JPS6038043B2 - スイツチ回路 - Google Patents
スイツチ回路Info
- Publication number
- JPS6038043B2 JPS6038043B2 JP53118816A JP11881678A JPS6038043B2 JP S6038043 B2 JPS6038043 B2 JP S6038043B2 JP 53118816 A JP53118816 A JP 53118816A JP 11881678 A JP11881678 A JP 11881678A JP S6038043 B2 JPS6038043 B2 JP S6038043B2
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- JP
- Japan
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- transistor
- circuit
- transistors
- sepp
- current mirror
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/303—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters using a switching device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はFMスチレオチューナのミューティング装置
等に使用されるスイッチ回路に関するのであり、ミュー
ティング切換時に発生するいわゆるポップ音の発生を少
なくさせると共に、電源のオン・オフ時における出力端
の直流変動をゆるやかに制御することを可能にし、さら
にS/Nが大きく高調波歪率(THD)の少ないミュー
ティング装置を提供しようとするものである。
等に使用されるスイッチ回路に関するのであり、ミュー
ティング切換時に発生するいわゆるポップ音の発生を少
なくさせると共に、電源のオン・オフ時における出力端
の直流変動をゆるやかに制御することを可能にし、さら
にS/Nが大きく高調波歪率(THD)の少ないミュー
ティング装置を提供しようとするものである。
従釆のFMチューナのミューティング回路にはリレー等
が用いられているが、リレーは比較的高価であり、リレ
ー接点の不良等の発生も生じ易く信頼性に欠けるという
問題が有る。
が用いられているが、リレーは比較的高価であり、リレ
ー接点の不良等の発生も生じ易く信頼性に欠けるという
問題が有る。
又この様な問題点を避けるため、電子回路を用いたもの
も提案されているが、S/Nおよび高調波歪率を良くす
ることが困難であるため、これらを改善するため、スイ
ッチ回路自体に負帰還作用を与えることも考えることも
考えられている。しかしこの様な回路はその構成が複雑
となり、さらには電源のオン・オフ時に上記負帰還作用
が外れてしまうため、大きなポップノイズを発生させる
等の欠点を有している。この発明は電子回路を用いたミ
ューティング回路の欠点であった歪、S/N、ポップノ
イズの発生について改善できるスイッチ回路を提供する
と共に亀濠オン・オフ時のポップノイズの発出も防止で
きるようにすることを目的とするものである。
も提案されているが、S/Nおよび高調波歪率を良くす
ることが困難であるため、これらを改善するため、スイ
ッチ回路自体に負帰還作用を与えることも考えることも
考えられている。しかしこの様な回路はその構成が複雑
となり、さらには電源のオン・オフ時に上記負帰還作用
が外れてしまうため、大きなポップノイズを発生させる
等の欠点を有している。この発明は電子回路を用いたミ
ューティング回路の欠点であった歪、S/N、ポップノ
イズの発生について改善できるスイッチ回路を提供する
と共に亀濠オン・オフ時のポップノイズの発出も防止で
きるようにすることを目的とするものである。
以下図に基づいてこの発明の−実施例を説明する。
すなわち第1図において破線で囲まれたSはこの発明の
スイッチ回路を示すものであり、そのうちトランジスタ
QI〜Q3、抵抗R3,R2によりカレントミラー回路
を構成しており、ダイオードD1,D2とトランジスタ
Q6,Q7でシングルヱンディットプッシュプル(以下
SEPPと称する)ボルテージホロワ回路を構成してい
る。またトランジスタQ4,Q5はカレントミラー回路
の動作/非動作を制御するスイッチングトランジスタで
ある。先ずカレントミラー回路を構成するトランジスタ
QIはェミッタが抵抗R1を介して直流正電源に接続さ
れ、ベースはトランジスタQ2のベースに共通接続され
ており、又トランジスタQ2のェミッタは抵抗R2を介
して直流正電源に接続されている。
スイッチ回路を示すものであり、そのうちトランジスタ
QI〜Q3、抵抗R3,R2によりカレントミラー回路
を構成しており、ダイオードD1,D2とトランジスタ
Q6,Q7でシングルヱンディットプッシュプル(以下
SEPPと称する)ボルテージホロワ回路を構成してい
る。またトランジスタQ4,Q5はカレントミラー回路
の動作/非動作を制御するスイッチングトランジスタで
ある。先ずカレントミラー回路を構成するトランジスタ
QIはェミッタが抵抗R1を介して直流正電源に接続さ
れ、ベースはトランジスタQ2のベースに共通接続され
ており、又トランジスタQ2のェミッタは抵抗R2を介
して直流正電源に接続されている。
そして上記2つのトランジスタQ1,Q2のベース接点
にはトランジスタQのェミッタが接続され、そのトラン
ジスタQ3のベースはトランジスタQIのコレクタに接
続されると共にそのコレクタはアースされている。上記
トランジスタQIのコレクタはトランジスタQ4のコレ
クタが接続され、上記トランジスタQ2のコレク外こは
後述するダイオードD1,D2を介してトランジスタQ
5のコレクタが接続されており、2つのトランジスタQ
4とQ5のェミツタはそれぞれ抵抗R3およびR4を介
してアースされると共に、これらトランジスタQ4とQ
5のべ−スは共通接続されて制御信号入力端子SIに接
続されている。つまり、スイッチングトランジスタQ4
,Q5に対してカレントミラー回路を構成するトランジ
スタQIは入力電源供給側トランジスタであり、トラン
ジスタQ2はダイオードD1,D2にミラー電流を供給
する出力電流供給側トランジスタである。次にSEPP
ボルテージホロワ回路はコレクタが直流正電源に接続さ
れ、ベースがトランジスタQ2のコレクタに接続された
NPN型トランジスタと、そのヱミッタが上記NPN型
トランジス々のエミツタに、コレクタがアースに、さら
にベースがトランジスタQ5のコレクタにそれぞれ接続
されたPNP型トランジスタQ7とを含み、上記2つの
トランジスタQ6とQ7のベース間には上記したダイオ
ードD1,D2が直列接続されてバイアス回路を構成し
ている。
にはトランジスタQのェミッタが接続され、そのトラン
ジスタQ3のベースはトランジスタQIのコレクタに接
続されると共にそのコレクタはアースされている。上記
トランジスタQIのコレクタはトランジスタQ4のコレ
クタが接続され、上記トランジスタQ2のコレク外こは
後述するダイオードD1,D2を介してトランジスタQ
5のコレクタが接続されており、2つのトランジスタQ
4とQ5のェミツタはそれぞれ抵抗R3およびR4を介
してアースされると共に、これらトランジスタQ4とQ
5のべ−スは共通接続されて制御信号入力端子SIに接
続されている。つまり、スイッチングトランジスタQ4
,Q5に対してカレントミラー回路を構成するトランジ
スタQIは入力電源供給側トランジスタであり、トラン
ジスタQ2はダイオードD1,D2にミラー電流を供給
する出力電流供給側トランジスタである。次にSEPP
ボルテージホロワ回路はコレクタが直流正電源に接続さ
れ、ベースがトランジスタQ2のコレクタに接続された
NPN型トランジスタと、そのヱミッタが上記NPN型
トランジス々のエミツタに、コレクタがアースに、さら
にベースがトランジスタQ5のコレクタにそれぞれ接続
されたPNP型トランジスタQ7とを含み、上記2つの
トランジスタQ6とQ7のベース間には上記したダイオ
ードD1,D2が直列接続されてバイアス回路を構成し
ている。
そして2つのトランジスタQ6とQ7の両ェミッタ接続
点から出力端子OUTが導出されている。トランジスタ
Q8〜Q13とダイオードD3,○4および抵抗R5〜
R8によって構成される回路は周知のバッファアンプで
あり、トランジスタQ8のベースが信号入力端子INと
して構成され、トランジスタQ12のェミツタがこのバ
ッファアンプの出力端子として構成されており、バッフ
ァアンプの出力端子は抵抗R9を介してSEPPボルテ
ージホロワ回路の入力機、すなわちダイオードDIとD
2の接続点に接続されている。
点から出力端子OUTが導出されている。トランジスタ
Q8〜Q13とダイオードD3,○4および抵抗R5〜
R8によって構成される回路は周知のバッファアンプで
あり、トランジスタQ8のベースが信号入力端子INと
して構成され、トランジスタQ12のェミツタがこのバ
ッファアンプの出力端子として構成されており、バッフ
ァアンプの出力端子は抵抗R9を介してSEPPボルテ
ージホロワ回路の入力機、すなわちダイオードDIとD
2の接続点に接続されている。
なおRIOとRI Iは直流正電源とアースとの間に直
列に接続された分圧用抵抗であり、その抵抗値はほぼ同
一に成されており、2つの低抗の接続中点とアース間に
はコンデンサCIが接続されてる。そして2つの抵抗R
I0,RIIの続中点には抵抗R貴2とR13のそれぞ
れ一端が接続され、抵抗R12の池端はバッファアンプ
の信号入力端子INに接続され、又抵抗R13の他端は
SEPPボルテージホロヮ回路の出力端子OUTに鞍続
されいる。以上の構成において制御信号入力端子SIに
ミューティング制御用の直流正電圧が印加されると、ス
イッチングトランジスタQ7とQ5が共にオンするため
、カレントミラー回路が動作してダイオード○1,D2
およびトランジスタQ6,Q7にバイアス電流が流れ、
回路はSEPPボルテージホロワとなる。従って第1図
中B点の電位はA点の電位に等しくなり、入力端子IN
に印加された信号はバッファアンプを通り、ダイオード
DIとD2の接続点に印加され、さらに信号はダイオー
ドDIとD2を通りトランジスタQ6とQ7により増幅
されて出力端子OUTにもたらされる。この時ダイオー
ドD1,D2および相補型トランジスタQ6とQ7によ
るSEPP回路によって、トランジスタのベース・ェミ
ッタ間VB8の非直線性に基づく高調波歪の発生は互に
打ち合うことになるため出力には歪が発生せず、又相補
型トランジスタQ6とQ7は互に電源電圧の1/2を中
心としてプッシュプル動作を行なうため電圧利用率が良
く、・ 従ってダイナミックレンジを大きくとることが
可能となる。次にミューティング制御信号が発生して制
御信号入力端子SIに印加される直流電圧が零になると
、スイッチングトランジスタQ4およびQ5は共にオフ
となり、そのためカレントミラー回路の動作は停止し、
カレントミラー回路は高ィンピ−ダンスを持つことにな
る。
列に接続された分圧用抵抗であり、その抵抗値はほぼ同
一に成されており、2つの低抗の接続中点とアース間に
はコンデンサCIが接続されてる。そして2つの抵抗R
I0,RIIの続中点には抵抗R貴2とR13のそれぞ
れ一端が接続され、抵抗R12の池端はバッファアンプ
の信号入力端子INに接続され、又抵抗R13の他端は
SEPPボルテージホロヮ回路の出力端子OUTに鞍続
されいる。以上の構成において制御信号入力端子SIに
ミューティング制御用の直流正電圧が印加されると、ス
イッチングトランジスタQ7とQ5が共にオンするため
、カレントミラー回路が動作してダイオード○1,D2
およびトランジスタQ6,Q7にバイアス電流が流れ、
回路はSEPPボルテージホロワとなる。従って第1図
中B点の電位はA点の電位に等しくなり、入力端子IN
に印加された信号はバッファアンプを通り、ダイオード
DIとD2の接続点に印加され、さらに信号はダイオー
ドDIとD2を通りトランジスタQ6とQ7により増幅
されて出力端子OUTにもたらされる。この時ダイオー
ドD1,D2および相補型トランジスタQ6とQ7によ
るSEPP回路によって、トランジスタのベース・ェミ
ッタ間VB8の非直線性に基づく高調波歪の発生は互に
打ち合うことになるため出力には歪が発生せず、又相補
型トランジスタQ6とQ7は互に電源電圧の1/2を中
心としてプッシュプル動作を行なうため電圧利用率が良
く、・ 従ってダイナミックレンジを大きくとることが
可能となる。次にミューティング制御信号が発生して制
御信号入力端子SIに印加される直流電圧が零になると
、スイッチングトランジスタQ4およびQ5は共にオフ
となり、そのためカレントミラー回路の動作は停止し、
カレントミラー回路は高ィンピ−ダンスを持つことにな
る。
この状態におけるSEPPボルテージホロワ回路におけ
る等価回路を第2図に示す。すなわちダイオードD1,
D2とトランジスタQ6,Q7によるベース・エミツタ
間の等価ダイオードが第2図のように互に逆接続になる
ため、電流の流出、流入はなく、出力はフローテイング
となる。その時の出力端子OUTの電位は抵抗R13に
よって中点電圧に規制される。すなわちミューテイング
のオン、オフにかかわらず出力端子OUTの電位は電源
電圧の1′2に成され、従って出力端子OUhこ接続さ
れる負荷に対してポップノイズをもたらす不都合はない
。第3図は第1図に示す本発明のスイッチ回路に与える
電源電圧をオン、オフさせた時の特性を示すものである
。すなわち電源をオンさせると、電源電圧Vwは第3図
のように素早く立ち上る。しかるに抵抗RIOとコンデ
ンサCIとの時定数によって、抵抗RIOとRI1の接
続点、すなわち中点電位は第3図のようになだらかに立
ち上り、出力端子OUTの電位も抵抗13を介して中点
電位と同様に立ち上ることになる。又電源をオフさせる
と、電源電圧Vcc素早く低下することになるが、今度
は抵抗RIIとコンデンサCIとの時定数によって中点
電位はなだらかに下り、出力端子OUTの電位も同機に
低下することになる。それ放電源のオン、オフに基づく
出力端子OUTの電位の急激な変動はなく、電源のオン
、オフによってポップノイズをもたらす不都合も防止で
きる。以上の説明から明らかなとおりこの発明のスイッ
チ回路はミューティング・オフ時並びに電源オン・オフ
時のポップノイズの発生を防止でき、又回路は歪が少な
く、電圧利用率が良いためダイナミックレンジも大きく
とれ、しかも出力インピーダンスもきわめて小さくとれ
るため、次段に接続するための接続コードの特性によっ
て信号が影響されるおそれもなく、音質の劣化をきわめ
て少なくすることができる。
る等価回路を第2図に示す。すなわちダイオードD1,
D2とトランジスタQ6,Q7によるベース・エミツタ
間の等価ダイオードが第2図のように互に逆接続になる
ため、電流の流出、流入はなく、出力はフローテイング
となる。その時の出力端子OUTの電位は抵抗R13に
よって中点電圧に規制される。すなわちミューテイング
のオン、オフにかかわらず出力端子OUTの電位は電源
電圧の1′2に成され、従って出力端子OUhこ接続さ
れる負荷に対してポップノイズをもたらす不都合はない
。第3図は第1図に示す本発明のスイッチ回路に与える
電源電圧をオン、オフさせた時の特性を示すものである
。すなわち電源をオンさせると、電源電圧Vwは第3図
のように素早く立ち上る。しかるに抵抗RIOとコンデ
ンサCIとの時定数によって、抵抗RIOとRI1の接
続点、すなわち中点電位は第3図のようになだらかに立
ち上り、出力端子OUTの電位も抵抗13を介して中点
電位と同様に立ち上ることになる。又電源をオフさせる
と、電源電圧Vcc素早く低下することになるが、今度
は抵抗RIIとコンデンサCIとの時定数によって中点
電位はなだらかに下り、出力端子OUTの電位も同機に
低下することになる。それ放電源のオン、オフに基づく
出力端子OUTの電位の急激な変動はなく、電源のオン
、オフによってポップノイズをもたらす不都合も防止で
きる。以上の説明から明らかなとおりこの発明のスイッ
チ回路はミューティング・オフ時並びに電源オン・オフ
時のポップノイズの発生を防止でき、又回路は歪が少な
く、電圧利用率が良いためダイナミックレンジも大きく
とれ、しかも出力インピーダンスもきわめて小さくとれ
るため、次段に接続するための接続コードの特性によっ
て信号が影響されるおそれもなく、音質の劣化をきわめ
て少なくすることができる。
第1図はこの発明の一実施例を示した結線図、第2図は
ミューテイングオフ時における第1図中の一部の等価回
路、第3図は電源オン・オフ時における回路のおける回
路の特性を示すタイミングチャートである。 QI〜Q3……トランジスタ、R1,R2……抵抗、以
上カレントミラー回路、D1,D2・・・・・・ダイオ
ード、Q6,Q7・・・・・・トランジスタ、以上SE
PPボルテージホロワ回路、Q4,Q5・・・・・・ス
イッチング回路、RI0,RI1,R13……抵抗、C
I……コンデンサ。 第1図 第2図 第3図
ミューテイングオフ時における第1図中の一部の等価回
路、第3図は電源オン・オフ時における回路のおける回
路の特性を示すタイミングチャートである。 QI〜Q3……トランジスタ、R1,R2……抵抗、以
上カレントミラー回路、D1,D2・・・・・・ダイオ
ード、Q6,Q7・・・・・・トランジスタ、以上SE
PPボルテージホロワ回路、Q4,Q5・・・・・・ス
イッチング回路、RI0,RI1,R13……抵抗、C
I……コンデンサ。 第1図 第2図 第3図
Claims (1)
- 1 PNPトランジスタとNPNトランジスタのエミツ
タを共通接続し、前記2つのトランジスタのベースに夫
々ダイオードを介して同一信号を加え、この2つのトラ
ンジスタのエミツタ共通接続点から出力を取り出すよう
にしたSEPPボルテージホロワ回路において、前記N
PN(またはPNP)トランジスタのベースにカレント
ミラー回路を構成する1対のトランジスタのうち出力電
流供給側トランジスタのコレクタを接続し、前記PNP
(またはNPN)トランジスタのベースにベースが共通
接続された1対のスイツチングトランジスタのうち一方
のトランジスタのコレクタを接続すると共に他方のトラ
ンジスタと前記カレントミラー回路の入力電流供給側ト
ランジスタのコレクタどうしを接続し、前記SEPPボ
ルテージホロワ回路の共通エミツタ出力と電源電圧の中
点電位との間に抵抗を接続し、この中点電位とアース間
に時定数回路を設けて成り、前記1対のスイツチングト
ランジスタのベース共通接続点に制御信号を印加してこ
のトランジスタをオフさせカレントミラー回路を不動作
としてSEPPボルテージホロワ回路のトランジスタを
オフさせてミユーテイングをかけたときにこのエミツタ
電位を前記中点電位と同一にすることを特徴とするスイ
ツチ回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53118816A JPS6038043B2 (ja) | 1978-09-27 | 1978-09-27 | スイツチ回路 |
US06/078,621 US4315221A (en) | 1978-09-27 | 1979-09-25 | Switching circuit |
DE2939017A DE2939017C2 (de) | 1978-09-27 | 1979-09-26 | Elektronischer Schalter mit einer Gegentaktschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53118816A JPS6038043B2 (ja) | 1978-09-27 | 1978-09-27 | スイツチ回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5545264A JPS5545264A (en) | 1980-03-29 |
JPS6038043B2 true JPS6038043B2 (ja) | 1985-08-29 |
Family
ID=14745840
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP53118816A Expired JPS6038043B2 (ja) | 1978-09-27 | 1978-09-27 | スイツチ回路 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4315221A (ja) |
JP (1) | JPS6038043B2 (ja) |
DE (1) | DE2939017C2 (ja) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5743617U (ja) * | 1980-08-26 | 1982-03-10 | ||
JPS61102806A (ja) * | 1984-10-24 | 1986-05-21 | Rohm Co Ltd | 負帰還増幅回路 |
NL8403820A (nl) * | 1984-12-17 | 1986-07-16 | Philips Nv | Schakeling voor het elimineren van stoorsignalen aan een uitgang van een elektronisch circuit bij het in- en uitschakelen van de voedingsspanning. |
JPH0411378Y2 (ja) * | 1985-09-26 | 1992-03-23 | ||
JPH0642637B2 (ja) * | 1988-08-12 | 1994-06-01 | 三洋電機株式会社 | 低周波電力増幅用パワーセイブ回路 |
US5199079A (en) * | 1991-05-21 | 1993-03-30 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Supply voltage responsive audible transient (POP) suppression arrangement |
EP0576770B1 (en) * | 1992-05-22 | 1999-12-22 | STMicroelectronics S.r.l. | Audio Amplifier turn-off control circuit |
DE69413235T2 (de) | 1994-10-31 | 1999-01-28 | St Microelectronics Srl | In verschiedene Konfigurationen umschaltbarer Operationsverstärker |
US5796303A (en) * | 1996-06-26 | 1998-08-18 | Vinn; Charles L. | Popless amplifier |
JPH10178322A (ja) * | 1996-12-18 | 1998-06-30 | Sony Corp | 中間周波増幅回路 |
Citations (3)
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---|---|---|---|---|
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JPS50153552A (ja) * | 1974-05-30 | 1975-12-10 | ||
JPS5333496U (ja) * | 1976-08-30 | 1978-03-23 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5524284B2 (ja) * | 1972-10-04 | 1980-06-27 | ||
US3896393A (en) * | 1973-12-26 | 1975-07-22 | Motorola Inc | Monolithic power amplifier capable of operating class a and class ab |
US3944944A (en) * | 1974-10-24 | 1976-03-16 | Ellenbecker Daniel G | Power amplifier with distortion control |
-
1978
- 1978-09-27 JP JP53118816A patent/JPS6038043B2/ja not_active Expired
-
1979
- 1979-09-25 US US06/078,621 patent/US4315221A/en not_active Expired - Lifetime
- 1979-09-26 DE DE2939017A patent/DE2939017C2/de not_active Expired
Patent Citations (3)
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JPS50153552A (ja) * | 1974-05-30 | 1975-12-10 | ||
JPS5333496U (ja) * | 1976-08-30 | 1978-03-23 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2939017C2 (de) | 1982-04-22 |
DE2939017A1 (de) | 1980-04-03 |
US4315221A (en) | 1982-02-09 |
JPS5545264A (en) | 1980-03-29 |
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