JPS60263811A - Range finder - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To enable a range finding with smaller ripple and higher accurcy by changing in steps the time constant of a smoothing circuit smoothing the output of a detection circuit. CONSTITUTION:When a current I1 flows to the transistor (TR)37 of a current mirror circuit from a constant current power source 35. The current I1flows to the collector of a TR38 as well due to a mirror effect. The composite current I1+I2+I3 of the currents I1, I2, I3 of the constant current source becomes to flow to a TR39 by setting similar circuit to a block 32 on circuits 31, 30. Since the TRs 39, 40 and TRs 41, 42 are respectively made in current mirror, the current equivalent to the composite current of TR39 flows to the collector TR40 and further flows to TR41 as well. The composite current I1+I2+I3 flows to the collector of TR42 as well. By changing the controlling signal for terminals 29-27 in order to L H level, it is enabled to change the collector current of TR42 to I1+I2+I3 I2+I3 I3 0, and to change variously the characteristics of smoothing circuit with changing the output current of a time constant variable circuit.

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の分野） 本発明は、カメラ等に用いられる三角測距方式の測距装
置に関し、特に、所定の周波数で変調された近赤外光を
被写体に投射しその反射光を２分割の受光素子例えばシ
リコンホトダイオード（以下ＳＰＤど記述する）または
半導体装置検出素子（以下ＰＳＤと記述づ”る）で検出
し、この２分割受光素子の出力から−り記被写体による
反射光成分を復調（検波、平滑）し、比演算することに
よって測定を行なう赤外発光式アクティブ測距装置に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of the Invention) The present invention relates to a triangular distance measuring device used in cameras and the like, and in particular to a distance measuring device that projects near-infrared light modulated at a predetermined frequency onto a subject. The reflected light is detected by a two-split light-receiving element, such as a silicon photodiode (hereinafter referred to as SPD) or a semiconductor device detection element (hereinafter referred to as PSD), and the reflected light from the subject is determined from the output of this two-split light-receiving element. The present invention relates to an infrared emitting active distance measuring device that performs measurements by demodulating (detecting, smoothing) light components and calculating ratios.

（発明の背切） 従来、この種の測距装置またはこの種の測距装置を用い
た自動焦点（ＡＦ）システムとして、特公昭５４−３９
７３１号公報、特開昭５７−１０４８０９号公報或は特
開昭５７−１７７１０７号公報等に開示されｌ〔ものが
知られている。また、本出願人等は、これらの測距装置
の改良を提案するとともに、先に特願昭５８−１６６１
９号、特願昭５８−９５９４６号、特願昭５８−１８２
５３０号及び特願昭５８−２４５６５９号並びに特願昭
５８−２３４０５号、特願昭５８−９５９４７号、特願
昭５８−１８７７７３号及び特願昭５１−２４５９７２
号として出願した。(Betrayal of the invention) Conventionally, as this type of distance measuring device or an autofocus (AF) system using this type of distance measuring device,
731, JP-A-57-104809, JP-A-57-177107, etc. are known. In addition, the present applicant and others have proposed improvements to these distance measuring devices, and have previously filed a patent application filed in 1661-1985.
No. 9, Japanese Patent Application No. 1983-95946, Japanese Patent Application No. 1982-182
530 and Japanese Patent Application No. 58-245659, as well as Japanese Patent Application No. 58-23405, Japanese Patent Application No. 58-95947, Japanese Patent Application No. 58-187773, and Japanese Patent Application No. 51-245972.
The application was filed as No.

ところで、このような測距装置において、受光素子で光
電変換された信号は、所定の交流増幅回路で被変調光の
被写体による反射光成分が増幅された後、検波回路及び
平滑回路で直流変換され、次段の信号ホールド回路や比
演算回路等へ入力される。しかし、この場合、交流信号
に重畳されたノイズ成分は、交流増幅回路及び検波回路
をそのまま通過してしまうため、抵抗とコンデンサ（Ｃ
Ｒ）で構成されこの検波回路の出力を平滑する平滑回路
の時定数が小さいと、ノイズによるリップルが大きくな
り、比演算回路での誤測距の確率が大きくなるという不
都合があった。また、このリップルを小さくしようとす
ると、時定数が大きく測距時間が長くなり、カメラの動
作シーケンス上で問題となるため、この時定数を余り大
きくすることはできないという問題があった。By the way, in such a distance measuring device, the signal photoelectrically converted by the light receiving element is converted into DC by a detection circuit and a smoothing circuit after the reflected light component of the modulated light from the object is amplified by a predetermined AC amplifier circuit. , is input to the next stage signal hold circuit, ratio calculation circuit, etc. However, in this case, the noise component superimposed on the AC signal passes through the AC amplifier circuit and the detection circuit as is, so the resistor and capacitor (C
If the time constant of the smoothing circuit configured by R) for smoothing the output of this detection circuit is small, ripples due to noise will become large, and the probability of erroneous distance measurement in the ratio calculation circuit will increase. Further, if an attempt is made to reduce this ripple, the time constant becomes large and the distance measurement time becomes long, which causes problems in the camera operation sequence, so there is a problem in that the time constant cannot be made too large.

（発明の目的） 本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので
、測距装置において、検波回路の出力を平滑する平滑回
路の時定数を段階的に切換えるという溝想に基づき、測
距時間を長くすることなく、リップルの小さい極めて高
精度の測距を可能にすることを目的とする。(Object of the Invention) The present invention has been made to solve the above problems, and is based on the idea that the time constant of a smoothing circuit for smoothing the output of a detection circuit is switched in stages in a distance measuring device. It is an object of the present invention to enable extremely high-precision distance measurement with small ripples without increasing distance measurement time.

（発明の構成） 上記目的を達成するため本発明では、測距対蒙に向（）
て被変調光を投射する投光手段と、該投光手段から所定
のり線長前れて配置され夫々上記測距対象からの反射光
の受光量及び入射位置に応じたレベルの２つの受光出力
を発生する受光手段と、該各受光出力中の被変調光成分
を選択的に検波・平滑して該被変調光の受光レベルを検
出する検波及び平滑手段を含み該２つの被変調光の受光
レベル信号を比演算することにより上記測距対象までの
距離に応じた信号を発生する信号処理手段とを右する三
角測距方式の測距装置において、上記平滑手段がＣＲ平
滑回路により構成されるとともに該ＣＲ平滑回路を構成
する抵抗が出力インピーダンス可変の信号伝達回路から
なり、該平滑手段の時定数を変化させることにより上記
受光レベル信号のリップル特性を短時間に改善すること
を特徴とする。(Structure of the Invention) In order to achieve the above object, the present invention is directed toward distance measurement ().
a light projection means for projecting modulated light; and two light reception outputs arranged a predetermined line length ahead of the light projection means, each having a level corresponding to the amount of light reflected from the distance measurement target and the incident position. and a detection and smoothing means that selectively detects and smoothes the modulated light component in each of the received light outputs to detect the received level of the modulated light. In a triangulation distance measuring device, the smoothing means is constituted by a CR smoothing circuit, and a signal processing means generates a signal according to the distance to the object to be measured by calculating a ratio of level signals. Additionally, the resistor constituting the CR smoothing circuit is comprised of a signal transmission circuit with variable output impedance, and by changing the time constant of the smoothing means, the ripple characteristics of the received light level signal can be improved in a short time.

上記の構成に係る本発明によれば、受光出力もしくは受
光信号レベルが高くノイズの少ないときは時定数を短く
、また、受光出力もしくは受光信号レベルが低くなるに
従って時定数を長くしたり、或いは時間とともに時定数
を可変して受光信号レベル近辺に立ち上るまでは時定数
を短く、それ以後は時定数をより長くすることにより、
測距時間の延長を極力押えた上でリップルの大幅な減少
を図ることができる。According to the present invention having the above configuration, the time constant is shortened when the received light output or the received light signal level is high and there is little noise, and the time constant is lengthened as the received light output or the received light signal level becomes low, or the time constant is By changing the time constant and shortening the time constant until it rises near the received light signal level, and then increasing the time constant,
It is possible to significantly reduce ripple while minimizing the extension of distance measurement time.

（実施例の説明） 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。(Explanation of Examples) Hereinafter, the present invention will be explained in detail using the drawings.

第１図は本発明の１実施例に係る測距装置のブロック構
成を示す。同図において、１，２はシリコンボ［〜ダイ
オード（ＳＰＤ’）　、３．４はヘッドアンプ、５はａ
−Ｃ間及びｂ−ｃ間が排他的に導通されるアナログスイ
ッチ回路、６は利得（増幅率）調整入力端子６ａを備え
た交流増幅回路（ゲインスイングアンプ）、７はゲイン
スイングアンプ６の増幅率を一定時゛間内において低増
幅率から高増幅率へ掃引するゲインスイングコントロー
ル回路、８は中心周波数ｒｏ　（例えば１６ｋ）−１ｚ
）の帯域フィルタアンプ、９は同期検波回路、１０．　
Ｎは抵抗１２及びコンデンサ１３．１４からなる平滑回
路の入力及び出力端子、１５は直流増幅回路、１６は本
発明の特徴どする時定数可変回路、１７．１８は夫々出
力端子１９．２０を有する信号ホールド回路、２２は摺
動子２１を有する可変抵抗器、２３はコンパレータ回路
、２４はこの測距装置全体の動作シーケンスを制御する
シーケンス制御回路、２５は駆動回路、２６は駆動回路
２５により定電流駆動される赤外発光ダイオード（以下
Ｉ　ＬＥＤと記述する）であり、夫々図示の如く接続さ
れている。FIG. 1 shows a block configuration of a distance measuring device according to an embodiment of the present invention. In the figure, 1 and 2 are silicon boron diode (SPD'), 3.4 is a head amplifier, and 5 is a
6 is an AC amplifier circuit (gain swing amplifier) equipped with a gain (amplification factor) adjustment input terminal 6a, and 7 is an amplification of gain swing amplifier 6. A gain swing control circuit that sweeps the gain from a low amplification factor to a high amplification factor within a certain period of time, 8 is a center frequency ro (for example, 16k) - 1z
) bandpass filter amplifier; 9 is a synchronous detection circuit; 10.
N is the input and output terminal of a smoothing circuit consisting of a resistor 12 and capacitors 13 and 14, 15 is a DC amplifier circuit, 16 is a variable time constant circuit which is a feature of the present invention, and 17 and 18 have output terminals 19 and 20, respectively. A signal hold circuit, 22 is a variable resistor having a slider 21, 23 is a comparator circuit, 24 is a sequence control circuit that controls the operation sequence of the entire distance measuring device, 25 is a drive circuit, and 26 is determined by the drive circuit 25. These are current-driven infrared light emitting diodes (hereinafter referred to as ILEDs), and are connected as shown in the figure.

なお、同図の装置は、前掲の先行技術に係る測距装置が
信号処理回路部のゲインスイングアンプ６から直流増幅
回路１５に至るアナログ信号処理部分を２チャンネル分
設けられていたのに対し、５ＰＤ１．２の２つの受光出
力の一方を選択して該処理部に供給するアナログスイッ
チ回路５を設番ノることにより、該アナログ信号処理部
を１ヂｉ・ンオルにして回路の小形化を図ったものであ
る。Note that the device shown in the figure has two channels of analog signal processing sections ranging from the gain swing amplifier 6 of the signal processing circuit section to the DC amplification circuit 15 in the distance measuring device according to the prior art mentioned above. By installing an analog switch circuit 5 that selects one of the two light reception outputs of the 5PD1.2 and supplies it to the processing section, the analog signal processing section can be made single and the circuit can be miniaturized. It was planned.

次に、第１図の装置をカメラに実装した場合の動作を説
明づ°る。Next, the operation when the device shown in FIG. 1 is mounted on a camera will be explained.

この測距装置が実装されたカメラの図示しない電源スィ
ッチが開成され回路の各部に給電が行なわれている状態
において、レリーズ操作の第１段階で図示しない第ルリ
ーズスイッチがオンされると、シーケンスコントロール
回路２４は、信号ホールド回路１７．１８及びゲインス
イングコントロール回路７をクリアするとともに、所定
周波数ｆ。When the power switch (not shown) of the camera equipped with this distance measuring device is opened and power is being supplied to each part of the circuit, when the first release switch (not shown) is turned on in the first step of the release operation, the sequence The control circuit 24 clears the signal hold circuits 17 and 18 and the gain swing control circuit 7, and also clears the predetermined frequency f.

（例えば１６ｋ）（ｚ）のクロックパルスを発生してゲ
インスイングコントロール回路７、同期検波回路９、時
定数可変回路１６及び駆動回路２５等に供給する。これ
により、駆動回路２５はＩＬＥＤ２６を上記クロックパ
ルスでオン・オフ駆動し、ＦＬＥＤ２６はパルス変調光
を発生する。(For example, 16k) (z) clock pulses are generated and supplied to the gain swing control circuit 7, synchronous detection circuit 9, time constant variable circuit 16, drive circuit 25, etc. As a result, the drive circuit 25 turns on and off the ILED 26 using the clock pulse, and the FLED 26 generates pulse modulated light.

上記ＩＬＥ０２６より発光された変調光は被写体に投射
され、その反射光が５ＰＤ１及び５ＰＤ２に入射すると
、これらの５ＰＤＩ及び５ＰＤ２は夫々の入射光を光電
変換して入射光の大ぎさに比例した電流をヘッドアンプ
３及び４に供給する。The modulated light emitted from the above ILE026 is projected onto the subject, and when the reflected light enters 5PD1 and 5PD2, these 5PDI and 5PD2 photoelectrically convert the incident light and generate a current proportional to the magnitude of the incident light. Supplies head amplifiers 3 and 4.

ヘッドアンプ３及び４では夫々の入力を電流増幅（イン
ピーダンス変換）シて次段のアナログスイッチ５へ供給
する。The head amplifiers 3 and 4 amplify currents (impedance conversion) of their respective inputs and supply them to the analog switch 5 at the next stage.

ここで゛、まず最初にシーケンスコン１〜〔１−ル回路
２４からのコントロール信号によりアナ１］グスイツチ
５のａ−０間が導通され、ヘッドアンプ３からの信号つ
まりＣ＋＋信号がゲインスイングアンプ６により増幅さ
れる。このゲインスイングアンプ６は、上述のゲインコ
ントロール回路７の作用の下に、増幅率が一定時間内に
おいて低増幅率から高増幅率へ掃引され該アンプ６の出
力が所定の値に達した時点での増幅率を保持するように
］ントロールされている。ゲインスイングアンプ６によ
り所定の大きさに増幅されたＣＨ＋信号はざらに次段の
帯域フィルタアンプ８により信号周波数ｆｏを中心に増
幅される。Here, first, conduction is established between a and 0 of the analog switch 5 by the control signals from the sequence control circuit 1 to [1-control circuit 24, and the signal from the head amplifier 3, that is, the C++ signal, is transferred to the gain swing amplifier 6. is amplified by The gain swing amplifier 6 sweeps the amplification factor from a low amplification factor to a high amplification factor within a certain period of time under the action of the gain control circuit 7 described above, and when the output of the amplifier 6 reaches a predetermined value, ] is controlled to maintain the amplification factor of The CH+ signal amplified to a predetermined magnitude by the gain swing amplifier 6 is roughly amplified around the signal frequency fo by the bandpass filter amplifier 8 in the next stage.

帯域フィルタアンプ８で増幅されたＣ　Ｉ−１１信号は
、同期検波回路９によりピーク値がサンプルされ次の平
滑回路のコンデンサ゛１３にホールドされる。The peak value of the CI-11 signal amplified by the bandpass filter amplifier 8 is sampled by the synchronous detection circuit 9 and held in the capacitor 13 of the next smoothing circuit.

同期検波回路９及びコンデンサ１３によりサンプルアン
ドホールドされた信号は、次に抵抗１２及び本発明の時
定数可変回路１６とコンデンサ１４により段階的に平滑
された後、ＤＣアンプ（直流増幅回路）１５により直流
増幅され、ＣＨ＋信号ホールド回路１７に入力され、５
ＰＤ１の光電変換信号として、ストア（格納）される。The signal sampled and held by the synchronous detection circuit 9 and the capacitor 13 is then smoothed in stages by the resistor 12, the variable time constant circuit 16 of the present invention, and the capacitor 14, and then smoothed by the DC amplifier (direct current amplifier circuit) 15. The DC amplified signal is input to the CH+ signal hold circuit 17, and the
It is stored as a photoelectric conversion signal of PD1.

このようにＣ’Ｈ＋信号のホールド回路１７へのストア
が終了リ−るど、次に、アナログスイッチ５がｂ−ｃ側
に接続されて５ＰＤ２の信号（ＣＨ２信号）がセレクト
され、ＣＨ＋　（’５ＰＤ１）側の信号測定時に増幅度
がホールド（固定）されたままのゲインスイングアンプ
６で増幅され、以下、帯域フィルタアンプ８ないしＤＣ
アンプ１５により上述のＣＩ−ｌ　＋側の信号処理時と
同様に処理された後、今度はＣＨ２信号ボールド回路１
８にストアされる。As soon as the storing of the C'H+ signal in the hold circuit 17 is completed, the analog switch 5 is connected to the b-c side, the signal of 5PD2 (CH2 signal) is selected, and the CH+ (' When measuring the signal on the 5PD1) side, it is amplified by the gain swing amplifier 6 whose amplification degree is held (fixed), and is subsequently amplified by the bandpass filter amplifier 8 or the DC
After being processed by the amplifier 15 in the same manner as the signal processing on the CI-l + side described above, this time the CH2 signal bold circuit 1
8 is stored.

ホールド回路１７にストアされたＣｈｈ信号は可変抵抗
２２の上部端子１９に印加され、ボールド回路１８にス
トアされたＣ　ｈｌ　２信号はコンパレータ２３の一方
の入力端子例えば反転入力端子（−）に印加される。ま
た、図示しない撮影レンズの移動に連動する可変抵抗２
２の摺動子２１は、コンパレータ２３のもう一方の入力
端子例えば非反転入力端子（＋）に接続されている。次
に、上記シャッターボタンがさらに押し込まれて図示し
ない第２レリーズスイツチがオンすると、図示しないレ
ンズストップ用マグネットが付勢されることにより図示
しないストッパが吸引されて撮影レンズ゛の移動が開始
する。これにより、摺動子２１が撮影レンズの移動に連
動して摺動し、ＣＩ−１＋信号とＣＨ２信号が比演算さ
れ、レンズの合焦位置でコンパレータ２３がタイミング
信尼を出ツノして上記マグネットがオンし、上記ストッ
パが落ら込んでレンズの図示しないス１ヘツプギアに入
り、レンズの移動が停止され、この測距装侃による測距
及び合焦動作が終了Ｊ−る。The Chh signal stored in the hold circuit 17 is applied to the upper terminal 19 of the variable resistor 22, and the Chl 2 signal stored in the bold circuit 18 is applied to one input terminal of the comparator 23, for example, the inverting input terminal (-). Ru. In addition, a variable resistor 2 that is linked to the movement of the photographic lens (not shown)
The second slider 21 is connected to the other input terminal of the comparator 23, for example, the non-inverting input terminal (+). Next, when the shutter button is further pressed and a second release switch (not shown) is turned on, a lens stop magnet (not shown) is energized to attract a stopper (not shown) and the photographing lens begins to move. As a result, the slider 21 slides in conjunction with the movement of the photographing lens, the CI-1+ signal and the CH2 signal are ratio-calculated, and the comparator 23 outputs the timing signal at the focal position of the lens, causing the above-mentioned The magnet is turned on, and the stopper falls into the first stop gear (not shown) of the lens, stopping movement of the lens, and the distance measuring and focusing operations by this distance measuring device are completed.

なお、ゲインスイングコントロール回路７への帰還ルー
プ信号は、平滑回路による避れの無い同期検波回路９の
出力端子１０から得ている。これは、帰還ループ信号の
遅れが余り大ぎい場合、ゲインスイングコントロール回
路７は、出力が過大になるまで増幅率が掃引されてしま
い、ゲインスイングアンプ６、ゲインスイングコントロ
ール回路７、帯域フィルタアンプ８、同期検波回路９、
ＤＣアンプ１５および信号ホールド回路１７．１８等が
飽和してしまう等、回路のダイナミックレンジ補償がで
きなくなるためである。Note that the feedback loop signal to the gain swing control circuit 7 is obtained from the output terminal 10 of the synchronous detection circuit 9, which is inevitably caused by a smoothing circuit. This is because if the delay of the feedback loop signal is too large, the amplification factor of the gain swing control circuit 7 will be swept until the output becomes excessive, resulting in the gain swing amplifier 6, gain swing control circuit 7, and bandpass filter amplifier 8. , synchronous detection circuit 9,
This is because the DC amplifier 15, signal hold circuits 17, 18, etc. become saturated, making it impossible to compensate for the dynamic range of the circuit.

さて、本発明による時定数変換回路１６の具体回路例を
第２，３図により説明する。第２図は、時定数を段階的
に変化させ、第３図は連続的に変化させる場合の回路例
である。Now, a specific circuit example of the time constant conversion circuit 16 according to the present invention will be explained with reference to FIGS. 2 and 3. FIG. 2 shows an example of a circuit in which the time constant is changed stepwise, and FIG. 3 is a circuit example in which it is changed continuously.

第２図においてトランジスタ４２〜５０及び入出力端子
５１．５２から成る回路は、演算増幅器をボルテージホ
ロワ−に構成したものである。この回路においては、す
い込み型定電流回路の出ノ〕トランジスタ４２のコレク
タ電流（ＩＣ＝ＩＩ　＋１２　十１３）に比例して、演
算増幅器の出力電流が流れる。つまり定電流トランジス
タ４２のコレクタ電流１Ｇをコントロールすることによ
って演算増幅器の出力電流即ら出力インピータンスをコ
ントロールすることができる。In FIG. 2, the circuit consisting of transistors 42 to 50 and input/output terminals 51 and 52 is an operational amplifier configured as a voltage follower. In this circuit, the output current of the operational amplifier flows in proportion to the collector current (IC=II+12+13) of the transistor 42 (output of the embedded constant current circuit). That is, by controlling the collector current 1G of the constant current transistor 42, the output current of the operational amplifier, that is, the output impedance can be controlled.

端子２７ないしトランジスタ４１により椙成される回路
は、トランジスタ４２のコレクタ電流Ｊｃを段階的に切
替え、合成するための回路である。The circuit formed by the terminal 27 and the transistor 41 is a circuit for switching and synthesizing the collector current Jc of the transistor 42 in stages.

ブロック３２の回路におけるトランジスタ３７．３８は
カレントミラー回路構成であり定電流源３５からの出力
電流１１がダイオード接続された］・ランジスタ３７に
流れると、そのミラー効果によってトランジスタ３８の
コレクタに電流１１と同じ大きさの電流が流れる。この
時、コントロール端子２９へはＬレベル信号を加えてト
ランジスタ３６をオフさせている。The transistors 37 and 38 in the circuit of block 32 have a current mirror circuit configuration, and the output current 11 from the constant current source 35 is diode-connected.] When the output current 11 from the constant current source 35 flows to the transistor 37, the current 11 flows to the collector of the transistor 38 due to the mirror effect. Currents of the same magnitude flow. At this time, an L level signal is applied to the control terminal 29 to turn off the transistor 36.

また、トランジスタ３８をオフつまり１１を零にするた
めには端子２９にＨレベルの信号を印加することにより
トランジスタ３Ｇをオンし、定電流源３５の出力電流１
＋をグランドＧＮＤにバイパスすればよい。In addition, in order to turn off the transistor 38, that is, to make the voltage 11 zero, by applying an H level signal to the terminal 29, the transistor 3G is turned on, and the output current 1 of the constant current source 35 is reduced to 1.
+ should be bypassed to ground GND.

ブロック３２と同様の回路を３１．３０．・・・と組む
ことによって定電流源３４．３３．・・・の電流１２，
１３゜・・・の合成電流１ｔ＋１２＋１３・・・をダイ
オード接続されたトランジスタ３９に流すことができる
。電流ｊ＋、Ｉｚ、Ｉ３．・・・は、コントロール端子
２９゜２８、２７．・・・によりコントロールされる。31.30.A circuit similar to block 32. By combining with..., a constant current source 34.33. Current 12,
A composite current 1t+12+13... of 13°... can flow through the diode-connected transistor 39. Current j+, Iz, I3. ... are control terminals 29°28, 27. ...is controlled by...

トランジスタ３９及びトランジスタ４０は、ＰＮＰカレ
ントミラー回路の構成になっているため、トランジスタ
３９に流れる合成電流Ｉｔ　＋１２　＋１３・・・に等
しい電流がトランジスタ４０のコレクタを流れ、さらに
ダイオード接続されたトランジスタ４１に流れる。この
トランジスタ４１と４２もカレントミラー構成されてい
るため、結局トランジスラダ４２のコレクタにもトラン
ジスタ３９に流れる合成電流ＩＩ　＋１２　＋１３・・
・に等しい電流が流れることになる。Since the transistor 39 and the transistor 40 are configured as a PNP current mirror circuit, a current equal to the combined current It +12 +13... flowing through the transistor 39 flows through the collector of the transistor 40, and further flows through the diode-connected transistor 41. flows. Since these transistors 41 and 42 also have a current mirror configuration, the combined current II +12 +13 . . . flows through the collector of the transistor ladder 42 and the transistor 39.
A current equal to ・ will flow.

即ち、入力端子２９．２８．２７．・・・へのコントロ
ール信号を順次Ｌ→１＠レベルに切換えていくことによ
って、トランジスタ４２のコレクタ電流を１１→−ｒ２
＋Ｉ３→Ｉ２＋Ｉ３→Ｉ３→・・・Ｏと切換えることが
でき、ボルテージホロワ構成された演算増幅器、つまり
時定数可変回路１６の出力電流容量（出力インピーダン
ス）を段階的に減少（出力インピーダンスを増大）させ
ることができるのである。That is, input terminals 29, 28, 27. By sequentially switching the control signals from L to 1@ level, the collector current of the transistor 42 changes from 11 to −r2.
+I3→I2+I3→I3→...O, the output current capacity (output impedance) of the operational amplifier configured as a voltage follower, that is, the variable time constant circuit 16, can be decreased in stages (increase the output impedance). It is possible to do so.

また、上記による時定数可変回路１６の出力電流（出力
インピーダンスの逆数）の変化を第４図に示す。Further, FIG. 4 shows changes in the output current (reciprocal of output impedance) of the variable time constant circuit 16 due to the above.

次に、出力電流（出力インピーダンス）を連続的に変化
させる回路例を第３図により説明する。Next, an example of a circuit for continuously changing the output current (output impedance) will be explained with reference to FIG.

まず、コントロール端子６４にＬレベルの時定数可変開
始信号が入力されると、トランジスタ６３゜６１がオフ
し、コンデンサ５７がトランジスタ５８を介して充電を
開始する。これにより、トランジスタ５８のコレクタ電
位■は、電源電圧ＶＣＣから徐々に下がって来る。つま
り、その変化は、 Ｖ−Ｖｃｃ−（ＩＪ　／Ｃ）Ｔ　［Ｖ］但し、Ｃ；コン
デンサ５７の静電容量、１４　：定電流源６０の出力電
流つまりコンデンサ５７の充電電流（トランジスタ５９
，５８はカレントミラー構成であるからコレクタ電流が
等しい）、 Ｔ；時間［Ｓｅｃ］ となり、時間の経過に対して直線的に変化する。First, when an L level time constant variable start signal is input to the control terminal 64, the transistors 63 and 61 are turned off, and the capacitor 57 starts charging via the transistor 58. As a result, the collector potential (2) of the transistor 58 gradually decreases from the power supply voltage VCC. In other words, the change is V-Vcc-(IJ/C)T [V] where C: capacitance of capacitor 57, 14: output current of constant current source 60, that is, charging current of capacitor 57 (transistor 59
, 58 have a current mirror configuration, so the collector currents are the same), T: time [Sec], which changes linearly with the passage of time.

ところがトランジスタ５５のベースエミッタ電圧Ｖｓ＋
　とトランジスタ５３のペースエミッタ電圧ＶＢ２とが
等しいものと仮定すれば、トランジスタ５３のエミッタ
電位は、■となり抵抗５４には、Ｉ　５　＝Ｖ／Ｒ＝　
（Ｖｃｃ−（Ｉ　４　／Ｃ）　・　Ｔ）／Ｒ［Ａ］ の電流が流れ、１−ランジスタ５３のコレクタ電流とし
て、Ｉ５にほぼ等しい電流が流れる。However, the base-emitter voltage Vs+ of the transistor 55
Assuming that and the pace emitter voltage VB2 of the transistor 53 are equal, the emitter potential of the transistor 53 becomes ■, and the resistor 54 has I 5 =V/R=
A current of (Vcc-(I 4 /C) · T)/R[A] flows, and as a collector current of the 1-transistor 53, a current approximately equal to I5 flows.

ここで、トランジスタ３９と４０及び４１と４２は、カ
レントミラー回路構成されているため、トランジスタ４
２のコレクタ電流はトランジスタ５３および３９゜４０
、４１の各コレクタ電流に等しく、したがって時定数可
変回路１６の出力インビータンスを直線的に可変させる
ことができるのである。Here, since the transistors 39 and 40 and 41 and 42 are configured as a current mirror circuit, the transistor 4
The collector current of 2 is the transistor 53 and 39°40
, 41, and therefore the output impedance of the variable time constant circuit 16 can be varied linearly.

また、本回路例では、出力インピーダンスを直線的に変
化させたが定電流源６０の出力電流変化を直線的以外の
変化をさせることにより、平滑回路特性を種々変化さゼ
ることが可能である。Further, in this circuit example, the output impedance is changed linearly, but by changing the output current of the constant current source 60 in a manner other than linearly, it is possible to change the smoothing circuit characteristics in various ways. .

第５図は本回路の出ツノ特性を示す。FIG. 5 shows the output characteristics of this circuit.

（発明の適用範囲〉 なお、上述の実施例においては、ＩＬＥＤ１５０発光出
力または信号処理回路６の増幅率のいずれかを一定時間
内で掃引するようにしているが、本発明は、特公昭５ｌ
−３９Ｌ３１号公報、特開昭５７−１０４８０９号公報
或は特開昭５’ｌ−１７７１０７号公報等に開示された
ものと同様に発光系の出力及び受光系の増幅率のいずれ
も一定とすることができることは勿論である。また、上
述においては、受光手段として基線方向に隣接して配置
された２つの受光素子５ＰＤ１及び５ＰＤ２を用いてい
るが、受光位置に応じて別個に２つの出力を発生する他
の素子例えば上記特開昭５７−１７７１０７号公報等に
開示されている半導体装置検出素子を用いるようにして
もよい。また、第１図において、Ｓ／、Ｎ等の問題が無
い場合は、アナログスイッチ回路５を５ＰＤ１，２とヘ
ッドアンプ３，４との間に用いることにより、ヘッドア
ンプを１個で済ませて回路をより簡略化することができ
る。また、上述の信号処理回路６のゲインを掃引する代
りに、前掲の特願昭５８−２３４０５号、特願昭５８−
９５９４７号、特願昭５８−１８７７７３号及び特願昭
５８−２４５９７２号等に記載した様に、投光手段から
の発光量をスイングするようにしてもよい。さらに、上
述のようにゲインまたは発光量をスイングさせる場合、
上記発光手段の一方の受光出力またはその増幅された出
力が一定時間内に前記所定値に達しない時は、測距出力
を遠距離として判別するようにしてもよい。(Scope of Application of the Invention) In the above embodiment, either the light emission output of the ILED 150 or the amplification factor of the signal processing circuit 6 is swept within a certain period of time.
Similar to those disclosed in JP-A-39L31, JP-A-57-104809, JP-A-5'l-177107, etc., both the output of the light emitting system and the amplification factor of the light receiving system are constant. Of course it is possible. Further, in the above description, two light receiving elements 5PD1 and 5PD2 arranged adjacent to each other in the base line direction are used as the light receiving means, but other elements that separately generate two outputs depending on the light receiving position, such as the special feature mentioned above, are used. A semiconductor device detection element disclosed in JP-A-57-177107 or the like may be used. In addition, in Fig. 1, if there are no problems such as S/N, etc., the analog switch circuit 5 can be used between the 5PDs 1 and 2 and the head amplifiers 3 and 4, so that only one head amplifier is required. can be further simplified. In addition, instead of sweeping the gain of the signal processing circuit 6 described above, it is possible to
As described in Japanese Patent Application No. 95947, Japanese Patent Application No. 58-187773, Japanese Patent Application No. 58-245972, etc., the amount of light emitted from the light projecting means may be varied. Furthermore, when swinging the gain or light emission amount as described above,
When the light reception output of one of the light emitting means or its amplified output does not reach the predetermined value within a certain period of time, the distance measurement output may be determined as a long distance.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の１実施例に係る測距装置の構成を示す
ブロック図、第２及び３図は夫々第１図の時定数可変回
路の具体例を示す回路図、第４及び５図は夫々第２及び
３図の時定数可変回路の時間対出力電流特性を示すグラ
フである。 １．２・・・シリコンホトダイオード（ＳＰＤ）、３．
４・・・ヘッドアンプ、 ５・・・アナログスイッチ回路、 ６・・・ゲインスイングアンプ、９・・・同期検波回路
、１３、１４・・・コンデンサ、１６・・・時定数可変
回路、１７、１８・・・信号ホールド回路、 ２３・・・コンパレータ回路、 ２４・・・シーケンス制御回路、２５・・・駆動回路、
−２６・・・赤外発光ダイオード（ＩＬＥＤ）。 特許出願人　株式会社　コパル 代理人　弁理士　伊東辰雄 代理人　弁理士　伊東哲也FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a distance measuring device according to an embodiment of the present invention, FIGS. 2 and 3 are circuit diagrams showing specific examples of the variable time constant circuit shown in FIG. 1, and FIGS. 4 and 5, respectively. are graphs showing the time versus output current characteristics of the variable time constant circuits of FIGS. 2 and 3, respectively. 1.2...Silicon photodiode (SPD), 3.
4... Head amplifier, 5... Analog switch circuit, 6... Gain swing amplifier, 9... Synchronous detection circuit, 13, 14... Capacitor, 16... Time constant variable circuit, 17, 18... Signal hold circuit, 23... Comparator circuit, 24... Sequence control circuit, 25... Drive circuit,
-26...Infrared light emitting diode (ILED). Patent applicant Copal Co., Ltd. Agent Patent attorney Tatsuo Ito Attorney Patent attorney Tetsuya Ito

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、測距対象に向けて被変調光を投剣する投光手段と、
該投光手段から所定の基線長離れて配置され夫々」−記
測距対象からの反射光の受光量及び入射位置に応じたレ
ベルの２つの受光出力を発生Ｊ−る受光手段と、該各受
光出力中の被変調光成分を選択的に検波・平滑して該被
変調光の受光レベルを検出する検波及び平滑手段を含み
該２つの被変調光の受光レベル信号を比演算することに
より上記測距対象までの距離に応じた信号を発生する信
号処理手段とを有する三角測距方式の測距装置において
、−ト記平滑手段がＣＲ平滑回路により構成されるとと
もに該ＣＲ平滑回路を構成する抵抗が出力インピーダン
ス可変の信号伝達回路からなり、該平滑手段の時定数を
変化させることにより上記受光レベル信号のリップル特
性を７Ｊｊ時間に改善することを特徴とする測距装置。 ２、前記信号伝達回路が、動作電流可変の差動アンプ構
成の演算増幅回路を用いたポルチーシボロワ回路からな
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の測距装
置。 ３、前記受光手段が、基線方向に隣接して配置され夫々
前記反射光の受光量に応じた受光信号を発生する２つの
受光素子からなり、両受光素子の受光信号の比によつ−
Ｃ測距対象までの距離が測定されるようになっているこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１または２項記載の測
距装置。 ４、前記受光手段が共通電極と２つの検出用電極を有す
る単導体光位置検出素子からなり、前記反射光の入射位
置による上記共通電極と夫々の検出用電極間の出力の比
によって測距対象までの距離が測定されるようになって
いることを特徴とする特許請求の範囲第１または２項記
載の測距装置。 ５、前記信号処理手段は、前記受光手段の発生する２つ
の受光量ツノのうち１つを選択して前記検出手段に供給
する選択手段と、該選択手段を切換えることにより上記
２つの受光出力の夫々から時分割的に検出される前記受
光レベル信号のうち少なくとも一方を記憶する記憶手段
とを備え、上記検出手段がｎｌ−であることを特徴とす
る特許請求の範囲第１〜４項のいずれか１つに記載の測
距装置。 ６、前記信号処理手段は、前記選択手段を介して供給さ
れる受光出力を増幅する増幅回路の増幅率を一定時間内
において低増幅率から高増幅率へ掃引し、該増幅回路の
出力が所定の値に達した時点で該増幅回路の増幅率を保
持し、該増幅回路の出力より検出される前記受光レベル
信号を前記記憶手段に記憶ざゼるどともに、上記選択手
段を切換えることにより他方の受光出力を該増幅回路に
入力し増幅された該他方の受光出力より検出される他方
の受光レベル信号の状態を判別するようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第５項記載の測距装置。 ７、前記投光手段は、前記発光素子の発光光ｍを一定時
間内において小光量から大光量へ単調増加さＶる手段を
備え、前記信号処理手段は、一方の前記受光出力が所定
の値に達した時点で、上記発光先組を保持さけるととも
に前記選択手段を切換えて他方の受光出力を入力し各受
光出力にり検出される両受光レベル信号を比較するよう
にしたことを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の測
距装置。 ８、前記一方の受光出力またはその増幅された出力が一
定時間内に前記所定値に達しない時は、測距出力を遠路
シ１１どして判別するようにしたことを特徴とする特許
請求の範囲第６または７項記載の測距装置。[Claims] 1. Light projecting means for projecting modulated light toward a distance measurement target;
a light receiving means disposed a predetermined baseline length apart from the light projecting means, each generating two light receiving outputs having a level corresponding to the amount of received light reflected from the distance measuring target and the incident position; The above-mentioned method includes a detection and smoothing means for selectively detecting and smoothing the modulated light component in the received light output to detect the received level of the modulated light, and calculates the ratio of the received light level signals of the two modulated lights. In a triangular distance measuring device having a signal processing means for generating a signal according to a distance to a distance measurement object, the smoothing means described in (g) is constituted by a CR smoothing circuit, and the CR smoothing circuit is constituted. A distance measuring device characterized in that the resistor comprises a signal transmission circuit with variable output impedance, and the ripple characteristic of the light reception level signal is improved to 7Jj time by changing the time constant of the smoothing means. 2. The distance measuring device according to claim 1, wherein the signal transmission circuit is comprised of a portico Borrower circuit using an operational amplifier circuit configured as a differential amplifier with variable operating current. 3. The light receiving means includes two light receiving elements that are arranged adjacent to each other in the base line direction and each generates a light receiving signal according to the amount of received reflected light, and the light receiving means depends on the ratio of the light receiving signals of both light receiving elements.
C. A distance measuring device according to claim 1 or 2, characterized in that the distance to a distance measuring object is measured. 4. The light receiving means is composed of a single conductor optical position detection element having a common electrode and two detection electrodes, and the distance measurement target is determined by the ratio of the output between the common electrode and each detection electrode depending on the incident position of the reflected light. 3. The distance measuring device according to claim 1, wherein the distance measuring device is adapted to measure the distance to. 5. The signal processing means includes a selection means for selecting one of the two received light amount horns generated by the light receiving means and supplying it to the detection means; and storage means for storing at least one of the light reception level signals detected in a time-divisional manner from each of the light reception level signals, and the detection means is nl-. The distance measuring device according to item 1. 6. The signal processing means sweeps the amplification factor of an amplification circuit that amplifies the received light output supplied via the selection means from a low amplification factor to a high amplification factor within a certain period of time, so that the output of the amplification circuit is set to a predetermined value. When the amplification factor of the amplifier circuit reaches the value of The measuring device according to claim 5, characterized in that the state of the other received light level signal detected by inputting the received light output of one to the amplification circuit and the amplified received light output of the other one is determined. range device. 7. The light projecting means includes means for monotonically increasing the emitted light m of the light emitting element from a small light amount to a large light amount within a certain period of time, and the signal processing means is configured to increase one of the received light outputs to a predetermined value. When the light emitting destination set is reached, the light emitting destination set is held and the selection means is switched to input the other light receiving output, and both light receiving level signals detected by each light receiving output are compared. A distance measuring device according to claim 5. 8. When the one of the received light outputs or the amplified output thereof does not reach the predetermined value within a certain period of time, the distance measurement output is determined by a long distance transmission 11. A distance measuring device according to range 6 or 7.