - Lifetime JPH084277B2 (ja) | 1986-10-20 | 1987-10-20 | デジタル通信システム |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4759039A (ja) |
| EP (1) | EP0265131B1 (ja) |
| JP (1) | JPH084277B2 (ja) |
| CA (1) | CA1265202A (ja) |
| DE (1) | DE3750324T2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IL89461A (en) * | 1989-03-02 | 1994-06-24 | Eci Telecom Limited | Telephone communication compression system |
| US5056117A (en) * | 1989-08-07 | 1991-10-08 | At&T Bell Laboratories | Decision feedback equalization with trellis coding |
| US5067140A (en) * | 1989-08-16 | 1991-11-19 | Titan Linkabit Corporation | Conversion of analog signal into i and q digital signals with enhanced image rejection |
| DE4216156C1 (ja) * | 1992-05-15 | 1993-08-19 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh, 7150 Backnang, De | |
| EP0795982B1 (de) * | 1996-03-11 | 2005-01-12 | Micronas GmbH | Übertragunssystem mit Quadraturmodulation |
| EP1595379A2 (en) * | 2003-02-14 | 2005-11-16 | Focus Enhancements, Inc. | Method and apparatus for frequency division multiplexing |
| JP4717694B2 (ja) * | 2006-04-18 | 2011-07-06 | 日本電信電話株式会社 | 光直交振幅変調回路および光送信器 |
| US9231713B2 (en) * | 2014-03-07 | 2016-01-05 | Charlie Chen | Method for designing an analog Nyquist filter |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3646448A (en) * | 1970-02-16 | 1972-02-29 | Datamax Corp | Quadrature injection control circuit |
| DE2230597C3 (de) * | 1972-06-22 | 1978-09-21 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Anordnung zur Erzeugung zweier zueinander hilberttransformierter Signale |
| US3793589A (en) * | 1972-06-28 | 1974-02-19 | Gen Electric | Data communication transmitter utilizing vector waveform generation |
| US4028626A (en) * | 1973-01-18 | 1977-06-07 | Hycom Incorporated | Digital data receiver with automatic timing recovery and control |
| US3845412A (en) * | 1973-10-12 | 1974-10-29 | Microwave Ass Inc | Digital modulate/demodulate system |
| JPS50109615A (ja) * | 1974-02-04 | 1975-08-28 | ||
| US3978407A (en) * | 1975-07-23 | 1976-08-31 | Codex Corporation | Fast start-up adaptive equalizer communication system using two data transmission rates |
| FR2445078A1 (fr) * | 1978-12-20 | 1980-07-18 | Ibm France | Procede et dispositif pour detecter une sequence pseudo-aleatoire de deux symboles dans un recepteur de donnees utilisant une modulation a double bande laterale-porteuses en quadrature |
| US4237554A (en) * | 1979-03-01 | 1980-12-02 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Coefficient tap leakage for fractionally-spaced equalizers |
| JPS5669958A (en) * | 1979-11-13 | 1981-06-11 | Nec Corp | Demodulator |
| US4528526A (en) * | 1983-05-31 | 1985-07-09 | Motorola, Inc. | PSK modulator with noncollapsable output for use with a PLL power amplifier |
| US4567602A (en) * | 1983-06-13 | 1986-01-28 | Canadian Patents And Development Limited | Correlated signal processor |
| US4644565A (en) * | 1984-06-12 | 1987-02-17 | Canadian Patents And Development Limited-Societe Canadienne Des Brevets Et D'exploitation Limitee | Superposed quadrature modulated baseband signal processor |
| DE3579591D1 (de) * | 1984-11-22 | 1990-10-11 | Devon County Council | Daten-modulator-demodulatorsystem. |
-
1986
- 1986-10-20 US US06/920,367 patent/US4759039A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-10-12 DE DE3750324T patent/DE3750324T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-12 EP EP87308987A patent/EP0265131B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-19 CA CA000549628A patent/CA1265202A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-20 JP JP62262932A patent/JPH084277B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1265202A (en) | 1990-01-30 |
| JPS63109626A (ja) | 1988-05-14 |
| EP0265131B1 (en) | 1994-08-03 |
| DE3750324T2 (de) | 1995-03-09 |
| US4759039A (en) | 1988-07-19 |
| DE3750324D1 (de) | 1994-09-08 |
| EP0265131A2 (en) | 1988-04-27 |
| EP0265131A3 (en) | 1990-02-21 |
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Legal Events
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