JPS60263811A - Range finder - Google Patents
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- JPS60263811A JPS60263811A JP11975484A JP11975484A JPS60263811A JP S60263811 A JPS60263811 A JP S60263811A JP 11975484 A JP11975484 A JP 11975484A JP 11975484 A JP11975484 A JP 11975484A JP S60263811 A JPS60263811 A JP S60263811A
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- G01C3/00—Measuring distances in line of sight; Optical rangefinders
- G01C3/02—Details
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
(発明の分野)
本発明は、カメラ等に用いられる三角測距方式の測距装
置に関し、特に、所定の周波数で変調された近赤外光を
被写体に投射しその反射光を2分割の受光素子例えばシ
リコンホトダイオード(以下SPDど記述する)または
半導体装置検出素子(以下PSDと記述づ”る)で検出
し、この2分割受光素子の出力から−り記被写体による
反射光成分を復調(検波、平滑)し、比演算することに
よって測定を行なう赤外発光式アクティブ測距装置に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of the Invention) The present invention relates to a triangular distance measuring device used in cameras and the like, and in particular to a distance measuring device that projects near-infrared light modulated at a predetermined frequency onto a subject. The reflected light is detected by a two-split light-receiving element, such as a silicon photodiode (hereinafter referred to as SPD) or a semiconductor device detection element (hereinafter referred to as PSD), and the reflected light from the subject is determined from the output of this two-split light-receiving element. The present invention relates to an infrared emitting active distance measuring device that performs measurements by demodulating (detecting, smoothing) light components and calculating ratios.
(発明の背切)
従来、この種の測距装置またはこの種の測距装置を用い
た自動焦点(AF)システムとして、特公昭54−39
731号公報、特開昭57−104809号公報或は特
開昭57−177107号公報等に開示されl〔ものが
知られている。また、本出願人等は、これらの測距装置
の改良を提案するとともに、先に特願昭58−1661
9号、特願昭58−95946号、特願昭58−182
530号及び特願昭58−245659号並びに特願昭
58−23405号、特願昭58−95947号、特願
昭58−187773号及び特願昭51−245972
号として出願した。(Betrayal of the invention) Conventionally, as this type of distance measuring device or an autofocus (AF) system using this type of distance measuring device,
731, JP-A-57-104809, JP-A-57-177107, etc. are known. In addition, the present applicant and others have proposed improvements to these distance measuring devices, and have previously filed a patent application filed in 1661-1985.
No. 9, Japanese Patent Application No. 1983-95946, Japanese Patent Application No. 1982-182
530 and Japanese Patent Application No. 58-245659, as well as Japanese Patent Application No. 58-23405, Japanese Patent Application No. 58-95947, Japanese Patent Application No. 58-187773, and Japanese Patent Application No. 51-245972.
The application was filed as No.
ところで、このような測距装置において、受光素子で光
電変換された信号は、所定の交流増幅回路で被変調光の
被写体による反射光成分が増幅された後、検波回路及び
平滑回路で直流変換され、次段の信号ホールド回路や比
演算回路等へ入力される。しかし、この場合、交流信号
に重畳されたノイズ成分は、交流増幅回路及び検波回路
をそのまま通過してしまうため、抵抗とコンデンサ(C
R)で構成されこの検波回路の出力を平滑する平滑回路
の時定数が小さいと、ノイズによるリップルが大きくな
り、比演算回路での誤測距の確率が大きくなるという不
都合があった。また、このリップルを小さくしようとす
ると、時定数が大きく測距時間が長くなり、カメラの動
作シーケンス上で問題となるため、この時定数を余り大
きくすることはできないという問題があった。By the way, in such a distance measuring device, the signal photoelectrically converted by the light receiving element is converted into DC by a detection circuit and a smoothing circuit after the reflected light component of the modulated light from the object is amplified by a predetermined AC amplifier circuit. , is input to the next stage signal hold circuit, ratio calculation circuit, etc. However, in this case, the noise component superimposed on the AC signal passes through the AC amplifier circuit and the detection circuit as is, so the resistor and capacitor (C
If the time constant of the smoothing circuit configured by R) for smoothing the output of this detection circuit is small, ripples due to noise will become large, and the probability of erroneous distance measurement in the ratio calculation circuit will increase. Further, if an attempt is made to reduce this ripple, the time constant becomes large and the distance measurement time becomes long, which causes problems in the camera operation sequence, so there is a problem in that the time constant cannot be made too large.
(発明の目的)
本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので
、測距装置において、検波回路の出力を平滑する平滑回
路の時定数を段階的に切換えるという溝想に基づき、測
距時間を長くすることなく、リップルの小さい極めて高
精度の測距を可能にすることを目的とする。(Object of the Invention) The present invention has been made to solve the above problems, and is based on the idea that the time constant of a smoothing circuit for smoothing the output of a detection circuit is switched in stages in a distance measuring device. It is an object of the present invention to enable extremely high-precision distance measurement with small ripples without increasing distance measurement time.
(発明の構成)
上記目的を達成するため本発明では、測距対蒙に向()
て被変調光を投射する投光手段と、該投光手段から所定
のり線長前れて配置され夫々上記測距対象からの反射光
の受光量及び入射位置に応じたレベルの2つの受光出力
を発生する受光手段と、該各受光出力中の被変調光成分
を選択的に検波・平滑して該被変調光の受光レベルを検
出する検波及び平滑手段を含み該2つの被変調光の受光
レベル信号を比演算することにより上記測距対象までの
距離に応じた信号を発生する信号処理手段とを右する三
角測距方式の測距装置において、上記平滑手段がCR平
滑回路により構成されるとともに該CR平滑回路を構成
する抵抗が出力インピーダンス可変の信号伝達回路から
なり、該平滑手段の時定数を変化させることにより上記
受光レベル信号のリップル特性を短時間に改善すること
を特徴とする。(Structure of the Invention) In order to achieve the above object, the present invention is directed toward distance measurement ().
a light projection means for projecting modulated light; and two light reception outputs arranged a predetermined line length ahead of the light projection means, each having a level corresponding to the amount of light reflected from the distance measurement target and the incident position. and a detection and smoothing means that selectively detects and smoothes the modulated light component in each of the received light outputs to detect the received level of the modulated light. In a triangulation distance measuring device, the smoothing means is constituted by a CR smoothing circuit, and a signal processing means generates a signal according to the distance to the object to be measured by calculating a ratio of level signals. Additionally, the resistor constituting the CR smoothing circuit is comprised of a signal transmission circuit with variable output impedance, and by changing the time constant of the smoothing means, the ripple characteristics of the received light level signal can be improved in a short time.
上記の構成に係る本発明によれば、受光出力もしくは受
光信号レベルが高くノイズの少ないときは時定数を短く
、また、受光出力もしくは受光信号レベルが低くなるに
従って時定数を長くしたり、或いは時間とともに時定数
を可変して受光信号レベル近辺に立ち上るまでは時定数
を短く、それ以後は時定数をより長くすることにより、
測距時間の延長を極力押えた上でリップルの大幅な減少
を図ることができる。According to the present invention having the above configuration, the time constant is shortened when the received light output or the received light signal level is high and there is little noise, and the time constant is lengthened as the received light output or the received light signal level becomes low, or the time constant is By changing the time constant and shortening the time constant until it rises near the received light signal level, and then increasing the time constant,
It is possible to significantly reduce ripple while minimizing the extension of distance measurement time.
(実施例の説明) 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。(Explanation of Examples) Hereinafter, the present invention will be explained in detail using the drawings.
第1図は本発明の1実施例に係る測距装置のブロック構
成を示す。同図において、1,2はシリコンボ[〜ダイ
オード(SPD’) 、3.4はヘッドアンプ、5はa
−C間及びb−c間が排他的に導通されるアナログスイ
ッチ回路、6は利得(増幅率)調整入力端子6aを備え
た交流増幅回路(ゲインスイングアンプ)、7はゲイン
スイングアンプ6の増幅率を一定時゛間内において低増
幅率から高増幅率へ掃引するゲインスイングコントロー
ル回路、8は中心周波数ro (例えば16k)−1z
)の帯域フィルタアンプ、9は同期検波回路、10.
Nは抵抗12及びコンデンサ13.14からなる平滑回
路の入力及び出力端子、15は直流増幅回路、16は本
発明の特徴どする時定数可変回路、17.18は夫々出
力端子19.20を有する信号ホールド回路、22は摺
動子21を有する可変抵抗器、23はコンパレータ回路
、24はこの測距装置全体の動作シーケンスを制御する
シーケンス制御回路、25は駆動回路、26は駆動回路
25により定電流駆動される赤外発光ダイオード(以下
I LEDと記述する)であり、夫々図示の如く接続さ
れている。FIG. 1 shows a block configuration of a distance measuring device according to an embodiment of the present invention. In the figure, 1 and 2 are silicon boron diode (SPD'), 3.4 is a head amplifier, and 5 is a
6 is an AC amplifier circuit (gain swing amplifier) equipped with a gain (amplification factor) adjustment input terminal 6a, and 7 is an amplification of gain swing amplifier 6. A gain swing control circuit that sweeps the gain from a low amplification factor to a high amplification factor within a certain period of time, 8 is a center frequency ro (for example, 16k) - 1z
) bandpass filter amplifier; 9 is a synchronous detection circuit; 10.
N is the input and output terminal of a smoothing circuit consisting of a resistor 12 and capacitors 13 and 14, 15 is a DC amplifier circuit, 16 is a variable time constant circuit which is a feature of the present invention, and 17 and 18 have output terminals 19 and 20, respectively. A signal hold circuit, 22 is a variable resistor having a slider 21, 23 is a comparator circuit, 24 is a sequence control circuit that controls the operation sequence of the entire distance measuring device, 25 is a drive circuit, and 26 is determined by the drive circuit 25. These are current-driven infrared light emitting diodes (hereinafter referred to as ILEDs), and are connected as shown in the figure.
なお、同図の装置は、前掲の先行技術に係る測距装置が
信号処理回路部のゲインスイングアンプ6から直流増幅
回路15に至るアナログ信号処理部分を2チャンネル分
設けられていたのに対し、5PD1.2の2つの受光出
力の一方を選択して該処理部に供給するアナログスイッ
チ回路5を設番ノることにより、該アナログ信号処理部
を1ヂi・ンオルにして回路の小形化を図ったものであ
る。Note that the device shown in the figure has two channels of analog signal processing sections ranging from the gain swing amplifier 6 of the signal processing circuit section to the DC amplification circuit 15 in the distance measuring device according to the prior art mentioned above. By installing an analog switch circuit 5 that selects one of the two light reception outputs of the 5PD1.2 and supplies it to the processing section, the analog signal processing section can be made single and the circuit can be miniaturized. It was planned.
次に、第1図の装置をカメラに実装した場合の動作を説
明づ°る。Next, the operation when the device shown in FIG. 1 is mounted on a camera will be explained.
この測距装置が実装されたカメラの図示しない電源スィ
ッチが開成され回路の各部に給電が行なわれている状態
において、レリーズ操作の第1段階で図示しない第ルリ
ーズスイッチがオンされると、シーケンスコントロール
回路24は、信号ホールド回路17.18及びゲインス
イングコントロール回路7をクリアするとともに、所定
周波数f。When the power switch (not shown) of the camera equipped with this distance measuring device is opened and power is being supplied to each part of the circuit, when the first release switch (not shown) is turned on in the first step of the release operation, the sequence The control circuit 24 clears the signal hold circuits 17 and 18 and the gain swing control circuit 7, and also clears the predetermined frequency f.
(例えば16k)(z)のクロックパルスを発生してゲ
インスイングコントロール回路7、同期検波回路9、時
定数可変回路16及び駆動回路25等に供給する。これ
により、駆動回路25はILED26を上記クロックパ
ルスでオン・オフ駆動し、FLED26はパルス変調光
を発生する。(For example, 16k) (z) clock pulses are generated and supplied to the gain swing control circuit 7, synchronous detection circuit 9, time constant variable circuit 16, drive circuit 25, etc. As a result, the drive circuit 25 turns on and off the ILED 26 using the clock pulse, and the FLED 26 generates pulse modulated light.
上記ILE026より発光された変調光は被写体に投射
され、その反射光が5PD1及び5PD2に入射すると
、これらの5PDI及び5PD2は夫々の入射光を光電
変換して入射光の大ぎさに比例した電流をヘッドアンプ
3及び4に供給する。The modulated light emitted from the above ILE026 is projected onto the subject, and when the reflected light enters 5PD1 and 5PD2, these 5PDI and 5PD2 photoelectrically convert the incident light and generate a current proportional to the magnitude of the incident light. Supplies head amplifiers 3 and 4.
ヘッドアンプ3及び4では夫々の入力を電流増幅(イン
ピーダンス変換)シて次段のアナログスイッチ5へ供給
する。The head amplifiers 3 and 4 amplify currents (impedance conversion) of their respective inputs and supply them to the analog switch 5 at the next stage.
ここで゛、まず最初にシーケンスコン1〜〔1−ル回路
24からのコントロール信号によりアナ1]グスイツチ
5のa−0間が導通され、ヘッドアンプ3からの信号つ
まりC++信号がゲインスイングアンプ6により増幅さ
れる。このゲインスイングアンプ6は、上述のゲインコ
ントロール回路7の作用の下に、増幅率が一定時間内に
おいて低増幅率から高増幅率へ掃引され該アンプ6の出
力が所定の値に達した時点での増幅率を保持するように
]ントロールされている。ゲインスイングアンプ6によ
り所定の大きさに増幅されたCH+信号はざらに次段の
帯域フィルタアンプ8により信号周波数foを中心に増
幅される。Here, first, conduction is established between a and 0 of the analog switch 5 by the control signals from the sequence control circuit 1 to [1-control circuit 24, and the signal from the head amplifier 3, that is, the C++ signal, is transferred to the gain swing amplifier 6. is amplified by The gain swing amplifier 6 sweeps the amplification factor from a low amplification factor to a high amplification factor within a certain period of time under the action of the gain control circuit 7 described above, and when the output of the amplifier 6 reaches a predetermined value, ] is controlled to maintain the amplification factor of The CH+ signal amplified to a predetermined magnitude by the gain swing amplifier 6 is roughly amplified around the signal frequency fo by the bandpass filter amplifier 8 in the next stage.
帯域フィルタアンプ8で増幅されたC I−11信号は
、同期検波回路9によりピーク値がサンプルされ次の平
滑回路のコンデンサ゛13にホールドされる。The peak value of the CI-11 signal amplified by the bandpass filter amplifier 8 is sampled by the synchronous detection circuit 9 and held in the capacitor 13 of the next smoothing circuit.
同期検波回路9及びコンデンサ13によりサンプルアン
ドホールドされた信号は、次に抵抗12及び本発明の時
定数可変回路16とコンデンサ14により段階的に平滑
された後、DCアンプ(直流増幅回路)15により直流
増幅され、CH+信号ホールド回路17に入力され、5
PD1の光電変換信号として、ストア(格納)される。The signal sampled and held by the synchronous detection circuit 9 and the capacitor 13 is then smoothed in stages by the resistor 12, the variable time constant circuit 16 of the present invention, and the capacitor 14, and then smoothed by the DC amplifier (direct current amplifier circuit) 15. The DC amplified signal is input to the CH+ signal hold circuit 17, and the
It is stored as a photoelectric conversion signal of PD1.
このようにC’H+信号のホールド回路17へのストア
が終了リ−るど、次に、アナログスイッチ5がb−c側
に接続されて5PD2の信号(CH2信号)がセレクト
され、CH+ (’5PD1)側の信号測定時に増幅度
がホールド(固定)されたままのゲインスイングアンプ
6で増幅され、以下、帯域フィルタアンプ8ないしDC
アンプ15により上述のCI−l +側の信号処理時と
同様に処理された後、今度はCH2信号ボールド回路1
8にストアされる。As soon as the storing of the C'H+ signal in the hold circuit 17 is completed, the analog switch 5 is connected to the b-c side, the signal of 5PD2 (CH2 signal) is selected, and the CH+ (' When measuring the signal on the 5PD1) side, it is amplified by the gain swing amplifier 6 whose amplification degree is held (fixed), and is subsequently amplified by the bandpass filter amplifier 8 or the DC
After being processed by the amplifier 15 in the same manner as the signal processing on the CI-l + side described above, this time the CH2 signal bold circuit 1
8 is stored.
ホールド回路17にストアされたChh信号は可変抵抗
22の上部端子19に印加され、ボールド回路18にス
トアされたC hl 2信号はコンパレータ23の一方
の入力端子例えば反転入力端子(−)に印加される。ま
た、図示しない撮影レンズの移動に連動する可変抵抗2
2の摺動子21は、コンパレータ23のもう一方の入力
端子例えば非反転入力端子(+)に接続されている。次
に、上記シャッターボタンがさらに押し込まれて図示し
ない第2レリーズスイツチがオンすると、図示しないレ
ンズストップ用マグネットが付勢されることにより図示
しないストッパが吸引されて撮影レンズ゛の移動が開始
する。これにより、摺動子21が撮影レンズの移動に連
動して摺動し、CI−1+信号とCH2信号が比演算さ
れ、レンズの合焦位置でコンパレータ23がタイミング
信尼を出ツノして上記マグネットがオンし、上記ストッ
パが落ら込んでレンズの図示しないス1ヘツプギアに入
り、レンズの移動が停止され、この測距装侃による測距
及び合焦動作が終了J−る。The Chh signal stored in the hold circuit 17 is applied to the upper terminal 19 of the variable resistor 22, and the Chl 2 signal stored in the bold circuit 18 is applied to one input terminal of the comparator 23, for example, the inverting input terminal (-). Ru. In addition, a variable resistor 2 that is linked to the movement of the photographic lens (not shown)
The second slider 21 is connected to the other input terminal of the comparator 23, for example, the non-inverting input terminal (+). Next, when the shutter button is further pressed and a second release switch (not shown) is turned on, a lens stop magnet (not shown) is energized to attract a stopper (not shown) and the photographing lens begins to move. As a result, the slider 21 slides in conjunction with the movement of the photographing lens, the CI-1+ signal and the CH2 signal are ratio-calculated, and the comparator 23 outputs the timing signal at the focal position of the lens, causing the above-mentioned The magnet is turned on, and the stopper falls into the first stop gear (not shown) of the lens, stopping movement of the lens, and the distance measuring and focusing operations by this distance measuring device are completed.
なお、ゲインスイングコントロール回路7への帰還ルー
プ信号は、平滑回路による避れの無い同期検波回路9の
出力端子10から得ている。これは、帰還ループ信号の
遅れが余り大ぎい場合、ゲインスイングコントロール回
路7は、出力が過大になるまで増幅率が掃引されてしま
い、ゲインスイングアンプ6、ゲインスイングコントロ
ール回路7、帯域フィルタアンプ8、同期検波回路9、
DCアンプ15および信号ホールド回路17.18等が
飽和してしまう等、回路のダイナミックレンジ補償がで
きなくなるためである。Note that the feedback loop signal to the gain swing control circuit 7 is obtained from the output terminal 10 of the synchronous detection circuit 9, which is inevitably caused by a smoothing circuit. This is because if the delay of the feedback loop signal is too large, the amplification factor of the gain swing control circuit 7 will be swept until the output becomes excessive, resulting in the gain swing amplifier 6, gain swing control circuit 7, and bandpass filter amplifier 8. , synchronous detection circuit 9,
This is because the DC amplifier 15, signal hold circuits 17, 18, etc. become saturated, making it impossible to compensate for the dynamic range of the circuit.
さて、本発明による時定数変換回路16の具体回路例を
第2,3図により説明する。第2図は、時定数を段階的
に変化させ、第3図は連続的に変化させる場合の回路例
である。Now, a specific circuit example of the time constant conversion circuit 16 according to the present invention will be explained with reference to FIGS. 2 and 3. FIG. 2 shows an example of a circuit in which the time constant is changed stepwise, and FIG. 3 is a circuit example in which it is changed continuously.
第2図においてトランジスタ42〜50及び入出力端子
51.52から成る回路は、演算増幅器をボルテージホ
ロワ−に構成したものである。この回路においては、す
い込み型定電流回路の出ノ〕トランジスタ42のコレク
タ電流(IC=II +12 十13)に比例して、演
算増幅器の出力電流が流れる。つまり定電流トランジス
タ42のコレクタ電流1Gをコントロールすることによ
って演算増幅器の出力電流即ら出力インピータンスをコ
ントロールすることができる。In FIG. 2, the circuit consisting of transistors 42 to 50 and input/output terminals 51 and 52 is an operational amplifier configured as a voltage follower. In this circuit, the output current of the operational amplifier flows in proportion to the collector current (IC=II+12+13) of the transistor 42 (output of the embedded constant current circuit). That is, by controlling the collector current 1G of the constant current transistor 42, the output current of the operational amplifier, that is, the output impedance can be controlled.
端子27ないしトランジスタ41により椙成される回路
は、トランジスタ42のコレクタ電流Jcを段階的に切
替え、合成するための回路である。The circuit formed by the terminal 27 and the transistor 41 is a circuit for switching and synthesizing the collector current Jc of the transistor 42 in stages.
ブロック32の回路におけるトランジスタ37.38は
カレントミラー回路構成であり定電流源35からの出力
電流11がダイオード接続された]・ランジスタ37に
流れると、そのミラー効果によってトランジスタ38の
コレクタに電流11と同じ大きさの電流が流れる。この
時、コントロール端子29へはLレベル信号を加えてト
ランジスタ36をオフさせている。The transistors 37 and 38 in the circuit of block 32 have a current mirror circuit configuration, and the output current 11 from the constant current source 35 is diode-connected.] When the output current 11 from the constant current source 35 flows to the transistor 37, the current 11 flows to the collector of the transistor 38 due to the mirror effect. Currents of the same magnitude flow. At this time, an L level signal is applied to the control terminal 29 to turn off the transistor 36.
また、トランジスタ38をオフつまり11を零にするた
めには端子29にHレベルの信号を印加することにより
トランジスタ3Gをオンし、定電流源35の出力電流1
+をグランドGNDにバイパスすればよい。In addition, in order to turn off the transistor 38, that is, to make the voltage 11 zero, by applying an H level signal to the terminal 29, the transistor 3G is turned on, and the output current 1 of the constant current source 35 is reduced to 1.
+ should be bypassed to ground GND.
ブロック32と同様の回路を31.30.・・・と組む
ことによって定電流源34.33.・・・の電流12,
13゜・・・の合成電流1t+12+13・・・をダイ
オード接続されたトランジスタ39に流すことができる
。電流j+、Iz、I3.・・・は、コントロール端子
29゜28、27.・・・によりコントロールされる。31.30.A circuit similar to block 32. By combining with..., a constant current source 34.33. Current 12,
A composite current 1t+12+13... of 13°... can flow through the diode-connected transistor 39. Current j+, Iz, I3. ... are control terminals 29°28, 27. ...is controlled by...
トランジスタ39及びトランジスタ40は、PNPカレ
ントミラー回路の構成になっているため、トランジスタ
39に流れる合成電流It +12 +13・・・に等
しい電流がトランジスタ40のコレクタを流れ、さらに
ダイオード接続されたトランジスタ41に流れる。この
トランジスタ41と42もカレントミラー構成されてい
るため、結局トランジスラダ42のコレクタにもトラン
ジスタ39に流れる合成電流II +12 +13・・
・に等しい電流が流れることになる。Since the transistor 39 and the transistor 40 are configured as a PNP current mirror circuit, a current equal to the combined current It +12 +13... flowing through the transistor 39 flows through the collector of the transistor 40, and further flows through the diode-connected transistor 41. flows. Since these transistors 41 and 42 also have a current mirror configuration, the combined current II +12 +13 . . . flows through the collector of the transistor ladder 42 and the transistor 39.
A current equal to ・ will flow.
即ち、入力端子29.28.27.・・・へのコントロ
ール信号を順次L→1@レベルに切換えていくことによ
って、トランジスタ42のコレクタ電流を11→−r2
+I3→I2+I3→I3→・・・Oと切換えることが
でき、ボルテージホロワ構成された演算増幅器、つまり
時定数可変回路16の出力電流容量(出力インピーダン
ス)を段階的に減少(出力インピーダンスを増大)させ
ることができるのである。That is, input terminals 29, 28, 27. By sequentially switching the control signals from L to 1@ level, the collector current of the transistor 42 changes from 11 to −r2.
+I3→I2+I3→I3→...O, the output current capacity (output impedance) of the operational amplifier configured as a voltage follower, that is, the variable time constant circuit 16, can be decreased in stages (increase the output impedance). It is possible to do so.
また、上記による時定数可変回路16の出力電流(出力
インピーダンスの逆数)の変化を第4図に示す。Further, FIG. 4 shows changes in the output current (reciprocal of output impedance) of the variable time constant circuit 16 due to the above.
次に、出力電流(出力インピーダンス)を連続的に変化
させる回路例を第3図により説明する。Next, an example of a circuit for continuously changing the output current (output impedance) will be explained with reference to FIG.
まず、コントロール端子64にLレベルの時定数可変開
始信号が入力されると、トランジスタ63゜61がオフ
し、コンデンサ57がトランジスタ58を介して充電を
開始する。これにより、トランジスタ58のコレクタ電
位■は、電源電圧VCCから徐々に下がって来る。つま
り、その変化は、
V−Vcc−(IJ /C)T [V]但し、C;コン
デンサ57の静電容量、14 :定電流源60の出力電
流つまりコンデンサ57の充電電流(トランジスタ59
,58はカレントミラー構成であるからコレクタ電流が
等しい)、
T;時間[Sec]
となり、時間の経過に対して直線的に変化する。First, when an L level time constant variable start signal is input to the control terminal 64, the transistors 63 and 61 are turned off, and the capacitor 57 starts charging via the transistor 58. As a result, the collector potential (2) of the transistor 58 gradually decreases from the power supply voltage VCC. In other words, the change is V-Vcc-(IJ/C)T [V] where C: capacitance of capacitor 57, 14: output current of constant current source 60, that is, charging current of capacitor 57 (transistor 59
, 58 have a current mirror configuration, so the collector currents are the same), T: time [Sec], which changes linearly with the passage of time.
ところがトランジスタ55のベースエミッタ電圧Vs+
とトランジスタ53のペースエミッタ電圧VB2とが
等しいものと仮定すれば、トランジスタ53のエミッタ
電位は、■となり抵抗54には、I 5 =V/R=
(Vcc−(I 4 /C) ・ T)/R[A]
の電流が流れ、1−ランジスタ53のコレクタ電流とし
て、I5にほぼ等しい電流が流れる。However, the base-emitter voltage Vs+ of the transistor 55
Assuming that and the pace emitter voltage VB2 of the transistor 53 are equal, the emitter potential of the transistor 53 becomes ■, and the resistor 54 has I 5 =V/R=
A current of (Vcc-(I 4 /C) · T)/R[A] flows, and as a collector current of the 1-transistor 53, a current approximately equal to I5 flows.
ここで、トランジスタ39と40及び41と42は、カ
レントミラー回路構成されているため、トランジスタ4
2のコレクタ電流はトランジスタ53および39゜40
、41の各コレクタ電流に等しく、したがって時定数可
変回路16の出力インビータンスを直線的に可変させる
ことができるのである。Here, since the transistors 39 and 40 and 41 and 42 are configured as a current mirror circuit, the transistor 4
The collector current of 2 is the transistor 53 and 39°40
, 41, and therefore the output impedance of the variable time constant circuit 16 can be varied linearly.
また、本回路例では、出力インピーダンスを直線的に変
化させたが定電流源60の出力電流変化を直線的以外の
変化をさせることにより、平滑回路特性を種々変化さゼ
ることが可能である。Further, in this circuit example, the output impedance is changed linearly, but by changing the output current of the constant current source 60 in a manner other than linearly, it is possible to change the smoothing circuit characteristics in various ways. .
第5図は本回路の出ツノ特性を示す。FIG. 5 shows the output characteristics of this circuit.
(発明の適用範囲〉
なお、上述の実施例においては、ILED150発光出
力または信号処理回路6の増幅率のいずれかを一定時間
内で掃引するようにしているが、本発明は、特公昭5l
−39L31号公報、特開昭57−104809号公報
或は特開昭5’l−177107号公報等に開示された
ものと同様に発光系の出力及び受光系の増幅率のいずれ
も一定とすることができることは勿論である。また、上
述においては、受光手段として基線方向に隣接して配置
された2つの受光素子5PD1及び5PD2を用いてい
るが、受光位置に応じて別個に2つの出力を発生する他
の素子例えば上記特開昭57−177107号公報等に
開示されている半導体装置検出素子を用いるようにして
もよい。また、第1図において、S/、N等の問題が無
い場合は、アナログスイッチ回路5を5PD1,2とヘ
ッドアンプ3,4との間に用いることにより、ヘッドア
ンプを1個で済ませて回路をより簡略化することができ
る。また、上述の信号処理回路6のゲインを掃引する代
りに、前掲の特願昭58−23405号、特願昭58−
95947号、特願昭58−187773号及び特願昭
58−245972号等に記載した様に、投光手段から
の発光量をスイングするようにしてもよい。さらに、上
述のようにゲインまたは発光量をスイングさせる場合、
上記発光手段の一方の受光出力またはその増幅された出
力が一定時間内に前記所定値に達しない時は、測距出力
を遠距離として判別するようにしてもよい。(Scope of Application of the Invention) In the above embodiment, either the light emission output of the ILED 150 or the amplification factor of the signal processing circuit 6 is swept within a certain period of time.
Similar to those disclosed in JP-A-39L31, JP-A-57-104809, JP-A-5'l-177107, etc., both the output of the light emitting system and the amplification factor of the light receiving system are constant. Of course it is possible. Further, in the above description, two light receiving elements 5PD1 and 5PD2 arranged adjacent to each other in the base line direction are used as the light receiving means, but other elements that separately generate two outputs depending on the light receiving position, such as the special feature mentioned above, are used. A semiconductor device detection element disclosed in JP-A-57-177107 or the like may be used. In addition, in Fig. 1, if there are no problems such as S/N, etc., the analog switch circuit 5 can be used between the 5PDs 1 and 2 and the head amplifiers 3 and 4, so that only one head amplifier is required. can be further simplified. In addition, instead of sweeping the gain of the signal processing circuit 6 described above, it is possible to
As described in Japanese Patent Application No. 95947, Japanese Patent Application No. 58-187773, Japanese Patent Application No. 58-245972, etc., the amount of light emitted from the light projecting means may be varied. Furthermore, when swinging the gain or light emission amount as described above,
When the light reception output of one of the light emitting means or its amplified output does not reach the predetermined value within a certain period of time, the distance measurement output may be determined as a long distance.
第1図は本発明の1実施例に係る測距装置の構成を示す
ブロック図、第2及び3図は夫々第1図の時定数可変回
路の具体例を示す回路図、第4及び5図は夫々第2及び
3図の時定数可変回路の時間対出力電流特性を示すグラ
フである。
1.2・・・シリコンホトダイオード(SPD)、3.
4・・・ヘッドアンプ、
5・・・アナログスイッチ回路、
6・・・ゲインスイングアンプ、9・・・同期検波回路
、13、14・・・コンデンサ、16・・・時定数可変
回路、17、18・・・信号ホールド回路、
23・・・コンパレータ回路、
24・・・シーケンス制御回路、25・・・駆動回路、
−26・・・赤外発光ダイオード(ILED)。
特許出願人 株式会社 コパル
代理人 弁理士 伊東辰雄
代理人 弁理士 伊東哲也FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a distance measuring device according to an embodiment of the present invention, FIGS. 2 and 3 are circuit diagrams showing specific examples of the variable time constant circuit shown in FIG. 1, and FIGS. 4 and 5, respectively. are graphs showing the time versus output current characteristics of the variable time constant circuits of FIGS. 2 and 3, respectively. 1.2...Silicon photodiode (SPD), 3.
4... Head amplifier, 5... Analog switch circuit, 6... Gain swing amplifier, 9... Synchronous detection circuit, 13, 14... Capacitor, 16... Time constant variable circuit, 17, 18... Signal hold circuit, 23... Comparator circuit, 24... Sequence control circuit, 25... Drive circuit,
-26...Infrared light emitting diode (ILED). Patent applicant Copal Co., Ltd. Agent Patent attorney Tatsuo Ito Attorney Patent attorney Tetsuya Ito
Claims (1)
該投光手段から所定の基線長離れて配置され夫々」−記
測距対象からの反射光の受光量及び入射位置に応じたレ
ベルの2つの受光出力を発生J−る受光手段と、該各受
光出力中の被変調光成分を選択的に検波・平滑して該被
変調光の受光レベルを検出する検波及び平滑手段を含み
該2つの被変調光の受光レベル信号を比演算することに
より上記測距対象までの距離に応じた信号を発生する信
号処理手段とを有する三角測距方式の測距装置において
、−ト記平滑手段がCR平滑回路により構成されるとと
もに該CR平滑回路を構成する抵抗が出力インピーダン
ス可変の信号伝達回路からなり、該平滑手段の時定数を
変化させることにより上記受光レベル信号のリップル特
性を7Jj時間に改善することを特徴とする測距装置。 2、前記信号伝達回路が、動作電流可変の差動アンプ構
成の演算増幅回路を用いたポルチーシボロワ回路からな
ることを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の測距装
置。 3、前記受光手段が、基線方向に隣接して配置され夫々
前記反射光の受光量に応じた受光信号を発生する2つの
受光素子からなり、両受光素子の受光信号の比によつ−
C測距対象までの距離が測定されるようになっているこ
とを特徴とする特許請求の範囲第1または2項記載の測
距装置。 4、前記受光手段が共通電極と2つの検出用電極を有す
る単導体光位置検出素子からなり、前記反射光の入射位
置による上記共通電極と夫々の検出用電極間の出力の比
によって測距対象までの距離が測定されるようになって
いることを特徴とする特許請求の範囲第1または2項記
載の測距装置。 5、前記信号処理手段は、前記受光手段の発生する2つ
の受光量ツノのうち1つを選択して前記検出手段に供給
する選択手段と、該選択手段を切換えることにより上記
2つの受光出力の夫々から時分割的に検出される前記受
光レベル信号のうち少なくとも一方を記憶する記憶手段
とを備え、上記検出手段がnl−であることを特徴とす
る特許請求の範囲第1〜4項のいずれか1つに記載の測
距装置。 6、前記信号処理手段は、前記選択手段を介して供給さ
れる受光出力を増幅する増幅回路の増幅率を一定時間内
において低増幅率から高増幅率へ掃引し、該増幅回路の
出力が所定の値に達した時点で該増幅回路の増幅率を保
持し、該増幅回路の出力より検出される前記受光レベル
信号を前記記憶手段に記憶ざゼるどともに、上記選択手
段を切換えることにより他方の受光出力を該増幅回路に
入力し増幅された該他方の受光出力より検出される他方
の受光レベル信号の状態を判別するようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第5項記載の測距装置。 7、前記投光手段は、前記発光素子の発光光mを一定時
間内において小光量から大光量へ単調増加さVる手段を
備え、前記信号処理手段は、一方の前記受光出力が所定
の値に達した時点で、上記発光先組を保持さけるととも
に前記選択手段を切換えて他方の受光出力を入力し各受
光出力にり検出される両受光レベル信号を比較するよう
にしたことを特徴とする特許請求の範囲第5項記載の測
距装置。 8、前記一方の受光出力またはその増幅された出力が一
定時間内に前記所定値に達しない時は、測距出力を遠路
シ11どして判別するようにしたことを特徴とする特許
請求の範囲第6または7項記載の測距装置。[Claims] 1. Light projecting means for projecting modulated light toward a distance measurement target;
a light receiving means disposed a predetermined baseline length apart from the light projecting means, each generating two light receiving outputs having a level corresponding to the amount of received light reflected from the distance measuring target and the incident position; The above-mentioned method includes a detection and smoothing means for selectively detecting and smoothing the modulated light component in the received light output to detect the received level of the modulated light, and calculates the ratio of the received light level signals of the two modulated lights. In a triangular distance measuring device having a signal processing means for generating a signal according to a distance to a distance measurement object, the smoothing means described in (g) is constituted by a CR smoothing circuit, and the CR smoothing circuit is constituted. A distance measuring device characterized in that the resistor comprises a signal transmission circuit with variable output impedance, and the ripple characteristic of the light reception level signal is improved to 7Jj time by changing the time constant of the smoothing means. 2. The distance measuring device according to claim 1, wherein the signal transmission circuit is comprised of a portico Borrower circuit using an operational amplifier circuit configured as a differential amplifier with variable operating current. 3. The light receiving means includes two light receiving elements that are arranged adjacent to each other in the base line direction and each generates a light receiving signal according to the amount of received reflected light, and the light receiving means depends on the ratio of the light receiving signals of both light receiving elements.
C. A distance measuring device according to claim 1 or 2, characterized in that the distance to a distance measuring object is measured. 4. The light receiving means is composed of a single conductor optical position detection element having a common electrode and two detection electrodes, and the distance measurement target is determined by the ratio of the output between the common electrode and each detection electrode depending on the incident position of the reflected light. 3. The distance measuring device according to claim 1, wherein the distance measuring device is adapted to measure the distance to. 5. The signal processing means includes a selection means for selecting one of the two received light amount horns generated by the light receiving means and supplying it to the detection means; and storage means for storing at least one of the light reception level signals detected in a time-divisional manner from each of the light reception level signals, and the detection means is nl-. The distance measuring device according to item 1. 6. The signal processing means sweeps the amplification factor of an amplification circuit that amplifies the received light output supplied via the selection means from a low amplification factor to a high amplification factor within a certain period of time, so that the output of the amplification circuit is set to a predetermined value. When the amplification factor of the amplifier circuit reaches the value of The measuring device according to claim 5, characterized in that the state of the other received light level signal detected by inputting the received light output of one to the amplification circuit and the amplified received light output of the other one is determined. range device. 7. The light projecting means includes means for monotonically increasing the emitted light m of the light emitting element from a small light amount to a large light amount within a certain period of time, and the signal processing means is configured to increase one of the received light outputs to a predetermined value. When the light emitting destination set is reached, the light emitting destination set is held and the selection means is switched to input the other light receiving output, and both light receiving level signals detected by each light receiving output are compared. A distance measuring device according to claim 5. 8. When the one of the received light outputs or the amplified output thereof does not reach the predetermined value within a certain period of time, the distance measurement output is determined by a long distance transmission 11. A distance measuring device according to range 6 or 7.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11975484A JPS60263811A (en) | 1984-06-13 | 1984-06-13 | Range finder |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11975484A JPS60263811A (en) | 1984-06-13 | 1984-06-13 | Range finder |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60263811A true JPS60263811A (en) | 1985-12-27 |
Family
ID=14769330
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11975484A Pending JPS60263811A (en) | 1984-06-13 | 1984-06-13 | Range finder |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60263811A (en) |
-
1984
- 1984-06-13 JP JP11975484A patent/JPS60263811A/en active Pending
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