JPS5996889A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPS5996889A JPS5996889A JP57202933A JP20293382A JPS5996889A JP S5996889 A JPS5996889 A JP S5996889A JP 57202933 A JP57202933 A JP 57202933A JP 20293382 A JP20293382 A JP 20293382A JP S5996889 A JPS5996889 A JP S5996889A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は周波数変換装置で駆動される誘導電動機のベク
トル制御に係シ、特に1次電流を所定の制限値以下に制
限するための手段を具備した誘導電動機の制御装置に関
するものである。
トル制御に係シ、特に1次電流を所定の制限値以下に制
限するための手段を具備した誘導電動機の制御装置に関
するものである。
近年、誘導電動機の1次電流を位相まで制御することに
よシ直流機と同等の性能を得ることができるベクトル制
御方式が開発され、誘導電動機の堅牢安価なことと相俟
って注目されている。
よシ直流機と同等の性能を得ることができるベクトル制
御方式が開発され、誘導電動機の堅牢安価なことと相俟
って注目されている。
ベクトル制御の原理についてはすでに多くの発表がなさ
れているので、ここでは第1図に示す誘導電動機のベク
トル図によって簡単に説明する。第1図は誘導電動機の
2次巻線と鎖交する2次磁束Φ2を基準として1次電流
己および2次電流12の関係を示したベクトル図で、2
次磁束の方向をd軸とした直交するd−q座標系で表わ
したものである。M、L2およびT2は誘導電動機定数
であシ、Mは1次と2次巻線との相互インダクタンス、
L2は2次巻線の自己インダクタンス、T2は2次巻線
時定数である。また、ω8は2次磁束と回転子とのすベ
シ角速度であシ、Pは時間微分を表わす演算子である。
れているので、ここでは第1図に示す誘導電動機のベク
トル図によって簡単に説明する。第1図は誘導電動機の
2次巻線と鎖交する2次磁束Φ2を基準として1次電流
己および2次電流12の関係を示したベクトル図で、2
次磁束の方向をd軸とした直交するd−q座標系で表わ
したものである。M、L2およびT2は誘導電動機定数
であシ、Mは1次と2次巻線との相互インダクタンス、
L2は2次巻線の自己インダクタンス、T2は2次巻線
時定数である。また、ω8は2次磁束と回転子とのすベ
シ角速度であシ、Pは時間微分を表わす演算子である。
電動機の出力トルクTは磁束の大きさと、その磁束が鎖
交している巻線に流れる電流の直交成分との積で表わさ
れるから、第1図の関係から1次電流11のq軸成分1
tqk用いて(1)式で表わすことができる。
交している巻線に流れる電流の直交成分との積で表わさ
れるから、第1図の関係から1次電流11のq軸成分1
tqk用いて(1)式で表わすことができる。
T=Φ2i1 (1)式また、2次磁
束振幅Φ2は1次電流i1のd軸成分11dによL(2
)式で表わされる。
束振幅Φ2は1次電流i1のd軸成分11dによL(2
)式で表わされる。
Φ2=□・i s d(2)式
(1)および(2)式は、誘導電動機の特性を1次電流
成分11(1+ itqによって支配できることを意味
するもので、q軸成分11.の制御によって出力トルク
Tを変化させることができ、d軸成分11(1によって
2次磁束の制御ができることが分かる。2次磁束の大き
さ、および出力トルクの指令値が与えられたとき、それ
ぞれの指令値を満足するように(1)式および(2)式
に基づいてildおよびllqを制御することがベクト
ル制御の基本原理である。
成分11(1+ itqによって支配できることを意味
するもので、q軸成分11.の制御によって出力トルク
Tを変化させることができ、d軸成分11(1によって
2次磁束の制御ができることが分かる。2次磁束の大き
さ、および出力トルクの指令値が与えられたとき、それ
ぞれの指令値を満足するように(1)式および(2)式
に基づいてildおよびllqを制御することがベクト
ル制御の基本原理である。
第2図はトルク指令ぜと磁束指令Φ;が与えられ、ベク
トル制御をする場合の一構成例を示すブロック図である
。
トル制御をする場合の一構成例を示すブロック図である
。
第2図において
1は3相の1次巻線U、V、Wを有する誘導電動機、
2は誘導電動機1の各相に1次電流’ IU r f
IV #i1wを供給する周波数変換装置、 3は周波数変換装置2の入力交流母線、4は誘導電動機
1の回転速度ωrを検出する速度検出器、 5は磁束制御回路で、与えられた指令値Φ1と磁束の帰
還信号Φ2とを比較し、両者が等しくなるように比較結
果に応じて、d軸電流の指令値11−を出力する。
IV #i1wを供給する周波数変換装置、 3は周波数変換装置2の入力交流母線、4は誘導電動機
1の回転速度ωrを検出する速度検出器、 5は磁束制御回路で、与えられた指令値Φ1と磁束の帰
還信号Φ2とを比較し、両者が等しくなるように比較結
果に応じて、d軸電流の指令値11−を出力する。
6は磁束演算回路で、d軸電流の指令値11tと実際値
1xdとが等しいものとして(2)式によってt IZ
から磁束振幅Φ2を演算する。この磁束演算回路6で演
算された磁束振幅Φ2は磁束制御回路5へ帰還されると
同時に割算器7にも与えられる。
1xdとが等しいものとして(2)式によってt IZ
から磁束振幅Φ2を演算する。この磁束演算回路6で演
算された磁束振幅Φ2は磁束制御回路5へ帰還されると
同時に割算器7にも与えられる。
割算器7では(1)式に基づいて、誘導電動機ノが指令
されたトルクビを出力するのに必要なq軸電流の指令値
it”qk算出する。この結果、磁束制御回路5および
割算器7の出力としてそれぞれ1次電流のd−q軸成分
指令値il*dおよびt1*、が得られる。
されたトルクビを出力するのに必要なq軸電流の指令値
it”qk算出する。この結果、磁束制御回路5および
割算器7の出力としてそれぞれ1次電流のd−q軸成分
指令値il*dおよびt1*、が得られる。
8は振幅演算回路で、直交成分であるd−q軸電流指令
値11”d r ll”qから次の(3)式によって1
次電流の振幅指令Bを演算する。
値11”d r ll”qから次の(3)式によって1
次電流の振幅指令Bを演算する。
I”=(11:)2+(il貴)2(3)式9は位相角
演算回路で、第1図から明らかなように(4)式によ9
1次電流と2次磁束との相対位相角の指令値θ1を演算
するものである。
演算回路で、第1図から明らかなように(4)式によ9
1次電流と2次磁束との相対位相角の指令値θ1を演算
するものである。
10はすベシ演算回路で、所定のベクトル関係を維持す
るために必要なすベシ角速度ωsを演算する。すべ多角
速度ω8は第1図のベクトル図の関係から、(5)式の
演算で求められる。
るために必要なすベシ角速度ωsを演算する。すべ多角
速度ω8は第1図のベクトル図の関係から、(5)式の
演算で求められる。
11は加算器で、すベシ演算回路10で演算されたすべ
9角速度ω6と速度検出器4によシ検出された回転速度
ωとを加算する。加算器11の出力ω1+ω8は2次磁
束の回転速度である。
9角速度ω6と速度検出器4によシ検出された回転速度
ωとを加算する。加算器11の出力ω1+ω8は2次磁
束の回転速度である。
12は積分器で、加算器11の出力ω1+ω8を積分し
、2次磁束の回転位相角θ0を出力する。
、2次磁束の回転位相角θ0を出力する。
13は加算器で、積分器12の出力として得られる2次
磁束の瞬時位相角θ0に位相角演算回路9で演算された
相対位相角θIを加算し、第1図のようなベクトル関係
を維持するために必要な1次電流の瞬時位相角指令θ1
を出力する。
磁束の瞬時位相角θ0に位相角演算回路9で演算された
相対位相角θIを加算し、第1図のようなベクトル関係
を維持するために必要な1次電流の瞬時位相角指令θ1
を出力する。
振幅演算回路8および加算器13から出力される、1次
電流の振幅および位相角の指令値11*−2θ1*が周
波数変換装置2に与えられる。
電流の振幅および位相角の指令値11*−2θ1*が周
波数変換装置2に与えられる。
周波数変換装置2は両指令値工11.θ19に応じた各
相の1次電流+1Up IIV+ 11wを誘導電動機
1に供給し、1次電流基本波ベクトルの大きさおよび位
相角がそれぞれ■l*および01°に等しくなるように
制御される。この周波数変換装置2はインバータやサイ
クロコンバータ等の電力変換装置とその電流制御回路で
構成されるが、周知のものなので詳細説明は省略する。
相の1次電流+1Up IIV+ 11wを誘導電動機
1に供給し、1次電流基本波ベクトルの大きさおよび位
相角がそれぞれ■l*および01°に等しくなるように
制御される。この周波数変換装置2はインバータやサイ
クロコンバータ等の電力変換装置とその電流制御回路で
構成されるが、周知のものなので詳細説明は省略する。
このようにして1次電流の磁束と同相取分jIdおよび
直交する成分11.と全分離して制御することができる
ため、直流機と同じように磁束制御およびトルク制御が
可能であり、トルク制御ループの外側に速度制御ルーf
を付加することによシ、安定で連応性の優れた速度制御
装置が実現される0ただし、そのためには、誘導電動機
1に供給される1次電流がその指令値工9□お・よびθ
*1に良く追従していることが必要である。特に、ti
−q座標系上での電流指令値1.1”d+ ll”qに
よって定められる(3) 、 (4)および(5)式の
関係を満足するような1次電流を誘導電動機1に供給し
なければ、実際の1次電流のd−q軸成分+1d+ l
lqはその指令値11”d + 11”qと異なった量
となシ、高速応答を実現することはできカい。
直交する成分11.と全分離して制御することができる
ため、直流機と同じように磁束制御およびトルク制御が
可能であり、トルク制御ループの外側に速度制御ルーf
を付加することによシ、安定で連応性の優れた速度制御
装置が実現される0ただし、そのためには、誘導電動機
1に供給される1次電流がその指令値工9□お・よびθ
*1に良く追従していることが必要である。特に、ti
−q座標系上での電流指令値1.1”d+ ll”qに
よって定められる(3) 、 (4)および(5)式の
関係を満足するような1次電流を誘導電動機1に供給し
なければ、実際の1次電流のd−q軸成分+1d+ l
lqはその指令値11”d + 11”qと異なった量
となシ、高速応答を実現することはできカい。
例えば、周波数変換装置2の電流定格以下で運転するた
めに、振幅演算回路8の出力である電流振幅指令111
摩制限値以下に制限すると(3)式の関係は満足されな
くなる可能性がある。従って、(3)〜(5)式の関係
を満足し、かつ電流振幅が周波数変換装置2の電流定格
以下になるようにするにはd−q軸電流指令値、l*、
、、1%を制限する必要がある。
めに、振幅演算回路8の出力である電流振幅指令111
摩制限値以下に制限すると(3)式の関係は満足されな
くなる可能性がある。従って、(3)〜(5)式の関係
を満足し、かつ電流振幅が周波数変換装置2の電流定格
以下になるようにするにはd−q軸電流指令値、l*、
、、1%を制限する必要がある。
そこで、従来は振幅指令工1*の制限値IIMに対して
(6)式の関係を満足するようなa−q軸電流指令11
”dyll−の制限値tidyおよびllqMを設定し
、それぞれの指令値をildMおよび114M以下にな
るように制限してい念。
(6)式の関係を満足するようなa−q軸電流指令11
”dyll−の制限値tidyおよびllqMを設定し
、それぞれの指令値をildMおよび114M以下にな
るように制限してい念。
f〒冒<’+ it % = IIM (6)
式a−q軸電流指令値、1*dおよびl+”q’(i=
制限することによって、電流振幅を周波数変換装置2の
定格以下に抑制することができ、所定のベクトル関数が
維持され高速応答が実現される。しかしながら、上述の
ようなd−q軸電流指令1lIdおよび119.の制限
は電力変換装置の運転能力を低減させる結果を招く。こ
のことを第3図を参照しながら次に説明する。
式a−q軸電流指令値、1*dおよびl+”q’(i=
制限することによって、電流振幅を周波数変換装置2の
定格以下に抑制することができ、所定のベクトル関数が
維持され高速応答が実現される。しかしながら、上述の
ようなd−q軸電流指令1lIdおよび119.の制限
は電力変換装置の運転能力を低減させる結果を招く。こ
のことを第3図を参照しながら次に説明する。
第3図は(6)式の関係全満足するようにa−q軸電流
指令tx”d++1−の制限値’tdM+i□9M
を設定したときに、電流を使用できる領域を斜線で示し
たものである。円の半径は1次電流の振幅制限値IIM
であシ、この円内が周波数変換装置2の電流定格内で動
作できる範囲である。
指令tx”d++1−の制限値’tdM+i□9M
を設定したときに、電流を使用できる領域を斜線で示し
たものである。円の半径は1次電流の振幅制限値IIM
であシ、この円内が周波数変換装置2の電流定格内で動
作できる範囲である。
(6)式の関係から、d軸電流の制限値i +dMk小
さく設定するほどq軸電流の制限値+1qMを太きく設
定でき、誘導電動機1の出力トルクを充分に得ることが
できる。しかし、磁束を可変制御するためにはd軸電流
の制限値11dMを余シ小さくすることはできない。(
2)式を変形すればS磁束振幅Φ2とd軸電流lidと
の関係は次の(7)式のように表わされる。
さく設定するほどq軸電流の制限値+1qMを太きく設
定でき、誘導電動機1の出力トルクを充分に得ることが
できる。しかし、磁束を可変制御するためにはd軸電流
の制限値11dMを余シ小さくすることはできない。(
2)式を変形すればS磁束振幅Φ2とd軸電流lidと
の関係は次の(7)式のように表わされる。
子なわち、磁束振幅Φ2を変化させるためには、Φ2に
比例した成分とΦ2の変化率(pΦ2)に比例した成分
を加えた大きさのd軸電流i1dが必要である。従って
、d軸電流の制限値11dM金余り小さくすると、Φ2
の変化重分の成分が小さくなシ高速に磁束制御すること
かできなくなる。
比例した成分とΦ2の変化率(pΦ2)に比例した成分
を加えた大きさのd軸電流i1dが必要である。従って
、d軸電流の制限値11dM金余り小さくすると、Φ2
の変化重分の成分が小さくなシ高速に磁束制御すること
かできなくなる。
このようなことからd軸電流の制限値i1dMを余り小
さくすることはできず、必然的にq軸電流の制限値11
QMがある程度小さくなり、誘導電動機1の出力トルク
も制限される。
さくすることはできず、必然的にq軸電流の制限値11
QMがある程度小さくなり、誘導電動機1の出力トルク
も制限される。
以上の説明から分かるように、(6)式を満足するよう
にa−q軸電流の制限値’saM + t14Mを設定
する従来の制御手段によると、第3図の円内で示される
周波数変換装置2の持つ能力のうちの斜線部で示される
領域しか使われなくなるので、容量の大きな周波数変換
装置が必要となって装置が高価なものとなる。
にa−q軸電流の制限値’saM + t14Mを設定
する従来の制御手段によると、第3図の円内で示される
周波数変換装置2の持つ能力のうちの斜線部で示される
領域しか使われなくなるので、容量の大きな周波数変換
装置が必要となって装置が高価なものとなる。
本発明は上述のような背景に鑑みなされたものであシ、
1次電流の振幅が周波数変換装置の定格以下になるよう
にd−q軸成分の指令値を制限値以下に制限し、かつ周
波数変換装置の出力電流を常に最大限まで流せるように
して、安価で高性能な誘導電動機の制御装置を提供する
ことを目的とするものである。
1次電流の振幅が周波数変換装置の定格以下になるよう
にd−q軸成分の指令値を制限値以下に制限し、かつ周
波数変換装置の出力電流を常に最大限まで流せるように
して、安価で高性能な誘導電動機の制御装置を提供する
ことを目的とするものである。
上記目的を達成するための本発明の特徴は、d軸電流の
指令値t13の制限値i1dMを変えられるようにし、
その制限値11dMをq軸電流の指令値11貴と1次電
流の振幅制限値IIMとの間で次の(8)式を満足する
ように設定す漬ことにある。
指令値t13の制限値i1dMを変えられるようにし、
その制限値11dMをq軸電流の指令値11貴と1次電
流の振幅制限値IIMとの間で次の(8)式を満足する
ように設定す漬ことにある。
itdM=V It”M (lt”q )2(8)式
〔発明の実施例〕 第4図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図で、
第2図と同一符号を有するものは同一機能を有するもの
であるから説明を省略する。
〔発明の実施例〕 第4図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図で、
第2図と同一符号を有するものは同一機能を有するもの
であるから説明を省略する。
第4図において、14は制限値を外部からの入力信号に
応じて変えることのできる制限回路、15はq軸電流の
指令値11*、の瞬時値から(8)式に基づいてd軸電
流の制限値itdMを演算する制限値演算回路である。
応じて変えることのできる制限回路、15はq軸電流の
指令値11*、の瞬時値から(8)式に基づいてd軸電
流の制限値itdMを演算する制限値演算回路である。
この制限回路14と制限値演算回路15が第2図の構成
よりも多くなっただけで、他の部分は全く第2図と同じ
である。
よりも多くなっただけで、他の部分は全く第2図と同じ
である。
制限値演算回路15で(8)式に基づいて演算されたd
軸電流の制限値11dB(は制限回路14に与えられ、
制限回路14は磁束制御回路5の出力i*doの絶対値
をその制限値1xdM以下に制限した信号としてd軸電
流の指令値t 1*dを出力する。
軸電流の制限値11dB(は制限回路14に与えられ、
制限回路14は磁束制御回路5の出力i*doの絶対値
をその制限値1xdM以下に制限した信号としてd軸電
流の指令値t 1*dを出力する。
すなわち、d軸電流の指令値の絶対値fir:51は常
に制限値11qM以下に制限されるので、(3)式に基
づいて振幅演算回路8で演算される振幅指令11*は1
次電流振幅の制限値IxMk超えることはない。このよ
うにd軸電流の制限値’1dMをq軸電流の瞬時指令値
11*qに応じて変えることによシ、周波数変換装置2
の電流容量を最大限まで利用した装置が実現されること
になる。
に制限値11qM以下に制限されるので、(3)式に基
づいて振幅演算回路8で演算される振幅指令11*は1
次電流振幅の制限値IxMk超えることはない。このよ
うにd軸電流の制限値’1dMをq軸電流の瞬時指令値
11*qに応じて変えることによシ、周波数変換装置2
の電流容量を最大限まで利用した装置が実現されること
になる。
第5図はq軸電流指令値11−とd軸電流制限値i1d
Mとの関係を示した図で、(a)は11*qが大きい場
合、(b)は小さい場合である。誘導電動機1の出力ト
ルクが太きく第5図(、)のようにi八が大きい場合は
d軸電流の制限値itdMが小さくなって、低出力トル
ク時は第4図(b)のように11*qが小さくなるので
、d軸電流制限値11dMは太きくなシ、磁束を制御す
るための充分なd軸電流が確保される。
Mとの関係を示した図で、(a)は11*qが大きい場
合、(b)は小さい場合である。誘導電動機1の出力ト
ルクが太きく第5図(、)のようにi八が大きい場合は
d軸電流の制限値itdMが小さくなって、低出力トル
ク時は第4図(b)のように11*qが小さくなるので
、d軸電流制限値11dMは太きくなシ、磁束を制御す
るための充分なd軸電流が確保される。
本発明ではq軸電流11qは1次電流の振幅制限値工1
Mまで流すことが可能であるが、実用的にはq軸電流指
令値11−も振幅制限値工IMよシも小さな値で制限し
た方が好ましい。なぜなら、l!*9がIIMと等しく
なった場合には(8)式の関係から明らかなようにd軸
電流制限値11dMは0になシ、結果としてd軸電流t
ldは0になる。(2)式で示したようにd軸、電流1
1dは磁束Φ2を支配する成分であシ、定常状態におい
てはΦ2とjldは比例関係にある。従って、d軸電流
j1dが0になると誘導電動機lの磁束を維持できなく
なシ、出力トルクも得られなくなる。
Mまで流すことが可能であるが、実用的にはq軸電流指
令値11−も振幅制限値工IMよシも小さな値で制限し
た方が好ましい。なぜなら、l!*9がIIMと等しく
なった場合には(8)式の関係から明らかなようにd軸
電流制限値11dMは0になシ、結果としてd軸電流t
ldは0になる。(2)式で示したようにd軸、電流1
1dは磁束Φ2を支配する成分であシ、定常状態におい
てはΦ2とjldは比例関係にある。従って、d軸電流
j1dが0になると誘導電動機lの磁束を維持できなく
なシ、出力トルクも得られなくなる。
このようなことから、少なくとも定格励磁電流相当のd
軸電流jldを得られる程度に、q軸電流指令値11−
もある制限値+1qM以下に制限した方が良い。
軸電流jldを得られる程度に、q軸電流指令値11−
もある制限値+1qM以下に制限した方が良い。
更に、このq軸電流制限値119Mを誘導電動機1の運
転状態に応じて変えても良い。例えば基底速度以上で磁
束を弱めて定出力運転をする場合には1.磁束は基底速
度以上で速度に反比例するように制御される。このため
、加減速時には基底速度を少し越えた速度の点で急速に
磁束を変化させる必要が生じ、大きなd軸電流jldが
要求される。このようなとき、基底速度の近辺の速度で
はq軸電流制限値11QMを小さくなるように、速度に
応じて制限値11QMを変えてやることによシ、充分な
d軸電流を得ることが可能となる。
転状態に応じて変えても良い。例えば基底速度以上で磁
束を弱めて定出力運転をする場合には1.磁束は基底速
度以上で速度に反比例するように制御される。このため
、加減速時には基底速度を少し越えた速度の点で急速に
磁束を変化させる必要が生じ、大きなd軸電流jldが
要求される。このようなとき、基底速度の近辺の速度で
はq軸電流制限値11QMを小さくなるように、速度に
応じて制限値11QMを変えてやることによシ、充分な
d軸電流を得ることが可能となる。
第6図は第4図における制限回路14の詳細な構成を示
す公知の回路例である。第6図は単一の極性の信号を制
限する同一の回路を2段直列に接続したものである。演
算増幅器AJ、抵抗R10,R11,R12,R13,
)ランジスタT1およびダイオードDI O、DI 1
で構成される前段の制限回路の動作を説明する@演算増
幅器に、抵抗R1O、R11で周知の反転増幅回路を構
成し、抵抗RIOに与えられる入力信号(i*、。)の
極性が反転された信号が演算増幅器A1の出力として得
られる。演算増幅密入1の出力が正の場合には、ダイオ
ードD10によシトランジスタT1の回路は演算増幅器
A1と切9離されるため制限回路としての動作はされな
い。演算増幅器A1の出力が負の場合には、ダイオード
D10は短絡状態となシ、トランジスタT1のペース電
位は演算増幅器A1の出力と抵抗13に与えられる制限
値信号11dMとの電位差を抵抗R12とR13との抵
抗比で分圧したものとなる。今、抵抗R12とR13の
抵抗値が等しいものとすれば、制限値信号i1dMJ:
Dも演算増幅器A1の出力絶対値が小さければトランジ
スタT1のベース電位は正になろうとするが、ダイオー
ドDllの動作によってベース電位はほぼ0電位になシ
トラン・ノスタT1はオフし、演算増幅器の出力には入
力信号(”do)の極性を反転した信号が得られる。
す公知の回路例である。第6図は単一の極性の信号を制
限する同一の回路を2段直列に接続したものである。演
算増幅器AJ、抵抗R10,R11,R12,R13,
)ランジスタT1およびダイオードDI O、DI 1
で構成される前段の制限回路の動作を説明する@演算増
幅器に、抵抗R1O、R11で周知の反転増幅回路を構
成し、抵抗RIOに与えられる入力信号(i*、。)の
極性が反転された信号が演算増幅器A1の出力として得
られる。演算増幅密入1の出力が正の場合には、ダイオ
ードD10によシトランジスタT1の回路は演算増幅器
A1と切9離されるため制限回路としての動作はされな
い。演算増幅器A1の出力が負の場合には、ダイオード
D10は短絡状態となシ、トランジスタT1のペース電
位は演算増幅器A1の出力と抵抗13に与えられる制限
値信号11dMとの電位差を抵抗R12とR13との抵
抗比で分圧したものとなる。今、抵抗R12とR13の
抵抗値が等しいものとすれば、制限値信号i1dMJ:
Dも演算増幅器A1の出力絶対値が小さければトランジ
スタT1のベース電位は正になろうとするが、ダイオー
ドDllの動作によってベース電位はほぼ0電位になシ
トラン・ノスタT1はオフし、演算増幅器の出力には入
力信号(”do)の極性を反転した信号が得られる。
逆に制限値信号lldMよシも演算増幅器A1の出力信
号の絶対値が大きくなろうとすると、ペース電位は負に
なってトランジスタT1がオン状態トなる。トランジス
タT1がオン状態になると演算増幅密入1の帰還抵抗R
JIが短絡状態となるため、演算増幅密入1の出力レベ
ルは小さくなり、結果として演算増幅器A1の出力は制
限値信号11dM以下に制限される。
号の絶対値が大きくなろうとすると、ペース電位は負に
なってトランジスタT1がオン状態トなる。トランジス
タT1がオン状態になると演算増幅密入1の帰還抵抗R
JIが短絡状態となるため、演算増幅密入1の出力レベ
ルは小さくなり、結果として演算増幅器A1の出力は制
限値信号11dM以下に制限される。
但し、演算増幅器A1の出力が制限されるのは前述した
ように入力信号(1”、。)が正で演算増幅器A1の出
力が負の場合だけであシ、入力信号(1”、。)が負で
演算増幅器A1の出力が正の場合には制限動作は行なわ
れない。しかし、この場合には演算増幅器A2.抵抗R
20,R21゜R22,R23,トランジスタTλおよ
びダイオードD20 、 D21で構成される全く同一
の次段の回路で制限されることは明らかである。
ように入力信号(1”、。)が正で演算増幅器A1の出
力が負の場合だけであシ、入力信号(1”、。)が負で
演算増幅器A1の出力が正の場合には制限動作は行なわ
れない。しかし、この場合には演算増幅器A2.抵抗R
20,R21゜R22,R23,トランジスタTλおよ
びダイオードD20 、 D21で構成される全く同一
の次段の回路で制限されることは明らかである。
このようにして、第6図の回路によシ入力信号(”d
o )の絶対値が制限値信号itdM以下に制限された
信号、 l*dが演算増幅器A2の出力として得られる
。
o )の絶対値が制限値信号itdM以下に制限された
信号、 l*dが演算増幅器A2の出力として得られる
。
第7図は第4図における制限値演算回路15の詳細な構
成例を示す回路図で、Ml、M2は乗算器、A3は演算
増幅器、R30,R31゜R32は抵抗器、Pノは可変
分圧器である。
成例を示す回路図で、Ml、M2は乗算器、A3は演算
増幅器、R30,R31゜R32は抵抗器、Pノは可変
分圧器である。
可変分圧器P1は1次電流の振幅制限値の自乗I、2M
’l”負極性で設定され、抵抗に31を介して演算増幅
器A3の反転入力側へ与えられる。q軸電流指令値11
*9は乗算器M1で自乗され、抵抗R30f介して演算
増幅器A3の反転入力側へ与えられる。演算増幅器A3
の出力fldhtは乗算器M2で自乗され、抵抗’B、
32を介して帰還される。
’l”負極性で設定され、抵抗に31を介して演算増幅
器A3の反転入力側へ与えられる。q軸電流指令値11
*9は乗算器M1で自乗され、抵抗R30f介して演算
増幅器A3の反転入力側へ与えられる。演算増幅器A3
の出力fldhtは乗算器M2で自乗され、抵抗’B、
32を介して帰還される。
演算増幅器A3は反転入力端子へ流入する電流が0にな
るように動作するから、各抵抗R30゜R31、R32
の抵抗値を等しく選べば、次の関係が成立する。
るように動作するから、各抵抗R30゜R31、R32
の抵抗値を等しく選べば、次の関係が成立する。
IIM −(it”q)2= l12dM(9)式すな
わち、演算増幅器A3から出力される信号は(8)式を
満足する制限値itdMであることが分かる。
わち、演算増幅器A3から出力される信号は(8)式を
満足する制限値itdMであることが分かる。
以上、第4図の実施例で本発明を説明したが、本発明は
この構成のベクトル制御に限られるものではない。第2
図および第4図の構成のものは回転速度ω、にすベシ角
速度ωSを加算して磁束の位置を得ることから、すベラ
周波数制御形ベクトル方式と最近では呼ばれているもの
である。
この構成のベクトル制御に限られるものではない。第2
図および第4図の構成のものは回転速度ω、にすベシ角
速度ωSを加算して磁束の位置を得ることから、すベラ
周波数制御形ベクトル方式と最近では呼ばれているもの
である。
ベクトル制御には他に磁束位置をホール素子等の感磁素
子で直接的に、あるいは端子電圧等から誘起電圧を求め
て積分することで間接的に検出し、その検出された磁束
位置から流すべき1次電流ベクトルの位相を決める磁束
検出形もある。
子で直接的に、あるいは端子電圧等から誘起電圧を求め
て積分することで間接的に検出し、その検出された磁束
位置から流すべき1次電流ベクトルの位相を決める磁束
検出形もある。
この場合であっても1次電流指令値の磁束と同相な成分
11*dと直交する成分i八とをベクトル合成して1次
電流の振幅指令11*を定めることは同じであるから、
第4図の場合と全く同じように本発明を適用できること
は明らかである。
11*dと直交する成分i八とをベクトル合成して1次
電流の振幅指令11*を定めることは同じであるから、
第4図の場合と全く同じように本発明を適用できること
は明らかである。
また、最近ではマイコンが安価になったことから、電動
機の制御回路も急速にマイコン化が進められている。そ
のため、第4図のような制御回路もマイコンのソフトウ
ェア処理[1!き換えられつつあるが、本発明はソフト
ウェア処理する場合には容易に達成できるものである。
機の制御回路も急速にマイコン化が進められている。そ
のため、第4図のような制御回路もマイコンのソフトウ
ェア処理[1!き換えられつつあるが、本発明はソフト
ウェア処理する場合には容易に達成できるものである。
おる量を制限値以下に制限することは比較命令で容易に
実行できるので制限値回路14のソフトウェア化は勿論
、制限値演算回路150機能も(8)式の関数を計算し
たテーブルをリードオンリメモリ等に書き込んでおき、
テーブル参照方式で制限値を求めることによシ容易にソ
フトウェア化することができる。
実行できるので制限値回路14のソフトウェア化は勿論
、制限値演算回路150機能も(8)式の関数を計算し
たテーブルをリードオンリメモリ等に書き込んでおき、
テーブル参照方式で制限値を求めることによシ容易にソ
フトウェア化することができる。
以上説明したように本発明によれば、周波数変換装置の
出力し得る電流振幅内の範囲で、1次電流のq軸成分を
流すことができるため高速なトルク制御が可能である。
出力し得る電流振幅内の範囲で、1次電流のq軸成分を
流すことができるため高速なトルク制御が可能である。
また、1次電流のd軸成分も電流振幅の許される範囲内
で大きく流せるので、従来のように容量の大きな周波数
変換装置を必要とすることもなく、経済的な誘導電動機
の制御装置を提供することができるものである。
で大きく流せるので、従来のように容量の大きな周波数
変換装置を必要とすることもなく、経済的な誘導電動機
の制御装置を提供することができるものである。
第1図は誘導電動機のベクトル図、第2図は従来のベク
トル制御を示す構成図、第3図は従来の電流制限手段に
よる電流の動作領域を示すベクトル図、第4図は本発明
の一実施例を示す構成図、第5図は本発明の詳細な説明
するための電流ベクトル図、第6図は第4図の制限回路
の詳細構成例を示す回路図、第7図は第4図の制限値演
算回路の詳細構成例を示す回路図でちる。 1・・・誘導電動機、2・・・周波数変換装置、3・・
・交流母線、4・・・速度検出器、5・・・磁束制御回
路、6・・・磁束演算回路、7・・・割算器、8・・・
振幅演算回路、9・・・位相角演算回路、10・・・す
べり演算回路、11・・・加算回路、12・・・積分回
路、13・・・加算器、14・・・制限回路、15・・
・制限値演算回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1図 へ 第5図 1 s1距−一一 第6図 μ
トル制御を示す構成図、第3図は従来の電流制限手段に
よる電流の動作領域を示すベクトル図、第4図は本発明
の一実施例を示す構成図、第5図は本発明の詳細な説明
するための電流ベクトル図、第6図は第4図の制限回路
の詳細構成例を示す回路図、第7図は第4図の制限値演
算回路の詳細構成例を示す回路図でちる。 1・・・誘導電動機、2・・・周波数変換装置、3・・
・交流母線、4・・・速度検出器、5・・・磁束制御回
路、6・・・磁束演算回路、7・・・割算器、8・・・
振幅演算回路、9・・・位相角演算回路、10・・・す
べり演算回路、11・・・加算回路、12・・・積分回
路、13・・・加算器、14・・・制限回路、15・・
・制限値演算回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1図 へ 第5図 1 s1距−一一 第6図 μ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 誘導電動機の磁束と同相な1次電流成分(11d)と直
交する1次電流成分(il、)とを制御することによっ
て前記誘導電動機を制御する誘導電動機の制御装置にお
いて、 前記磁束と直交する1次電流成分(il、)の指令値l
τ、と1次電流振幅の制限値(11M)とから前記磁束
と同相な1次電流成分(11d)の制限値’1dMを 前記磁束と同相な1次電流成分(il、)の指令値の絶
対値liτ、1を前記演算手段で演算された制限値11
.M以下に制限する制限手段とを備えたことを特徴とす
る誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57202933A JPS5951236B2 (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57202933A JPS5951236B2 (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5996889A true JPS5996889A (ja) | 1984-06-04 |
JPS5951236B2 JPS5951236B2 (ja) | 1984-12-12 |
Family
ID=16465560
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57202933A Expired JPS5951236B2 (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5951236B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63170627U (ja) * | 1987-04-27 | 1988-11-07 |
-
1982
- 1982-11-19 JP JP57202933A patent/JPS5951236B2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5951236B2 (ja) | 1984-12-12 |
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