JPS5928458Y2 - Octave conversion circuit - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は機械的振動の音源を有する楽器に用いるオク
ターブ変換回路に関するものである。[Detailed Description of the Invention] This invention relates to an octave conversion circuit used in a musical instrument having a sound source of mechanical vibration.

従来、ある楽器の音色を有する楽音信号をオクターブ変
換するには、基本波の波形とエンベロープ波形とを分離
し、基本波の周波数を分周した後エンベロープ成形を行
なっていたが、回路構成が複雑になり、しかも原音に忠
実な音色の音を得るのは困難であった。Conventionally, in order to octave convert a musical tone signal that has the tone of a certain instrument, the fundamental waveform and envelope waveform were separated, the frequency of the fundamental wave was divided, and then envelope shaping was performed, but the circuit configuration was complicated. However, it was difficult to obtain a tone that was faithful to the original sound.

このような従来の問題点を解決するために原音信号のエ
ンベロープと同じでかつその基本波が１オクターブ以上
低い楽音信号を発生させるようなオクターブ変換方式が
提案されている（特願昭５３−３４５４０号（特開昭５
４−１２７３０１号））。In order to solve these conventional problems, an octave conversion method has been proposed that generates a musical tone signal that has the same envelope as the original sound signal and whose fundamental wave is one octave or more lower (Japanese Patent Application No. 53-34540). No. (Japanese Patent Publication No. 5
No. 4-127301)).

第１図はこの方式によるオクターブ変換回路のブロック
回路図である。FIG. 1 is a block circuit diagram of an octave conversion circuit using this method.

図において、弦や管などの機械的振動をピンクアンプで
検出した音源信号は、入力端子Ｔｉから入りフィルタ１
によって所定の周波数が強調された後に乗算器としての
電圧制御増幅器２に入力される。In the figure, the sound source signal detected by the pink amplifier, such as mechanical vibrations of strings and tubes, enters the filter 1 from the input terminal Ti.
After a predetermined frequency is emphasized by , it is input to a voltage controlled amplifier 2 as a multiplier.

一方、電子回路などで発振された矩形波の変調信号は、
変調入力端子Ｔｍから入りフィルタ３によって不要の高
調波が除去され正弦波に近い波形となって電圧制御増幅
器２に入力される。On the other hand, a rectangular wave modulation signal generated by an electronic circuit, etc.
The signal enters from the modulation input terminal Tm, removes unnecessary harmonics by the filter 3, becomes a waveform close to a sine wave, and is input to the voltage control amplifier 2.

この結果、音源信号は変調信号と乗算処理されてオクタ
ーブ変換され、この出力はフィルタ４によって必要の周
波数が強調された後、音源信号の一部と混合器５にてミ
キシングされ楽音信号となって出力端子Ｔ。As a result, the sound source signal is multiplied by the modulation signal and converted into an octave, and after the necessary frequencies are emphasized by the filter 4, the output is mixed with a part of the sound source signal by the mixer 5 to become a musical tone signal. Output terminal T.

から出力される。is output from.

次にこの電圧制御増幅器２におけるオクターブ変換の基
本作用を式を使って説明する。Next, the basic operation of octave conversion in this voltage controlled amplifier 2 will be explained using equations.

いま、電圧制御増幅器２の特性を次式のようなものとす
る。Now, assume that the characteristics of the voltage controlled amplifier 2 are as shown in the following equation.

ここで音源信号である入力信号の基本周波数をｆｉ、変
調信号の周波数をｆｍとすると、入力信号電圧Ｖｉおよ
び変調信号電圧ｖｍは次式のようになる。Here, if the fundamental frequency of the input signal, which is the sound source signal, is fi, and the frequency of the modulation signal is fm, then the input signal voltage Vi and the modulation signal voltage vm are expressed by the following equations.

ｖｉ−Ｅ（ｔ）ｓｉｎ２πｆｉｔ・・・・・・（３）ｖ
＝ｓｉｎ２πｆ ｔ −−−−・・−・−（４
）ｍ ｍ （ただし、Ｅ（ｔ）は入力信力のエンベロープを示す関
数） （０民に（２）式および（３） 、 （４）式を代入す
ると出力信号電圧Ｖ。vi-E(t)sin2πfit...(3)v
= sin2πf t −−−−・・−・−(4
) m m (where E(t) is a function indicating the envelope of input reliability) (Substituting equation (2) and equations (3) and (4) into 0 gives the output signal voltage V.

は次式のようになる。したがって、出力信号電圧Ｖ。is as follows. Therefore, the output signal voltage V.

とじては、入力信号と同じエンベロープを有し周波数が
（ｆｍ＋ｆｉ）の成分と、（ｆｍ−ｆｉ）の成分と、漏
れによるｆｉの成分とからなる電圧が得られることにな
る。In the end, a voltage is obtained which has the same envelope as the input signal and is composed of a component of frequency (fm+fi), a component of (fm-fi), and a component of fi due to leakage.

いま、変調信号の周波数ｆｍを入力信号の基本ｆ・ 周波数ｆｉの半分、すなわちｆｍ−十にすると、（５）
式は次のようになる。Now, if the frequency fm of the modulation signal is set to half of the fundamental f/frequency fi of the input signal, that is, fm - ten, then (5)
The formula is as follows.

この出力信号をフィルタ４で（−！ｉ−）の成分を強調
すれば、入力信号と同じエンベロープを有しｆ・ 基本波が（ｆ）の周波数を持つ入力信号より１オクター
ブ低い楽音信号としての出力信号が得られる。By emphasizing the (-!i-) component of this output signal with filter 4, it becomes a musical tone signal that has the same envelope as the input signal and whose fundamental wave is one octave lower than the input signal whose frequency is (f). An output signal is obtained.

（６）式に示すようにこの楽音信号には基本波のほか調
波数ｆｉの２倍音、周波数（４ｆｉ）の３倍音の成分が
含まれる。As shown in equation (6), this musical tone signal includes components of the second harmonic of the harmonic number fi and the third harmonic of the frequency (4fi) in addition to the fundamental wave.

ここで（６）式において、２倍音のレベルは小さいが、
３倍音は基本波と同レベルを有するので、これを抑えな
いと１オクターブ低い楽音としては不適当となる。Here, in equation (6), the level of the second overtone is small, but
Since the third overtone has the same level as the fundamental wave, unless this is suppressed, it will be inappropriate for musical tones one octave lower.

このため前記のようにフィルタ４で３倍音のレベルをさ
げ、さらにレベルの低い２倍音は入力信号の一部を直接
入力して混合器５でミキシングした後出力端子Ｔｏから
楽音信号として出力している。Therefore, as mentioned above, the level of the third harmonic is lowered by the filter 4, and for the second harmonic with a lower level, a part of the input signal is directly input and mixed by the mixer 5, and then output as a musical tone signal from the output terminal To. There is.

この場合、電気ピアノのように入力信号の基本波の周波
数が弦毎にほぼ一定であれば問題ないが、電気ギターや
管楽器のように入力信号の基本波の周波数がある音域内
で常に変化する場合には、フィルタ４のろ波周波数特性
は一定なので最適の設定をしても、基本波に対して３倍
音を完全に抑えることは難しく、不十分な音色で妥協せ
ざるを得ないという欠点があった。In this case, there is no problem if the frequency of the fundamental wave of the input signal is almost constant for each string, as in the case of an electric piano, but the frequency of the fundamental wave of the input signal constantly changes within a certain range, as in the case of an electric guitar or wind instrument. In this case, the filtering frequency characteristics of filter 4 are constant, so even if the settings are optimal, it is difficult to completely suppress the third harmonic with respect to the fundamental wave, and the disadvantage is that you have to compromise with an insufficient tone. was there.

この考案は上記の点に鑑みてなされたもので、その目的
とするところは、入力信号の基本波周波数が一定でなく
ある音域幅を有するような楽器に対しても、オクターブ
変換した信号がすべての基本周波数で不要倍音を除去で
き、自然音に近い音色が得られるようなオクターブ変換
回路を提供することにある。This idea was made in view of the above points, and its purpose is that even for instruments whose fundamental wave frequency of the input signal is not constant and has a range width, all the octave-converted signals are To provide an octave conversion circuit that can remove unnecessary overtones at the fundamental frequency and obtain a tone close to natural sounds.

この目的を達成するために、この考案は、オクターブ変
換する乗算器を２個設け、機械的振動から得られた音源
信号を９０°の位相差をつけて各乗算器に入力し、さら
に各音源信号と同相で所定周波数の変調信号を各乗算器
に入力して乗算処理し、その出力信号を混合回路でミキ
シングして加算。In order to achieve this purpose, this invention provides two multipliers for octave conversion, inputs the sound source signal obtained from mechanical vibration to each multiplier with a 90° phase difference, and then A modulation signal of a predetermined frequency that is in phase with the signal is input to each multiplier for multiplication processing, and the output signals are mixed in a mixing circuit and added.

減算処理するようにしたものである。This is a subtraction process.

以下、この考案を図面に基づいて詳細に説明する。This invention will be explained in detail below based on the drawings.

第２図はこの考案に係るオクターブ変換回路の一実施例
のブロック回路図である。FIG. 2 is a block circuit diagram of an embodiment of the octave conversion circuit according to this invention.

図において、１０は第１の乗算器、１１は第２の乗算器
、１２は移相器、１３は混合回路である。In the figure, 10 is a first multiplier, 11 is a second multiplier, 12 is a phase shifter, and 13 is a mixing circuit.

入力端子Ｔｉから入った音源信号の入力信号は乗算器１
００入力端子には直接、乗算器１１の入力端子には移相
器１２を経て９０°の位相差をもってそれぞれ入力する
。The input signal of the sound source signal input from the input terminal Ti is sent to the multiplier 1.
The signal is input directly to the 00 input terminal, and is input to the input terminal of the multiplier 11 via the phase shifter 12 with a phase difference of 90°.

変調端子Ｔｍｌからは乗算器１０への入力信号と同位相
の所定周波数の変調信号が入って乗算器１０の制御端子
に入力し、変調端子Ｔｍ２からは乗算器１１への入力信
号と同位相、すなわち変調端子Ｔｍ１ に入る変調信号
とは９０°の位相差がある同所定周波数の変調信号が入
って乗算器１１０制御端子に入力する。A modulation signal of a predetermined frequency having the same phase as the input signal to the multiplier 10 is input from the modulation terminal Tml and inputted to the control terminal of the multiplier 10, and a modulation signal having the same phase as the input signal to the multiplier 11 is input from the modulation terminal Tm2. That is, a modulation signal having the same predetermined frequency and having a phase difference of 90 degrees from the modulation signal input to the modulation terminal Tm1 is input to the control terminal of the multiplier 110.

そして乗算器１０゜１１においてはそれぞれ乗算処理が
なされ入力信号はオクターブ変換される。Multipliers 10 and 11 each perform multiplication processing, and the input signals are octave converted.

いま、乗算器１０に入力する入力信号電圧をＶ１１％変
調信号電圧をＶｍ １、出力信号電圧をｖｏｌ とし、
乗算器１１に入力する入力信号電圧をｖｔ２、変調信号
電圧をｖｒｒ１２、出力信号電圧をＶ ｏ ２とすると
、（３） 、 （４）式から次式のようになる。Now, the input signal voltage input to the multiplier 10 is V11%, the modulation signal voltage is Vm 1, the output signal voltage is vol,
Assuming that the input signal voltage input to the multiplier 11 is vt2, the modulation signal voltage is vrr12, and the output signal voltage is V o 2, the following equation is obtained from equations (3) and (4).

ｖｉ１＝Ｅ（ｔ）ｓｉｎ２ｒｆｉｔ 、 ｖｍ１＝ｓｉ
ｎ２πｆｍｔｖｉ２−Ｅ（ｔ）ｃｏｓ２πｆｉｔ、ｖｍ
２＝ｃｏｓ２πｆｍｔこの結果、（５）式から次式が成
り立つ。vi1=E(t)sin2rfit, vm1=si
n2πfmtvi2-E(t) cos2πfit, vm
2=cos2πfmt As a result, the following equation holds from equation (5).

ここで、乗算器１１の出力信号および入力端子Ｔｉから
の入力信号を混合回路１３の加算端子に入力し、乗算器
１０の出力信号を混合回路１３０減算端子に入力すると
、混合回路１３にて各信号のミキシングがなされ次式の
ような楽音信号電圧Ｖｏが得られる。Here, when the output signal of the multiplier 11 and the input signal from the input terminal Ti are inputted to the addition terminal of the mixing circuit 13, and the output signal of the multiplier 10 is inputted to the subtraction terminal of the mixing circuit 130, each The signals are mixed and a musical tone signal voltage Vo expressed by the following equation is obtained.

このように周波数（ｆｍ＋ｆｉ）の成分は減算されて除
去されてしまう。In this way, the frequency (fm+fi) component is subtracted and removed.

いま、（ｆ ＝ ”→と設定すれば、１オクタｍ
２ｆ・ 一ブ低下した周波数（子）の基本波成分は残るが、周波
数（−Ｈｆｉ）の３倍音成分は完全になくなる。Now, if we set (f = ”→), 1 octa m
2f. The fundamental wave component of the frequency (child) lowered by one step remains, but the third harmonic component of the frequency (-Hfi) is completely eliminated.

この実施例によると、フィルタを用いることなくオクタ
ーブ変換した基本波の所定の倍音を除去することができ
る。According to this embodiment, predetermined overtones of the octave-converted fundamental wave can be removed without using a filter.

なお、乗算器１０の出力信号を混合回路１３の加算端子
に入力すれば、９式において（ｆｍ＋ｆｉ）の周波数成
分が残り、（ｆｍ−ｆｉ）の周波数成分は除去される。Note that if the output signal of the multiplier 10 is input to the addition terminal of the mixing circuit 13, the frequency component of (fm+fi) remains in equation 9, and the frequency component of (fm-fi) is removed.

第３図は他の実施例のブロック回路図である。FIG. 3 is a block circuit diagram of another embodiment.

弦やリードなどの機械的振動により生じた音源信号は、
入力端子Ｔｉから入り増幅器２０で増幅された後、移相
器２１を経て電圧制御増幅器２２の入力端子に、移相器
２３を経て電圧制御増幅器２４０入力端子にそれぞれ入
力される。The sound source signal generated by mechanical vibrations such as strings and reeds is
The signal enters from the input terminal Ti, is amplified by the amplifier 20, and is then input to the input terminal of the voltage control amplifier 22 via the phase shifter 21, and to the input terminal of the voltage control amplifier 240 via the phase shifter 23, respectively.

ここで、移相器２１と２３における移相量には９０°の
位相差があるため、電圧制御増幅器２２および２４に入
力される音源信号には９０°の位相差がある。Here, since there is a 90° phase difference between the phase shift amounts in the phase shifters 21 and 23, there is a 90° phase difference between the sound source signals input to the voltage control amplifiers 22 and 24.

方、増幅器２０で増幅された音源信号の一部はクリッパ
回路２５に入り、ここで基本波のみが波形整形されて基
本周波数の矩形波が作られる。On the other hand, a part of the sound source signal amplified by the amplifier 20 enters the clipper circuit 25, where only the fundamental wave is waveform-shaped to create a rectangular wave of the fundamental frequency.

このクリンパ回路２５からの出力は分周回路２６にて半
分の周波数に分周され、さらにこの分周回路２６からの
出力はフィルタ２７にて不要の高調波が除去されほぼ正
弦波になる。The output from the crimper circuit 25 is divided into half the frequency by a frequency dividing circuit 26, and the output from this frequency dividing circuit 26 is further filtered to remove unnecessary harmonics and becomes a substantially sine wave.

このフィルタ２７の出力は移相器２８および２９に入る
が、移相器２８は移相器２１と同じ移相量を有し、移相
器２９は移相器２３と同じ移相量を有している。The output of this filter 27 enters phase shifters 28 and 29, where phase shifter 28 has the same amount of phase shift as phase shifter 21 and phase shifter 29 has the same amount of phase shift as phase shifter 23. are doing.

したがって移相器２８と２９における移相量には９０°
の位相差があることになる。Therefore, the amount of phase shift in phase shifters 28 and 29 is 90°.
There is a phase difference of .

移相器２８からの出力は、音源信号の基本波周波数の半
分の周波数を有する変調信号となって電圧制御増幅器２
２の制御端子に入る。The output from the phase shifter 28 becomes a modulation signal having a frequency half the fundamental frequency of the sound source signal, and is sent to the voltage control amplifier 2.
Enter the control terminal of 2.

同様に移相器２９からの出力は、音源信号の基本波周波
数の半分の周波数を有し前記変調信号と９０’の位相差
をもった変調信号となって電圧制御増幅器２４の制御端
子に入る。Similarly, the output from the phase shifter 29 becomes a modulation signal having a frequency half the fundamental frequency of the sound source signal and a phase difference of 90' from the modulation signal, and enters the control terminal of the voltage control amplifier 24. .

電圧制御増幅器２２．２４においては音源信号が変調信
号によってそれぞれ乗算処理されオクターブ変換がなさ
れる。In the voltage controlled amplifiers 22 and 24, the sound source signals are each multiplied by the modulation signal and subjected to octave conversion.

そして、電圧制御増幅器２２からは（７）式に示す出力
信号が演算増幅器３００反転入力端子に入力され、電圧
制御増幅器２４からは（８）式に示す出力信号が演算増
幅器３０の非反転入力端子に入力される。An output signal shown by equation (7) from the voltage control amplifier 22 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 300, and an output signal shown by equation (8) from the voltage control amplifier 24 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 30. is input.

演算増幅器３０において両信号は減算増幅処理される。Both signals are subjected to subtractive amplification processing in the operational amplifier 30.

なお、演算増幅器３０の出力信号電圧をＶ。Note that the output signal voltage of the operational amplifier 30 is V.

ａとすると、ｖｏａ＝β（ｖｏ２ ｖｏｌ） ・
・・・・・・・・・・・・・・（１０）（ただし、βは
演算増幅器３０の定数） となり、この００）式に（７）、（８）式を代入すると
、次式が成り立つ。If a, voa=β(vo2 vol) ・
・・・・・・・・・・・・・・・(10) (However, β is a constant of the operational amplifier 30), and by substituting equations (7) and (8) into this equation (00), the following equation is obtained. It works.

演算増幅器３０の出力信号は楽音信号の一部と混合器３
１においてミキシングされるため出力端子Ｔ。The output signal of the operational amplifier 30 is sent to a part of the musical tone signal and the mixer 3.
Output terminal T for mixing at 1.

から出力される楽音信号電圧Ｖ。は次のように（９）式
と同様になる。Musical tone signal voltage V output from. is similar to equation (9) as follows.

この（１３）式かられかるように、出力信号電圧Ｖ。As can be seen from this equation (13), the output signal voltage V.

ｌ。Ｖ ｏ ２ には存在した（ｆｍ＋ｆｉ＝ｉｆｉ
）の周波数成分である３倍音は減算により除去されて、
基本波と２倍音のみになる。l. It existed in V o 2 (fm+fi=ifi
), the third overtone, which is the frequency component, is removed by subtraction,
Only the fundamental wave and second harmonic will be generated.

（１３）式の第２項はもともと低レベルであり、第３項
は定数Ｋによって適当にレベルを抑えられるので、楽音
信号はフィルタがなくても基本波と同レベルの３倍音が
除去され、音源信号より１オクターブ低くかつ音源信号
の音色に近い信号になる。The second term in equation (13) is originally at a low level, and the level of the third term can be appropriately suppressed by the constant K, so the third harmonic at the same level as the fundamental wave is removed from the musical tone signal even without a filter. The signal becomes one octave lower than the sound source signal and close to the tone of the sound source signal.

なお、実際には音源信号には基本波のほかに周波数２ｆ
ｉの倍音成分を含むため変調信号の周波ｆｉ
３ 数−の成分との差の周波数（Σｆｉ ）の３倍音成分が
適当なレベルで出てくるため、楽音信号から完全に３倍
音がなくなってしまうわけではない。In addition, in reality, the sound source signal has a frequency of 2f in addition to the fundamental wave.
The frequency fi of the modulation signal contains harmonic components of i.
Since the third harmonic component of the frequency difference (Σfi) from the 3-number component comes out at an appropriate level, the third harmonic does not completely disappear from the musical tone signal.

したがって、楽音信号は自然なスペクトルを持ち、音源
信号と同じエンベロープを有しかつｌオクターブ下の原
音に近い音色の信号となる。Therefore, the musical tone signal has a natural spectrum, has the same envelope as the sound source signal, and has a tone close to the original tone one octave lower.

しかも音源信号の基本波の周波数が広範囲に変化しても
、変調信号は常に音源信号の半分の周波数を保持して１
オクターブ下の楽音信号が得られ、しかも音源信号と同
レベルの３倍音は除去できるので、基本波の周波数が常
に変化する電気ギターや管楽器に使用して好適である。Moreover, even if the frequency of the fundamental wave of the sound source signal changes over a wide range, the modulation signal always maintains half the frequency of the sound source signal and remains constant.
Since it is possible to obtain a musical tone signal an octave lower and remove third overtones at the same level as the sound source signal, it is suitable for use in electric guitars and wind instruments where the frequency of the fundamental wave constantly changes.

なお、乗算器として、電圧制御増幅器を用いた場合には
、電圧制御増幅器の入力成分、すなわち上記実施例では
、基本波の２倍音成分が出力に漏れて出てくるが、この
成分は必要に応じて適宜除去あるいは減衰すればよい。Note that when a voltage-controlled amplifier is used as a multiplier, the input component of the voltage-controlled amplifier, that is, the second harmonic component of the fundamental wave in the above embodiment, leaks to the output, but this component is not necessary. It may be removed or attenuated as appropriate.

このようにこの考案に係るオクターブ変換回路によると
、音源信号の基本波周波数が変化しても、原音に近Ｘ、
咄然な音色のオクターブ変換ができる効果がある。As described above, according to the octave conversion circuit according to this invention, even if the fundamental frequency of the sound source signal changes, it can be close to the original sound by
It has the effect of converting the timbre into octaves.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来のオクターブ変換回路のフロック回路図、
第２図はこの考案に係るオクターブ変換回路の一実施例
のブロック回路図、第３図は他の実施例のブロック回路
図である。 １０・・・・・・第１の乗算器、１１・・・・・・第２
の乗算器、１２・・・・・・移相器、１３・・・・・・
混合回路。Figure 1 is a block circuit diagram of a conventional octave conversion circuit.
FIG. 2 is a block circuit diagram of one embodiment of the octave conversion circuit according to this invention, and FIG. 3 is a block circuit diagram of another embodiment. 10...First multiplier, 11...Second multiplier
Multiplier, 12... Phase shifter, 13...
mixed circuit.

Claims (2)

【実用新案登録請求の範囲】[Scope of utility model registration request] （１）楽器の機械的振動を電気的に検出した音源信号を
入力する第１の乗算器と、前記音源信号を９０°移相し
て入力する第２の乗算器と、前記第１の乗算器と第２の
乗算器の出力を入力する混合回路とからなり、前記各乗
算器にその乗算器に入力する音源信号と同相の所定周波
数の変調信号を入力し、前記各乗算器にてそれぞれ音源
信号と変調信号を乗算して、前記混合回路から音源信号
をオクターブ変換した楽音信号を出力するようにしたオ
クターブ変換回路、(1) A first multiplier that inputs a sound source signal obtained by electrically detecting mechanical vibrations of a musical instrument, a second multiplier that inputs the sound source signal with a phase shift of 90 degrees, and the first multiplier. and a mixing circuit that inputs the output of the second multiplier, and inputs a modulation signal of a predetermined frequency that is in phase with the sound source signal input to the multiplier to each of the multipliers, and each of the multipliers an octave conversion circuit configured to multiply the sound source signal and the modulation signal and output a musical tone signal obtained by converting the sound source signal into an octave from the mixing circuit; （２）前記各乗算器に電圧制御増幅器を用いた実用新案
登録請求の範囲第１項記載のオクターブ変換回路。(2) The octave conversion circuit according to claim 1, wherein each of the multipliers uses a voltage control amplifier.