JPS5932222Y2 - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
- Publication number
- JPS5932222Y2 JPS5932222Y2 JP8975079U JP8975079U JPS5932222Y2 JP S5932222 Y2 JPS5932222 Y2 JP S5932222Y2 JP 8975079 U JP8975079 U JP 8975079U JP 8975079 U JP8975079 U JP 8975079U JP S5932222 Y2 JPS5932222 Y2 JP S5932222Y2
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- JP
- Japan
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- circuit
- converter
- output
- diode
- capacitor
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Description
【考案の詳細な説明】
本考案は、電源投入時に釦ける動作の安定なりＣ−ＤＣ
コンバータに関するものである。
コンバータに関するものである。
一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータに釦いては、電源投入時
の動作を確実ならしめるため、起動回路、あるいは外部
補助電源が必要である。
の動作を確実ならしめるため、起動回路、あるいは外部
補助電源が必要である。
しかしながら、起動回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータ
に釦いては、通常、可飽和トランスを用いることによっ
て、その特性によシ決定されるパルス幅の信号を発生せ
しめ、そのパルス信号から制御回路用電源を作り出し、
それによってコンバータを始動せしめるようになってい
る。
に釦いては、通常、可飽和トランスを用いることによっ
て、その特性によシ決定されるパルス幅の信号を発生せ
しめ、そのパルス信号から制御回路用電源を作り出し、
それによってコンバータを始動せしめるようになってい
る。
しかし乍ら、このような可飽和トランスは、その価格が
高価になるという欠点があった。
高価になるという欠点があった。
また、外部補助電源を用いるＤＣ−ＤＣコンバータに釦
いても、素子数の増加による価格の上昇や信頼度の低下
を招く等の欠点を有していた。
いても、素子数の増加による価格の上昇や信頼度の低下
を招く等の欠点を有していた。
本考案の目的は、可飽和トランス、あるいは外部補助電
源を用いることなく、簡単な起動回路を付加するだけで
、安価で、信頼度の高いＤＣ−ＤＣコンバータを提供す
ることにある。
源を用いることなく、簡単な起動回路を付加するだけで
、安価で、信頼度の高いＤＣ−ＤＣコンバータを提供す
ることにある。
本考案によれば、起動回路と、起動後の持続動作と出力
電圧とを安定に制御する回路とを備えたＤＣ−ＤＣコン
バータにかいて、起動回路が、抵抗およびコンデンサの
時定数回路と単接合型トランジスタとからなる起動用パ
ルス発振回路と、該パルス発振回路の出力パルスをうけ
て、該パルス幅よりも広いパルス幅を出力する単安定マ
ルチバイブレータとによって構成され、該単安定マルチ
バイブレータの出力側はダイオードを介して、前記制御
回路の出力側に接続されたダイオードとダイオード・オ
アの関係で結合されたのち、コンバータの主トランジス
タのベースに接続され、かつ、前記時定数回路にかける
抵抗とコンデンサの接続点はダイオードを介して前記主
トランジスタのコレクタに導通方向に接続され、さらに
、コンバータの主トランスに結合された巻線による誘起
電圧の整流、平滑回路が直流電源として前記制御回路に
接続されてなり、前記パルス発振回路の発振周波数が前
記制御回路にかける動作周波数ようも低く選定されたこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
電圧とを安定に制御する回路とを備えたＤＣ−ＤＣコン
バータにかいて、起動回路が、抵抗およびコンデンサの
時定数回路と単接合型トランジスタとからなる起動用パ
ルス発振回路と、該パルス発振回路の出力パルスをうけ
て、該パルス幅よりも広いパルス幅を出力する単安定マ
ルチバイブレータとによって構成され、該単安定マルチ
バイブレータの出力側はダイオードを介して、前記制御
回路の出力側に接続されたダイオードとダイオード・オ
アの関係で結合されたのち、コンバータの主トランジス
タのベースに接続され、かつ、前記時定数回路にかける
抵抗とコンデンサの接続点はダイオードを介して前記主
トランジスタのコレクタに導通方向に接続され、さらに
、コンバータの主トランスに結合された巻線による誘起
電圧の整流、平滑回路が直流電源として前記制御回路に
接続されてなり、前記パルス発振回路の発振周波数が前
記制御回路にかける動作周波数ようも低く選定されたこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
以下に、本考案によるＤＣ−ＤＣコンバータについて、
図面を参照して詳細に説明する。
図面を参照して詳細に説明する。
まず、本考案の説明に先立ち、従来例を挙げて本考案と
の比較を容易にする。
の比較を容易にする。
第１図は公知の外部補助電源を用いた１石式ＤＣ−ＤＣ
コンバータのブロック図である。
コンバータのブロック図である。
図に釦いて、入力直流電源１は、コンデンサ２を経由し
て変換トランス４の１次巻線Ｎ１卦よびトランジスタ５
に印加される。
て変換トランス４の１次巻線Ｎ１卦よびトランジスタ５
に印加される。
な訃、１次巻線Ｎ１には並列にクランプ回路が接続され
、動作状態に釦ける入力側の振幅を一定値に抑える。
、動作状態に釦ける入力側の振幅を一定値に抑える。
変換トランス４の２次巻線Ｎ２の誘起電圧は整流器６，
７、チョーク・コイル８およびコンデンサ９により整流
、平滑され、負荷１０に対して所定の電力が供給される
。
７、チョーク・コイル８およびコンデンサ９により整流
、平滑され、負荷１０に対して所定の電力が供給される
。
一方、この出力の一部は、誤差増幅器１２の第１の入力
に加えられ、基準電池１３の電圧と比較増幅される。
に加えられ、基準電池１３の電圧と比較増幅される。
その出力はＶ−Ｆ変換器１４に加えられ、入力電圧に応
じた周波数を有する交番周波に変換される。
じた周波数を有する交番周波に変換される。
その周波数出力は、パルス幅決定用単安定マルチバイブ
レータ１５の入力に加えられ、その出力はトランス１６
釦よび抵抗１７を介してトランジスタ５のベース−エミ
ッタ間に導かれる。
レータ１５の入力に加えられ、その出力はトランス１６
釦よび抵抗１７を介してトランジスタ５のベース−エミ
ッタ間に導かれる。
この場合のＶ−Ｆ変換器１４の周波数はマルチバイブレ
ーク１５の出力のパルス幅およびトランス４の２次巻線
Ｎ２の誘起電圧により循環的に決定され、結果的に負荷
１０の両端電圧を所定の一定電圧値に制御する。
ーク１５の出力のパルス幅およびトランス４の２次巻線
Ｎ２の誘起電圧により循環的に決定され、結果的に負荷
１０の両端電圧を所定の一定電圧値に制御する。
この場合、１２〜１７による制御回路への電源の供給は
、外部補助電源１１により行なわれる。
、外部補助電源１１により行なわれる。
この外部補助電源としては、普通、ＤＣＤＣコンバータ
の高効率化を計るため、リンギング・チョーク・コンバ
ータ等の形式によるＤＣ−ＤＣコンバータを使用するの
が常である。
の高効率化を計るため、リンギング・チョーク・コンバ
ータ等の形式によるＤＣ−ＤＣコンバータを使用するの
が常である。
次に、本考案の実施例について、第２図の構成図を参照
して説明する。
して説明する。
図に釦いて、入力直流電源１８はコンデンサ１９を介し
てトランス２１の１次巻線Ｎ１卦よび、トランジスタ２
２に印加される。
てトランス２１の１次巻線Ｎ１卦よび、トランジスタ２
２に印加される。
他方、電源１８に接続された抵抗器３３釦よびコンドン
サ３２からなる時定数回路、単接合型トランジスタ３４
釦よび抵抗３５，３６とによって構成される発振回路が
、周波数ｆｓでパルス発振を開始し、抵抗器３６の両端
に第３図に見られるような信号Ｐｓが得られる。
サ３２からなる時定数回路、単接合型トランジスタ３４
釦よび抵抗３５，３６とによって構成される発振回路が
、周波数ｆｓでパルス発振を開始し、抵抗器３６の両端
に第３図に見られるような信号Ｐｓが得られる。
この信号Ｐｓは単安定マルチバイブレータ３７の入力に
加えられ、その出力として第４図に示すように入力パル
ス幅よりも広いパルス幅信号Ｐ ｓ’を得る。
加えられ、その出力として第４図に示すように入力パル
ス幅よりも広いパルス幅信号Ｐ ｓ’を得る。
この信号Ｐ ｓ’は、ダイオード３８を通してトランジ
スタ２２のベース−エミッタ間に加えられ、これによっ
て、トランス２１は周波数ｆＳでスイッチ動作を開始す
る。
スタ２２のベース−エミッタ間に加えられ、これによっ
て、トランス２１は周波数ｆＳでスイッチ動作を開始す
る。
同時に、変換トランス２１の３次巻線Ｎ３に誘起された
電圧は、ダイオード２８釦よびコンデンサ２９によシ整
流・平滑され、電圧安定回路３０により安定化されて、
３９から４５によって構成される制御回路を駆動するた
めの補助電源として役立てられる。
電圧は、ダイオード２８釦よびコンデンサ２９によシ整
流・平滑され、電圧安定回路３０により安定化されて、
３９から４５によって構成される制御回路を駆動するた
めの補助電源として役立てられる。
一方、トランス２１の２次巻線Ｎ２に誘起された電圧は
整流器２３，２４、コイル２５釦よびコンデンサ２６に
より整流、平滑され、負荷２７に対して所定の電力を供
給する。
整流器２３，２４、コイル２５釦よびコンデンサ２６に
より整流、平滑され、負荷２７に対して所定の電力を供
給する。
この出力の一部は、誤差増幅器３９の第１の入力に加え
られ、基準電池４０の電圧と比較増幅される。
られ、基準電池４０の電圧と比較増幅される。
その出力はＶ−Ｆ変換器４１に加えられ、入力電圧に応
じた周波数を有する交番周波に変換される。
じた周波数を有する交番周波に変換される。
その周波数出力は、パルス幅決定用単安定マルチバイブ
レータ４２の入力に加えられ、その出力はトランス４３
、抵抗４４釦よびダイオード４５を介してトランジスタ
２２のベース−エミッタ間に導かれる。
レータ４２の入力に加えられ、その出力はトランス４３
、抵抗４４釦よびダイオード４５を介してトランジスタ
２２のベース−エミッタ間に導かれる。
この場合のＶ−Ｆ変換器４１の変換周波数は、マルチバ
イブレータ４２の出力パルス幅釦よびトランス２１の２
次巻線Ｎ・２の誘起電圧により循環的に決定され、結果
的に負荷２７の両端電圧を所定の一定電圧に制御する。
イブレータ４２の出力パルス幅釦よびトランス２１の２
次巻線Ｎ・２の誘起電圧により循環的に決定され、結果
的に負荷２７の両端電圧を所定の一定電圧に制御する。
このとき、前記発振回路３２〜３６の発振周波数ｆｓと
Ｖ−Ｆ変換器４１の周波数ｆｃとの関係は、ｆｃ＞ｆｓ
に選定されて釦り、それによって、トランス２１の１次
巻線Ｎ１ とトランジスタ２２との接続点からダイオー
ド３１を介してコンデンサ３２へ繰返し周波数ｆｃの電
流が流れ、コンデンサ３２は短絡される。
Ｖ−Ｆ変換器４１の周波数ｆｃとの関係は、ｆｃ＞ｆｓ
に選定されて釦り、それによって、トランス２１の１次
巻線Ｎ１ とトランジスタ２２との接続点からダイオー
ド３１を介してコンデンサ３２へ繰返し周波数ｆｃの電
流が流れ、コンデンサ３２は短絡される。
かくして、発振回路はその動作を停止し、コンバータ回
路は単一周波数ｆｃで動作を持続する。
路は単一周波数ｆｃで動作を持続する。
なか、トランス２１の１次巻線Ｎ１には、従来例と同様
に、並列にクランプ回路２０が接続されている。
に、並列にクランプ回路２０が接続されている。
上記実施例にかいて用いられたトランス２１０３次巻線
Ｎ３は、２次巻線Ｎ２の誘起電圧が制御回路用電源の電
圧値を与えるべく十分なものである場合には、特に設け
る必要はなく、代って、ダイオード２３のアノード側に
ダイオード２８のアノード側を接続し、２次巻線Ｎ２の
出力を共用することができる。
Ｎ３は、２次巻線Ｎ２の誘起電圧が制御回路用電源の電
圧値を与えるべく十分なものである場合には、特に設け
る必要はなく、代って、ダイオード２３のアノード側に
ダイオード２８のアノード側を接続し、２次巻線Ｎ２の
出力を共用することができる。
以上の説明によって明らかなように、本考案によれば、
入力直流電源によってはたらく起動回路と、主トランス
の誘起電圧から得られる直流電圧を電源としてはたらく
制御回路とが設けられ、さらに、起動時には上記起動回
路を、持続動作時には上記制御回路をそれぞれ忠実に駆
動しわけることができるから、従来のごとき可飽和トラ
ンスや外材補助電源の使用を排除でき、−従って安価で
信頼性の高いＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
入力直流電源によってはたらく起動回路と、主トランス
の誘起電圧から得られる直流電圧を電源としてはたらく
制御回路とが設けられ、さらに、起動時には上記起動回
路を、持続動作時には上記制御回路をそれぞれ忠実に駆
動しわけることができるから、従来のごとき可飽和トラ
ンスや外材補助電源の使用を排除でき、−従って安価で
信頼性の高いＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
第１図はＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を示す構成図、
第２図は本考案によるＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を
示す構成図、第３図は、第２図にあ・ける発振回路の出
力信号Ｐｓの波形図、第４図は、第２図に釦ける単安定
マルチバイブレークの出力信号Ｐｓの波形図である。 図に釦いて、１，１８は入力直流電源、２，９゜１９．
２６，２９，３２はコンデンサ、３，２０はクランプ回
路、４，１６，２１．４３はトランス、５，２２はトラ
ンジスタ、６．７．２３，２４゜２８．３１，３８．４
５はダイオード、８，２５はコイル、１０，２７は負荷
、１１は外部補助電源、１２．３９は誤差増幅器、１３
．４０は基準電池、１４ 、４１はＶ−Ｆ変換器、１５
．４２は単安定マルチバイブレータ、１７，３３，３５
゜３６．４４は抵抗、３０は電圧安定回路、３４は単接
合型トランジスタ、３７は単安定マルチバイブレータで
ある。
第２図は本考案によるＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を
示す構成図、第３図は、第２図にあ・ける発振回路の出
力信号Ｐｓの波形図、第４図は、第２図に釦ける単安定
マルチバイブレークの出力信号Ｐｓの波形図である。 図に釦いて、１，１８は入力直流電源、２，９゜１９．
２６，２９，３２はコンデンサ、３，２０はクランプ回
路、４，１６，２１．４３はトランス、５，２２はトラ
ンジスタ、６．７．２３，２４゜２８．３１，３８．４
５はダイオード、８，２５はコイル、１０，２７は負荷
、１１は外部補助電源、１２．３９は誤差増幅器、１３
．４０は基準電池、１４ 、４１はＶ−Ｆ変換器、１５
．４２は単安定マルチバイブレータ、１７，３３，３５
゜３６．４４は抵抗、３０は電圧安定回路、３４は単接
合型トランジスタ、３７は単安定マルチバイブレータで
ある。
Claims (1)
- 起動回路と、起動後の持続動作と出力電圧とを安定に制
御する回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにかいて、
起動回路が、抵抗およびコンデンサの時定数回路と単接
合型トランジスタとからなる起動用パルス発振回路と、
該パルス発振回路の出力パルスをうけて、該パルス幅よ
うも広いパルス幅を出力する単安定マルチバイブレータ
とによって構成され、該単安定マルチバイブレータの出
力側はダイオードを介して、前記制御回路の出力側に接
続されたダイオードとダイオード・オアの関係で結合さ
れたのち、コンバータの主トランジスタのベースに接続
され、かつ、前記時定数回路にかける抵抗とコンデンサ
の接続点はダイオードを介して前記主トランジスタのコ
レクタに導通方向に接続され、さらに、コンバータの主
トランスに結合された巻線による誘起電圧の整流、平滑
回路が直流電源として前記制御回路に接続されてなり、
前記パルス発振回路の発振周波数が前記制御回路にかけ
る動作周波数よりも低く選定されたことを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8975079U JPS5932222Y2 (ja) | 1979-07-02 | 1979-07-02 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8975079U JPS5932222Y2 (ja) | 1979-07-02 | 1979-07-02 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS569887U JPS569887U (ja) | 1981-01-28 |
| JPS5932222Y2 true JPS5932222Y2 (ja) | 1984-09-10 |
Family
ID=29322883
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8975079U Expired JPS5932222Y2 (ja) | 1979-07-02 | 1979-07-02 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5932222Y2 (ja) |
-
1979
- 1979-07-02 JP JP8975079U patent/JPS5932222Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS569887U (ja) | 1981-01-28 |
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