JPH07199936A - Musical sound synthesizer device - Google Patents
Musical sound synthesizer deviceInfo
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- JPH07199936A JPH07199936A JP6000683A JP68394A JPH07199936A JP H07199936 A JPH07199936 A JP H07199936A JP 6000683 A JP6000683 A JP 6000683A JP 68394 A JP68394 A JP 68394A JP H07199936 A JPH07199936 A JP H07199936A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、自然楽器の発音機構を
デジタル電子回路で近似した楽音合成装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a musical tone synthesizer which approximates the sounding mechanism of a natural musical instrument with a digital electronic circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、デジタル技術の進歩にともない、
電子ピアノやシンセサイザのようなデジタル電子回路を
応用した楽音合成装置が数多く開発されている。その中
において、自然楽器の発音機構を解析し、これをデジタ
ル電子回路に置き換えて実現した楽音合成装置が提案さ
れている。例えば、第１の文献として「デジタルフィル
タ法の複数弦への拡張」著者：中村 勲，出典：日本音
響学会誌講演論文集や、第２の文献として特公昭５４−
７６６号公報等がある。2. Description of the Related Art In recent years, with the progress of digital technology,
Many tone synthesizers have been developed that apply digital electronic circuits such as electronic pianos and synthesizers. Among them, a musical sound synthesizing device has been proposed which analyzes the sounding mechanism of a natural musical instrument and replaces it with a digital electronic circuit. For example, as the first reference, “Expansion of Digital Filter Method to Multiple Strings” Author: Isao Nakamura, Source: Proceedings of Journal of Acoustical Society of Japan, and as the second reference, Japanese Patent Publication No. 54-
No. 766 is available.
【０００３】以下、図面を参照しながら、第１の文献で
紹介されている楽音合成装置について説明する。The musical tone synthesizer introduced in the first document will be described below with reference to the drawings.
【０００４】図１７は第１の文献に記載された第１の従
来例の楽音合成装置の構成を示すブロック図である。FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the first conventional tone synthesis apparatus described in the first document.
【０００５】図１７において、１７０１はピアノなどの
自然楽器においてハンマーが弦に与える駆動波形を記憶
したデータ記憶回路、１７０２はデータ記憶回路１７０
１から駆動波形を読みだすアドレス発生回路、１７０３
は駆動波形を一時記憶するデータ記憶回路、１７０４は
データ記憶回路１７０３のデータの読出し及び書き込み
を制御するアドレス発生回路、１７０５は駆動波形とデ
ータ記憶回路１７０３から読みだされたデータとの減算
を行う減算器、１７０６は加算器１７０８の加算結果を
一時記憶するデータ記憶回路、１７０７はデータ記憶回
路１７０６のデータの読出し及び書き込みを制御するア
ドレス発生回路、１７０８は減算器１７０５の減算結果
とデータ記憶回路１７０６から読みだされたデータとの
加算を行う加算器、１７０９は音高指示データに基づき
データ記憶回路１７０６のディレイ段数Ｙを算出する音
高制御回路、１７１０は加算器１７０８の加算結果であ
る合成波形（デジタル）のＤ／Ａ変換を行うＤ／Ａ変換
器やアンプ，スピーカを総称したサウンドシステム、１
７１１はデータ記憶回路１７０３，１７０６及び減算器
１７０５，加算器１７０８で構成される回路を総称した
デジタルフィルタ、１７１２はデータ記憶回路１７０１
とアドレス発生回路１７０２を総称した駆動波形発生回
路である。In FIG. 17, reference numeral 1701 denotes a data storage circuit that stores drive waveforms given to strings by a hammer in a natural musical instrument such as a piano, and 1702 denotes a data storage circuit 170.
1703, an address generation circuit for reading drive waveforms from 1
Is a data storage circuit that temporarily stores a drive waveform, 1704 is an address generation circuit that controls reading and writing of data from the data storage circuit 1703, and 1705 is a subtraction between the drive waveform and the data read from the data storage circuit 1703. A subtracter, 1706 is a data storage circuit that temporarily stores the addition result of the adder 1708, 1707 is an address generation circuit that controls the reading and writing of data in the data storage circuit 1706, and 1708 is the subtraction result of the subtractor 1705 and the data storage circuit. An adder that performs addition with the data read from 1706, 1709 is a pitch control circuit that calculates the delay stage number Y of the data storage circuit 1706 based on the pitch instruction data, and 1710 is a synthesis result of the adder 1708. D / A converters, amplifiers, and spinners that perform D / A conversion of waveforms (digital) Collectively sound system mosquitoes, 1
Reference numeral 711 is a digital filter that is a generic term for a circuit configured by the data storage circuits 1703, 1706, subtractor 1705, and adder 1708, and 1712 is a data storage circuit 1701.
And the address generation circuit 1702 are drive waveform generation circuits.
【０００６】図１８はアドレス発生回路１７０２の回路
図である。図１８において、１８０１は発音開始フラグ
がアクティフになった時点でカウント値を値０にリセッ
トするとともにシステムクロックＣＫに基づきインクリ
メント動作を行うカウンタ、１８０２はカウンタ１８０
１のカウント値とデータ記憶回路１７０１に記憶された
駆動波形の最終アドレス値（以下、ＭＡＸ値とする。）
とを比較し、比較一致した時にＲＳフリップフロップ１
８０３をセットする比較器、１８０３は比較器１８０２
の比較一致信号でセットされ発音開始フラグがアクティ
ブの状態でリセットされるＲＳフリップフロップ、１８
０４はＲＳフリップフロップ１８０３がリセット状態の
時にＡ入力を選択し、セット状態の時にＢ入力を選択す
るセレクタである。FIG. 18 is a circuit diagram of the address generation circuit 1702. In FIG. 18, reference numeral 1801 is a counter that resets the count value to 0 when the sound generation start flag becomes active, and performs an increment operation based on the system clock CK, and 1802 is a counter 180.
The count value of 1 and the final address value of the drive waveform stored in the data storage circuit 1701 (hereinafter referred to as the MAX value).
And the RS flip-flop 1
Comparator for setting 803, 1803 for comparator 1802
RS flip-flop which is set by the comparison match signal of and is reset when the sound generation start flag is active,
A selector 04 selects the A input when the RS flip-flop 1803 is in the reset state and selects the B input when the RS flip-flop 1803 is in the set state.
【０００７】図１９はアドレス発生回路１７０４，１７
０７の回路図である。図１９において、１９０１は発音
開始フラグがアクティブになった時点でカウント値を値
０にリセットするとともにシステムクロックＣＫに基づ
きインクリメント動作を行うカウンタ、１９０２はカウ
ンタ１９０１のカウント値からディレイ段数Ｘあるいは
Ｙを減算する減算器である。なお、アドレス発生回路１
７０４においてはカウンタ値からディレイ段数Ｘを減算
し、アドレス発生回路１７０７においてはカウンタ値か
らディレイ段数Ｙを減算するものとする。FIG. 19 shows address generation circuits 1704 and 17.
It is a circuit diagram of 07. In FIG. 19, 1901 is a counter that resets the count value to 0 when the sound generation start flag becomes active and performs an increment operation based on the system clock CK. 1902 shows the delay stage number X or Y from the count value of the counter 1901. It is a subtractor that subtracts. The address generation circuit 1
At 704, the delay stage number X is subtracted from the counter value, and at the address generating circuit 1707, the delay stage number Y is subtracted from the counter value.
【０００８】図２０は音高制御回路１７０９の回路図で
ある。図２０において、２００１は音高指示データをア
ドレスとしてディレイ段数Ｙを参照するテーブルであ
る。テーブル２００１の内容は（表１）に示す。FIG. 20 is a circuit diagram of the pitch control circuit 1709. In FIG. 20, reference numeral 2001 is a table for referring to the delay stage number Y using the pitch instruction data as an address. The contents of the table 2001 are shown in (Table 1).
【０００９】[0009]
【表１】 [Table 1]
【００１０】音高指示データはＭＩＤＩのノートナンバ
とし、ディレイ段数Ｙはサンプリング周波数ｆｓを４８
ｋＨｚ、音高に対応する合成音の基本周波数をｆとして
（数１）により算出した。なお、ＭＩＤＩとは電子楽器
分野におけるコントロールデータフォーマットの規格
（Musical Instrument Digital Interface）の略称であ
る。The pitch instruction data is a MIDI note number, and the delay stage number Y is 48 for the sampling frequency fs.
The fundamental frequency of the synthetic sound corresponding to the kHz and the pitch was defined as f and calculated by (Equation 1). MIDI is an abbreviation of control data format standard (Musical Instrument Digital Interface) in the electronic musical instrument field.
【００１１】[0011]
【数１】 [Equation 1]
【００１２】なお、（表１）に示すディレイ段数Ｙの値
は整数値となっているが、合成音のピッチを正確に制御
するために本来は実数値をとるべきである。この場合に
は、図１７のデータ記憶回路１７０６に直列に移相器
（オールパスフィルタなど）を接続し、移相器の位相遅
延量をディレイ段数Ｙの小数部分となるように制御する
ことが一般的に知られている。本実施例においては簡単
のため移相器は省略し、ディレイ段数Ｙの値は整数値を
とるものとする。Although the value of the delay stage number Y shown in (Table 1) is an integer value, it should originally be a real value in order to accurately control the pitch of the synthesized sound. In this case, it is common to connect a phase shifter (such as an all-pass filter) in series to the data storage circuit 1706 of FIG. 17 and control the phase delay amount of the phase shifter to be a fractional part of the delay stage number Y. Known to be. In the present embodiment, the phase shifter is omitted for simplicity, and the value of the delay stage number Y is an integer value.
【００１３】図２１はピアノの弦の等価回路を示す回路
図である。図２１において、２１０１，２１０２はハン
マが弦をたたくポジションから鍵盤側（グランドピアノ
の場合）の弦の支持点までの部分に相当するディレイ、
２１０３，２１０４はハンマが弦をたたくポジションか
ら弦の駒点までの部分に相当するディレイ、２１０５，
２１０６はハンマが弦をたたく時に弦に与える力（駆動
波形）を入力する部分に相当する加算器、２１０７，２
１０８は弦の支持点における弦の振動波形の反射動作
（反転動作）を記述した反転器である。なお、図１７に
おけるデジタルフィルタ１７１１は、図２１に示す回路
と等価な回路になる。また、合成波形として取り出す位
置は、簡単のために加算器２１０５の出力段の位置（１
つのポイントのみ）から取り出す。１つのポイントから
取り出す場合は、基本的にディレイ２１０１，２１０
２，２１０３，２１０４と加算器２１０５，２１０６と
反転器２１０７，２１０８とから構成されるループ上の
回路中であればどこであっても聴感上同じ音色の合成波
形が得られるので、どこから取り出しても差し支えな
い。FIG. 21 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a piano string. In FIG. 21, reference numerals 2101 and 2102 are delays corresponding to a portion from the position where the hammer hits the strings to the supporting point of the strings on the keyboard side (for a grand piano),
2103 and 2104 are delays corresponding to the portion from the position where the hammer hits the string to the piece point of the string, 2105 and 2105.
Reference numeral 2106 denotes an adder corresponding to a portion for inputting a force (driving waveform) applied to the string when the hammer hits the string, 2107, 2
Reference numeral 108 denotes an inverter which describes the reflection operation (reversal operation) of the vibration waveform of the string at the support point of the string. Note that the digital filter 1711 in FIG. 17 is a circuit equivalent to the circuit shown in FIG. For the sake of simplicity, the position taken out as the composite waveform is the position (1) of the output stage of the adder 2105.
(Only one point). When extracting from one point, basically delay 2101 and 210
2, 2103, 2104, adders 2105, 2106, and inverters 2107, 2108 can produce a synthesized waveform of the same timbre no matter where it is in the circuit on the loop. It doesn't matter.
【００１４】図２２の（Ａ）はピアノのハンマが弦に与
える力（駆動波形）の振幅値を示す特性図である。FIG. 22A is a characteristic diagram showing the amplitude value of the force (driving waveform) applied to the strings by the hammer of the piano.
【００１５】図２２の（Ｂ）はピアノのハンマが弦に与
える力（駆動波形）の振幅値と駆動波形が弦の支持点
（図２１の反転器２１０７に相当する点）で反射して戻
ってきた波形の両者を示す特性図である。In FIG. 22B, the amplitude value of the force (driving waveform) applied to the strings by the hammer of the piano and the driving waveform are reflected at the support points of the strings (the points corresponding to the inverter 2107 in FIG. 21) and returned. It is a characteristic view which shows both of the received waveform.
【００１６】以上のような構成要素をもつ楽音合成装置
について、以下に各構成要素の相互の関係と動作を説明
する。With respect to the musical sound synthesizer having the above components, the mutual relationship and operation of each component will be described below.
【００１７】まず、図１７に示す楽音合成装置におい
て、発音開始フラグがアクティブになった時点からアド
レス発生回路１７０２はデータ記憶回路１７０１に記憶
された駆動波形を読みだす。この読出し動作について
は、図１８を用いて説明する。First, in the tone synthesizer shown in FIG. 17, the address generation circuit 1702 reads the drive waveform stored in the data storage circuit 1701 from the time when the tone generation start flag becomes active. This read operation will be described with reference to FIG.
【００１８】発音開始フラグがアクティブ状態において
カウンタ１８０１がリセットされ、カウント値が値０に
なる。この後、システムクロックＣＫの発生タイミング
に基づきカウント値がインクリメントされる。比較器１
８０２においてはカウント値とデータ記憶回路１７０１
の最終アドレス値（ＭＡＸ値）との比較が行われる。デ
ータ記憶回路１７０１の最終アドレスには、図２２の
（Ａ）に示す駆動波形の最終サンプルデータ（値０）が
書き込まれているものとする。発音開始フラグがアクテ
ィブになった時点からカウント値がＭＡＸ値になる直前
まではＲＳフリップフロップ１８０３はリセット状態で
あるため、セレクタ１８０４はＡ入力を選択し、カウン
タ１８０１のカウント値を読出しアドレスとして出力す
る。カウント値がＭＡＸ値になった時点で比較器１８０
２は比較一致信号を発生し、ＲＳフリップフロップ１８
０３をセットする。そのため、セレクタ１８０４はＢ入
力を選択し、ＭＡＸ値を読出しアドレスとして出力する
こととなる。なお、セレクタ１８０４がＢ入力の選択状
態からＡ入力の選択状態に切り替わるのは、次の発音開
始フラグがアクティブになった時点であり、次の発音開
始フラグがアクティブになるまでは、図１７のデータ記
憶回路１７０１からは最終サンプルデータ（値０）が読
みだされることとなる。When the tone generation start flag is active, the counter 1801 is reset and the count value becomes zero. After that, the count value is incremented based on the generation timing of the system clock CK. Comparator 1
In 802, the count value and data storage circuit 1701
Is compared with the final address value (MAX value). It is assumed that final sample data (value 0) of the drive waveform shown in FIG. 22A is written in the final address of the data storage circuit 1701. Since the RS flip-flop 1803 is in the reset state from when the sound generation start flag becomes active until immediately before the count value reaches the MAX value, the selector 1804 selects the A input and outputs the count value of the counter 1801 as a read address. To do. When the count value reaches the MAX value, the comparator 180
2 generates a comparison match signal, and the RS flip-flop 18
Set 03. Therefore, the selector 1804 selects the B input and outputs the MAX value as the read address. Note that the selector 1804 switches from the B input selection state to the A input selection state at the time point when the next sound generation start flag becomes active, and until the next sound generation start flag becomes active. The final sample data (value 0) is read from the data storage circuit 1701.
【００１９】データ記憶回路１７０１から読みだされた
駆動波形は減算器１７０５及びデータ記憶回路１７０３
に入力される。データ記憶回路１７０３において駆動波
形が一時記憶されたのち再び読みだされ、減算器１７０
５に入力される。なお、データ記憶回路１７０３は実際
にはシフトレジスタやＲＡＭ（リングメモリ）で実現す
ることができる。本実施例においてはＲＡＭで実現する
ものとする。データ記憶回路１７０３はアドレス発生回
路１７０４の制御により、ディレイ段数がＸであるディ
レイとして機能する。この制御について図１９を用いて
説明する。The drive waveform read from the data storage circuit 1701 is used as a subtractor 1705 and a data storage circuit 1703.
Entered in. The drive waveform is temporarily stored in the data storage circuit 1703 and then read out again, and the subtracter 170
Input to 5. Note that the data storage circuit 1703 can actually be realized by a shift register or a RAM (ring memory). In this embodiment, it is realized by RAM. The data storage circuit 1703 functions as a delay with the number of delay stages being X under the control of the address generation circuit 1704. This control will be described with reference to FIG.
【００２０】発音開始フラグがアクティブになった時点
でカウンタ１９０１がリセットされ、カウント値が値０
になる。この後、システムクロックＣＫの発生タイミン
グに基づきカウント値がインクリメントされる。このカ
ウント値はデータ記憶回路１７０３の書き込みアドレス
となる。読出しアドレスは、減算器１９０２により、書
き込みアドレスからディレイ段数Ｘを減算した値とな
る。なお、カウンタ１９０１のカウント値の最大値をデ
ータ記憶回路１７０３のアドレスの最大値とし、カウン
ト値が最大値を越えた時には値０に戻るものとする。読
出しアドレスは書き込みアドレスに対して常にディレイ
段数Ｘ分だけ遅れた状態でインクリメントされるので、
データ記憶回路１７０３はいわゆるリングメモリとして
動作し、ディレイ段数がＸであるディレイとして機能す
る。When the tone generation start flag becomes active, the counter 1901 is reset and the count value becomes 0.
become. After that, the count value is incremented based on the generation timing of the system clock CK. This count value becomes a write address of the data storage circuit 1703. The read address has a value obtained by subtracting the delay stage number X from the write address by the subtractor 1902. It is assumed that the maximum value of the count value of the counter 1901 is the maximum value of the address of the data storage circuit 1703, and the value returns to 0 when the count value exceeds the maximum value. Since the read address is always incremented with respect to the write address by the delay stage number X,
The data storage circuit 1703 operates as a so-called ring memory and functions as a delay having a delay stage number of X.
【００２１】さて図１７において、減算器１７０５の減
算結果は図２２の（Ｂ）に実線で示す波形（駆動波形）
と破線で示す波形（駆動波形が弦の短手方向で反射して
戻ってきた波形）の合成波形となる。この波形は加算器
１７０８に入力され、加算器１７０８とデータ記憶回路
１７０６とでループ状に構成されたフィルタ（一般的に
コムフィルタという。）により周期波形に加工され、サ
ウンドシステムを介して合成音として出力される。デー
タ記憶回路１７０６はアドレス発生回路１７０７によ
り、データ記憶回路１７０３と同様にリングメモリとし
て動作する。但し、データ記憶回路１７０６では、音高
制御回路１７０９が算出したディレイ段数Ｙで制御され
るので、ディレイ段数がＹであるディレイとして機能す
る。ディレイ段数Ｙは（表１）に示すように音高に対応
したデータであり、音高制御回路１７０９は合成音の音
高を決定する回路として作用する。In FIG. 17, the subtraction result of the subtractor 1705 is the waveform (driving waveform) shown by the solid line in FIG.
And a waveform indicated by a broken line (a waveform in which the driving waveform is reflected back in the lateral direction of the string and returned) is a composite waveform. This waveform is input to an adder 1708, processed into a periodic waveform by a filter (generally called a comb filter) configured in a loop shape by the adder 1708 and the data storage circuit 1706, and a synthesized sound is generated via a sound system. Is output as. The data storage circuit 1706 is operated by the address generation circuit 1707 as a ring memory similarly to the data storage circuit 1703. However, since the data storage circuit 1706 is controlled by the delay stage number Y calculated by the pitch control circuit 1709, it functions as a delay having the delay stage number Y. The delay stage number Y is data corresponding to the pitch as shown in (Table 1), and the pitch control circuit 1709 acts as a circuit for determining the pitch of the synthesized sound.
【００２２】以上の動作説明から、従来の楽音合成装置
がピアノの発音機構に基づいてピアノ音を合成すること
ができることがわかる。また、図１７のデータ記憶回路
１７０１に記憶させる駆動波形として、ギターの弦にピ
ックや指が与える力に相当する波形とすることにより、
ギターの発音機構に基づいてギター音を合成することも
可能となる。なお、実際のピアノにおいてはハンマが弦
をたたくポジションから弦の駒点までの部分の長さと弦
の全体長の比率が音高によって異なる。また、実際のギ
ターにおいてはピックや指が弦を弾くポジションからブ
リッジまでの部分の長さと弦の全体長の比率が音高によ
って異なる。従って、弦の等価回路（図２１を参照）に
おいては、ディレイ段数Ｘが音高によって異なることと
なり、そのため音高によって合成音の音色が異なる。From the above description of the operation, it can be seen that the conventional musical sound synthesizer can synthesize a piano sound based on the sounding mechanism of the piano. In addition, by setting the drive waveform stored in the data storage circuit 1701 of FIG. 17 to a waveform corresponding to the force applied by the pick or finger to the strings of the guitar,
It is also possible to synthesize a guitar sound based on the sounding mechanism of the guitar. In an actual piano, the ratio of the length of the portion from the position where the hammer hits the string to the point of the string and the total length of the string differs depending on the pitch. Also, in an actual guitar, the ratio of the length of the part from the position where the pick or finger plays the string to the bridge to the entire length of the string differs depending on the pitch. Therefore, in the equivalent circuit of the string (see FIG. 21), the number of delay stages X differs depending on the pitch, and therefore the tone color of the synthesized sound differs depending on the pitch.
【００２３】次に、第２の文献に記載された第２の従来
例の楽音合成装置について説明する。Next, a second conventional musical tone synthesizer described in the second document will be described.
【００２４】図２３は第２の文献に記載された従来の楽
音合成装置の構成を示すブロック図である。図２３にお
いて、２３０１はピアノなどの自然楽器においてハンマ
ーが弦に与える駆動波形を記憶したデータ記憶回路、２
３０２はデータ記憶回路２３０１から駆動波形を読みだ
すアドレス発生回路、２３０３はデータ記憶回路１７０
６から読みだされたデータの位相シフトを行うオールパ
スフィルタ（以後、ＡＰＦと記述する。）、２３０４は
加算器１７０８とデータ記憶回路１７０６とＡＰＦ２３
０３でループ状に構成される回路を総称したデジタルフ
ィルタ、２３０５はデータ記憶回路２３０１とアドレス
発生回路２３０２を総称した駆動波形発生回路である。
なお、デジタルフィルタ２３０４はピアノの弦などの共
振器の等価回路に相当する。デジタルフィルタ２３０４
中にＡＰＦ２３０３を追加しているので、後で説明する
ような効果（非調和感を制御できる）を得ることができ
る。その他の回路は、図１７に示す従来の楽音合成装置
と同様である。なお第２の文献においては、駆動波形と
いう概念は開示されておらず、加算器１７０８の一方の
入力端に入力される波形はパルス波形などの楽音とは無
関係の波形とされている。但し、特開昭６２−１０９０
９３号公報によれば駆動波形の概念が開示されており、
この文献と組み合わせることにより０、図２３に示すよ
うな楽音合成装置を構成することができる。特開昭６２
−１０９０９３号公報では駆動波形として例えばピアノ
が弦に与える力に相当する波形ではなく、実際のピアノ
の楽音に対して弦などの共鳴部に相当するデジタルフィ
ルタの逆特性を畳み込むことによって得られた残差波形
を重ね合わせた波形を使用している。従って、駆動波形
としては過渡的な波形ではなく、周期性をもった定常波
形となる。この残差波形のことを図２３に示す従来の楽
音装置における駆動波形とよぶことにする。弦などの共
鳴部に相当するデジタルフィルタとは、図２３に示す従
来の楽音合成装置においてはデジタルフィルタ２３０４
に相当するので、データ記憶回路２３０１に記憶する駆
動波形としては、デジタルフィルタ２３０４の逆特性を
畳み込むことによって得られた残差波形を用いる。FIG. 23 is a block diagram showing the configuration of a conventional tone synthesizer described in the second document. In FIG. 23, reference numeral 2301 denotes a data storage circuit that stores drive waveforms given to strings by a hammer in a natural musical instrument such as a piano.
Reference numeral 302 denotes an address generation circuit for reading drive waveforms from the data storage circuit 2301, 2303 denotes a data storage circuit 170.
An all-pass filter (hereinafter, referred to as APF) that shifts the phase of the data read out from No. 6 2304 is an adder 1708, a data storage circuit 1706, and an APF 23.
A digital filter 2303 is a generic name for circuits configured in a loop and a drive waveform generator circuit 2305 is a generic name for the data storage circuit 2301 and the address generator 2302.
The digital filter 2304 corresponds to an equivalent circuit of a resonator such as a piano string. Digital filter 2304
Since the APF 2303 is added in the inside, it is possible to obtain an effect (which can control the non-harmonious feeling) as described later. Other circuits are the same as those of the conventional musical sound synthesizer shown in FIG. Note that the second document does not disclose the concept of a drive waveform, and the waveform input to one input terminal of the adder 1708 is a waveform such as a pulse waveform that is unrelated to a musical tone. However, JP-A-62-1090
According to Japanese Patent Laid-Open No. 93, the concept of drive waveform is disclosed.
By combining with this document, it is possible to construct a tone synthesis apparatus as shown in FIG. JP 62
According to Japanese Patent Laid-Open No. -109093, for example, the driving waveform is not a waveform corresponding to the force applied to the strings by the piano, but is obtained by convolving the inverse characteristics of the digital filter corresponding to the resonance part of the strings with respect to the actual musical sound of the piano. A waveform that is a superposition of residual waveforms is used. Therefore, the driving waveform is not a transient waveform but a stationary waveform with periodicity. This residual waveform will be referred to as the drive waveform in the conventional musical tone device shown in FIG. A digital filter corresponding to a resonance part such as a string is the digital filter 2304 in the conventional tone synthesizer shown in FIG.
Therefore, the residual waveform obtained by convolving the inverse characteristic of the digital filter 2304 is used as the drive waveform stored in the data storage circuit 2301.
【００２５】図２４はアドレス発生回路２３０２の回路
図である。図２４において、２４０１は、発音開始フラ
グがアクティブになった時点でカウント値を値０にリセ
ットするとともに、ＲＳフリップフロップ２４０３が出
力する信号でループスタートアドレス値をプリセット
し、更にシステムクロックＣＫに基づきインクリメント
動作を行うカウンタ、２４０２はカウンタ２４０１のカ
ウント値とデータ記憶回路２３０１に記憶された駆動波
形の最終アドレス値（以下、ループエンドアドレスとす
る。）とを比較し、比較結果が一致した時にＲＳフリッ
プフロップ２４０３をセットする比較器、２４０３は比
較器２４０２の比較動作において比較結果が一致した時
にセットされ、発音開始フラグがアクティブ状態でリセ
ットされるＲＳフリップフロップである。FIG. 24 is a circuit diagram of the address generation circuit 2302. In FIG. 24, reference numeral 2401 resets the count value to 0 when the sound generation start flag becomes active, presets the loop start address value with a signal output from the RS flip-flop 2403, and further based on the system clock CK. A counter 2402 that performs an increment operation compares the count value of the counter 2401 with the final address value (hereinafter, referred to as a loop end address) of the drive waveform stored in the data storage circuit 2301, and when the comparison result matches, RS A comparator 2403 that sets the flip-flop 2403 is an RS flip-flop that is set when the comparison result in the comparison operation of the comparator 2402 matches and the tone generation start flag is reset in the active state.
【００２６】図２５はＡＰＦ２３０３の回路図である。
図２５において、２５０１はデータ記憶回路１７０６か
ら読みだされたデータと乗算器２５０５の乗算結果との
加算を行う加算器、２５０２は加算器２５０１の加算結
果を１サンプリング時間Ｔｓ分遅延させる遅延器、２５
０３は遅延器２５０２から読みだされたデータと乗算器
２５０４の乗算結果との加算を行う加算器、２５０４は
データ記憶回路１７０６から読みだされたデータとフィ
ルタ係数Ｃとの乗算を行う乗算器、２５０５は加算器２
５０３の加算結果とフィルタ係数Ｃの反転値（−Ｃ）と
の乗算を行う乗算器である。FIG. 25 is a circuit diagram of the APF 2303.
In FIG. 25, reference numeral 2501 denotes an adder for adding the data read from the data storage circuit 1706 and the multiplication result of the multiplier 2505, 2502 denotes a delay device for delaying the addition result of the adder 2501 by one sampling time Ts, 25
03 is an adder for adding the data read from the delay unit 2502 and the multiplication result of the multiplier 2504; 2504 is a multiplier for multiplying the data read from the data storage circuit 1706 by the filter coefficient C; 2505 is the adder 2
It is a multiplier that multiplies the addition result of 503 and the inverted value (−C) of the filter coefficient C.
【００２７】図２６は駆動波形の振幅値を示す波形図で
ある。図２６において、時刻０からループスタートアド
レスに相当する時刻までの波形を駆動波形の過渡部、ル
ープスタートアドレスに相当する時刻からループエンド
アドレスに相当する時刻までの波形を繰り返した波形を
駆動波形の定常部とする。データ記憶回路２３０１に
は、時刻０からループエンドアドレスに相当する時刻ま
での波形を記憶するものとする。FIG. 26 is a waveform diagram showing the amplitude value of the drive waveform. In FIG. 26, the waveform from time 0 to the time corresponding to the loop start address is the transient part of the driving waveform, and the waveform from the time corresponding to the loop start address to the time corresponding to the loop end address is repeated. It is a stationary part. The data storage circuit 2301 stores the waveform from time 0 to the time corresponding to the loop end address.
【００２８】図２７はデジタルフィルタ２３０４の伝達
特性を示す特性図である。図２７において、実線の特性
はＡＰＦ２３０３のフィルタ係数Ｃを値０にした時の伝
達特性、破線の特性はＡＰＦ２３０３のフィルタ係数Ｃ
を値（−０.９）にした時の伝達特性である。ＡＰＦ２
３０３はフィルタ係数Ｃの値に応じてその移相量（遅延
時間）が変化する。しかも移相量（遅延時間）はＡＰＦ
２３０３に入力される波形の周波数によって異なる。フ
ィルタ係数Ｃが値０の時は全ての周波数において一律１
サンプリング時間の遅延時間となるためにデジタルフィ
ルタ２３０４の伝達特性の倍音成分の共振峰の周波数
は、基本周波数ｆ1に対して整数次倍音の関係になる
が、フィルタ係数Ｃの値が負の値（但し、−１よりも小
さくない範囲）においては、周波数が低い程、移相量
（遅延時間）が大きくなるためにデジタルフィルタ２３
０４の伝達特性の倍音成分の共振峰の周波数は、基本周
波数ｆ1に対して非整数次倍音の関係になる。FIG. 27 is a characteristic diagram showing the transfer characteristic of the digital filter 2304. In FIG. 27, the characteristic of the solid line is the transfer characteristic when the filter coefficient C of the APF 2303 is set to 0, and the characteristic of the broken line is the filter coefficient C of the APF 2303.
Is a transfer characteristic when is set to a value (-0.9). APF2
The phase shift amount (delay time) of 303 changes according to the value of the filter coefficient C. Moreover, the amount of phase shift (delay time) is APF
It depends on the frequency of the waveform input to 2303. When the filter coefficient C is 0, it is 1 at all frequencies.
The frequency of the resonance peak of the overtone component of the transfer characteristic of the digital filter 2304 has an integer overtone relationship with respect to the fundamental frequency f 1 because of the delay time of the sampling time, but the value of the filter coefficient C is a negative value. (However, in the range not smaller than -1), the lower the frequency is, the larger the phase shift amount (delay time) becomes, and therefore the digital filter 23
The frequency of the resonance peak of the overtone component of the transfer characteristic of No. 04 has a non-integer order harmonic overtone with respect to the fundamental frequency f 1 .
【００２９】以上のような構成要素をもつ楽音合成装置
について、以下に各構成要素の相互の関係と動作を説明
する。なお、基本的な動作は図１７に示す従来の楽音合
成装置と同様であるので、それとの相違点のみについて
説明する。With respect to the musical sound synthesizer having the above-described components, the mutual relationship and operation of each component will be described below. Since the basic operation is the same as that of the conventional musical sound synthesizer shown in FIG. 17, only the difference from that will be described.
【００３０】まず、図２３に示す楽音合成装置におい
て、発音開始フラグがアクティブになった時点からアド
レス発生回路２３０２はデータ記憶回路２３０１に記憶
された駆動波形を読みだす。この読出し動作について
は、図２４を用いて説明する。First, in the tone synthesizer shown in FIG. 23, the address generation circuit 2302 reads the drive waveform stored in the data storage circuit 2301 from the time when the tone generation start flag becomes active. This read operation will be described with reference to FIG.
【００３１】発音開始フラグがアクティブになった時点
でカウンタ２４０１がリセットされ、カウント値が値０
になる。この後、システムクロックＣＫの発生タイミン
グに基づきカウント値がインクリメントされる。比較器
２４０２においてはカウント値とデータ記憶回路２３０
１の最終アドレス値（ループエンドアドレス）との比較
が行われる。カウント値がループエンドアドレスになっ
た時点で比較器２４０２は比較一致信号を発生し、ＲＳ
フリップフロップ２４０３をセットする。そのため、カ
ウンタ２４０１にはループスタートアドレスがプリセッ
トされ、再びカウント値がループエンドアドレスになる
までインクリメント動作を行う。この動作を繰り返し行
いデータ記憶回路２３０１の読出しを行うことにより、
データ記憶回路２３０１からは、図２６に示すような駆
動波形が読みだされる。When the sound generation start flag becomes active, the counter 2401 is reset, and the count value becomes 0.
become. After that, the count value is incremented based on the generation timing of the system clock CK. In the comparator 2402, the count value and data storage circuit 230
A comparison with the final address value of 1 (loop end address) is performed. When the count value reaches the loop end address, the comparator 2402 generates a comparison match signal, and RS
The flip-flop 2403 is set. Therefore, the loop start address is preset in the counter 2401 and the increment operation is performed until the count value becomes the loop end address again. By repeating this operation and reading the data storage circuit 2301,
A drive waveform as shown in FIG. 26 is read from the data storage circuit 2301.
【００３２】データ記憶回路２３０１から読みだされた
駆動波形は、ディジタルフィルタ２３０４において図２
７に示す共振峰に相当する周波数成分の増幅がなされ
る。この時、ＡＰＦ２３０３のフィルタ係数が値０に限
りなく近い時はディジタルフィルタ２３０４の伝達特性
が図２７の実線のようになるので調和感のある合成音が
得られ、フィルタ係数Ｃが値（−１）に限りなく近い時
はディジタルフィルタ２３０４の伝達特性が図２７の破
線のようになるので非調和感のある合成音が得られる。The drive waveform read from the data storage circuit 2301 is shown in FIG.
The frequency component corresponding to the resonance peak shown in 7 is amplified. At this time, when the filter coefficient of the APF 2303 is as close as possible to a value of 0, the transfer characteristic of the digital filter 2304 is as shown by the solid line in FIG. 27, so that a harmonious synthesized sound is obtained and the filter coefficient C has a value (-1). ), The transfer characteristic of the digital filter 2304 is as shown by the broken line in FIG. 27, so that a synthesized sound with an unharmonious feeling can be obtained.
【００３３】[0033]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、駆動波形が図２６に示したような周期性
をもった波形であり、しかも非整数次成分に周期性があ
る（その成分の振幅スペクトルのレベルが大きい）場合
は、ＡＰＦ２３０３の値によっては、上述したような非
整数次成分の周波数と、ディジタルフィルタ２３０４の
伝達特性のある共振峰の周波数とが一致した時に著しく
共振してしまう状態が発生し、聴感上好ましくないとい
う問題点を有していた。However, in the above configuration, the drive waveform is a waveform having the periodicity shown in FIG. 26, and the non-integer-order component has the periodicity (of that component). When the level of the amplitude spectrum is large), depending on the value of the APF 2303, it resonates remarkably when the frequency of the non-integer order component as described above and the frequency of the resonance peak having the transfer characteristic of the digital filter 2304 match. There is a problem in that a state occurs and it is not preferable in terms of hearing.
【００３４】また、図１７のデイタルフィルタ１７１１
内のデータ記憶回路１７０６と加算器１７０８で構成さ
れる回路や図２３のコムフィルタ２３０４（これらは弦
などの共振器の共振動作をシミュレートするもの）が正
の極性で帰還する構成であり、かつ負の極性で帰還する
ように切り換えられるような構成になっていないため、
一端が閉じており一端が開いている直管のような共振器
（例えばクラリネットの管）を共振させた時の音（奇数
次倍音のみに共振峰がある音）や従来の楽音合成装置で
合成していた音（奇数次倍音のみではなく、偶数次倍音
にも共振峰がある音）を、一つの装置で切り換えて合成
することができないという問題点を有していた。Further, the digital filter 1711 shown in FIG.
The circuit configured by the data storage circuit 1706 and the adder 1708 and the comb filter 2304 in FIG. 23 (these simulate resonance operation of a resonator such as a string) are fed back with a positive polarity, And because it is not configured to switch to return with negative polarity,
Sound when resonating a resonator such as a straight tube (for example, a clarinet tube) with one end closed and one end open (a sound with resonance peaks only in odd harmonics) or synthesized by a conventional tone synthesizer However, there is a problem in that it is not possible to switch the synthesized sound (a sound that has resonance peaks not only in the odd harmonics but also in the even harmonics) with a single device.
【００３５】また、エレクトリックギターなどの弦の振
動を検出するためのピックアップが複数種類（フロント
ピックアップ，リアピックアップなど）ある弦楽器によ
うに、ピックアップのポジションを切り換えて音色を切
り換えるといった音色加工ができないという問題点を有
していた。Further, unlike stringed instruments having a plurality of types of pickups (front pickup, rear pickup, etc.) for detecting vibrations of strings of electric guitars, it is impossible to perform tone color processing such as switching the pickup position to switch the tone color. I had a problem.
【００３６】また、図１７に示す楽音合成装置のよう
に、共振器を駆動するポジションまでも忠実に実現した
デジタルフィルタ１７１１では、データを遅延させるた
めのデータ記憶回路（１７０３，１７０６）が２つ存在
するために、データの記憶領域が大きくなるという問題
点を有していた。Further, in the digital filter 1711 which faithfully realizes even the position for driving the resonator as in the tone synthesizer shown in FIG. 17, there are two data storage circuits (1703, 1706) for delaying data. Since it exists, there is a problem that the storage area of data becomes large.
【００３７】本発明は上記問題点を解決するもので、周
期性をもった駆動波形を用い、更に非調和感を制御した
時に生じていた聴感的に好ましくない共振感を防止する
ことのできる楽音合成装置の提供を目的とする。The present invention solves the above problems and uses a drive waveform having a periodicity, and further can prevent an unpleasant sensation of resonance which is generated when the anharmonic feeling is controlled. The purpose is to provide a synthesizer.
【００３８】また、一端が閉じており一端が開いている
直管のような共振器（例えばクラリネットの管）を共振
させた時の音（奇数次倍音のみに共振峰がある音）や従
来の楽音合成装置で合成していた音（奇数次倍音のみで
はなく、偶数次倍音にも共振峰がある音）を、一つの装
置で切り換えて合成することのできる楽音合成装置の提
供を目的とする。Further, a sound when a resonator (for example, a clarinet tube) having a closed end and an open end such as a straight pipe is resonated (a sound having a resonance peak only in an odd-order overtone) or a conventional one. An object of the present invention is to provide a musical tone synthesizer capable of switching and synthesizing a sound synthesized by a musical tone synthesizer (a sound having resonance peaks not only in odd harmonics but also in even harmonics) with a single device. .
【００３９】また、エレクトリックギターなどの弦の振
動を検出するためのピックアップが複数種類（フロント
ピックアップ，リアピックアップなど）ある弦楽器によ
うに、ピックアップのポジションを切り換えて音色を切
り換えるといった音色加工ができる楽音合成装置の提供
を目的とする。Further, like a stringed instrument having a plurality of types of pickups (front pickup, rear pickup, etc.) for detecting the vibration of a string of an electric guitar, the musical tone can be processed by changing the pickup position to change the tone color. The purpose is to provide a synthesizer.
【００４０】また、従来の楽音合成装置よりも少ないメ
モリ容量で、共振器を駆動するポジションを制御した音
色加工のできる楽音合成装置の提供を目的とする。Another object of the present invention is to provide a tone synthesizer capable of tone color processing in which the position for driving the resonator is controlled with a memory capacity smaller than that of the conventional tone synthesizer.
【００４１】[0041]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明の楽音合成装置は、出力指示に従って駆動波
形を出力する駆動波形発生回路と、前記駆動波形のフィ
ルタリングを行う第１のコムフィルタと、前記駆動波形
の過渡部に相当する過渡波形を抽出する過渡波形抽出回
路と、前記過渡波形のフィルタリングを行う第２のコム
フィルタと、前記第１のコムフィルタ及び前記第２のコ
ムフィルタの出力のミキシングを行いミキシング結果を
楽音として出力するミキシング回路と、前記第２のコム
フィルタの共振峰の次数の制御を行う特性制御回路とを
備えた構成を有する。In order to achieve this object, a musical tone synthesizer of the present invention comprises a drive waveform generating circuit for outputting a drive waveform in accordance with an output instruction, and a first comb for filtering the drive waveform. A filter, a transient waveform extracting circuit for extracting a transient waveform corresponding to a transient portion of the drive waveform, a second comb filter for filtering the transient waveform, the first comb filter and the second comb filter Of the second comb filter, and a characteristic control circuit for controlling the order of the resonance peaks of the second comb filter.
【００４２】また、本発明の楽音合成装置は、出力指示
に従って駆動波形を出力する駆動波形発生回路と、前記
駆動波形のフィルタリングを行い楽音として出力するコ
ムフィルタと、前記コムフィルタの共振峰を音色変更指
示に従い奇数次倍音のみに変更する特性制御回路と、前
記コムフィルタの１次の共振峰の周波数を基本周波数に
調整する音高調整回路とを備えた構成を有する。Further, the musical tone synthesizer of the present invention is such that a driving waveform generating circuit for outputting a driving waveform in accordance with an output instruction, a comb filter for filtering the driving waveform and outputting as a musical tone, and a resonance peak of the comb filter for timbre. A characteristic control circuit for changing only the odd harmonics according to the change instruction and a pitch adjusting circuit for adjusting the frequency of the first resonance peak of the comb filter to the fundamental frequency are provided.
【００４３】また、本発明の楽音合成装置は、出力指示
に従って駆動波形を出力する駆動波形発生回路と、前記
駆動波形のフィルタリングを行い第１の波形を出力する
第１のデジタルフィルタと、前記第１の波形の位相を遅
らせることにより第２の波形を発生させるとともに前記
第１の波形と前記第２の波形との減算を行い減算結果を
楽音として出力する第２のデジタルフィルタと、前記第
２のデジタルフィルタにおける位相遅延量の制御を行う
音色制御回路とを備えた構成を有する。The musical sound synthesizer of the present invention further comprises a drive waveform generating circuit for outputting a drive waveform in accordance with an output instruction, a first digital filter for filtering the drive waveform and outputting a first waveform, and the first digital filter. A second digital filter for generating a second waveform by delaying the phase of the first waveform, subtracting the first waveform from the second waveform, and outputting the subtraction result as a musical sound; And a tone color control circuit for controlling the amount of phase delay in the digital filter.
【００４４】また、本発明の楽音合成装置は、出力指示
に従って駆動波形を出力する駆動波形発生回路と、デー
タの一時記憶を行うデータ記憶回路と、駆動波形と前記
データ記憶回路から読みだされた第１のデータとの加算
を行う加算器と、前記加算器の加算結果とデータ記憶回
路から読みだされた第２のデータとの減算を行い減算結
果を楽音として出力する減算器と、前記データ記憶回路
の書き込みアドレスを発生するとともに第１のデータ及
び第２のデータのそれぞれに対応する読出しアドレスを
時分割で発生するアドレス発生回路とを備えた構成を有
する。Further, the musical sound synthesizer of the present invention is read from the drive waveform generating circuit for outputting the drive waveform in accordance with the output instruction, the data storage circuit for temporarily storing the data, the drive waveform and the data storage circuit. An adder for adding the first data, a subtracter for subtracting the addition result of the adder and the second data read from the data storage circuit, and outputting the subtraction result as a musical tone; An address generation circuit is provided which generates a write address of the memory circuit and generates read addresses corresponding to the first data and the second data in a time division manner.
【００４５】[0045]
【作用】本発明は上記した構成によって、駆動波形発生
回路が出力した駆動波形を第１のコムフィルタでフィル
タリングすることによりピアノなどの楽音に相当する第
１の波形を合成し、特性制御回路が第２のコムフィルタ
の共振峰の次数の制御を行い非整数次に共振峰があるよ
うな特性とし、過渡波形抽出回路が駆動波形から抽出し
た過渡波形を第２のコムフィルタがフィルタリングする
ことによって過渡波形に対しての非整数次成分が増幅さ
れた第２の波形を合成し、ミキシング回路が第１の波形
と第２の波形を混合することにより楽音の特徴を残した
ままで更に聴感上好ましくない共振感を出すことなく非
調和感のある音を合成することとなる。According to the present invention, with the above-described structure, the driving waveform output from the driving waveform generating circuit is filtered by the first comb filter to synthesize the first waveform corresponding to the musical sound of the piano, and the characteristic control circuit By controlling the order of the resonance peak of the second comb filter so that the resonance peak has a resonance peak in the non-integer order, and the transient waveform extracted by the transient waveform extraction circuit from the drive waveform is filtered by the second comb filter. The second waveform in which the non-integer-order component is amplified with respect to the transient waveform is synthesized, and the mixing circuit mixes the first waveform and the second waveform to further improve the audibility while keeping the characteristic of the musical sound. A sound with an inharmonious feeling is synthesized without producing a feeling of no resonance.
【００４６】また、本発明は上記した構成によって、特
性制御回路がコムフィルタの帰還の極性を負あるいは正
に制御することによりコムフィルタの特性を奇数次倍音
のみに共振峰があるもの、あるいは奇数次倍音と偶数次
倍音の両者に共振峰があるものに切り替え、音高調整回
路がコムフィルタの帰還の極性に応じてコムフィルタの
特性の１次の共振峰の周波数が基本周波数（合成音の音
高）になるように調整し、駆動波形発生回路が出力した
駆動波形をコムフィルタがフィルタリングすることによ
り、コムフィルタの帰還の極性切り替え制御に応じて、
奇数次倍音のみが増幅された波形あるいは奇数次倍音と
偶数次倍音の両者が増幅された波形が合成されることと
なる。Further, according to the present invention, the characteristic control circuit controls the feedback polarity of the comb filter to be negative or positive so that the characteristics of the comb filter have resonance peaks only in odd harmonics, or in odd numbers. Switch to the one that has resonance peaks in both the second harmonic and the even harmonics, and the pitch adjusting circuit determines the frequency of the first resonance peak of the comb filter characteristics according to the polarity of the feedback of the comb filter. Pitch), and the comb filter filters the drive waveform output by the drive waveform generation circuit, depending on the feedback polarity switching control of the comb filter.
A waveform in which only odd-order overtones are amplified or a waveform in which both odd-order overtones and even-order overtones are amplified is synthesized.
【００４７】また、本発明は上記した構成によって、駆
動波形発生回路が出力した駆動波形を第１のデジタルフ
ィルタがフィルタリングすることにより第１の波形を出
力し、第２のデジタルフィルタが第１の波形の位相を遅
らせることにより第２の波形を発生するとともに、第１
の波形と第２の波形との減算を行うことによってギター
などの楽音を得る。そして、エレクトリックギターにお
ける弦の振動を検出するためのピックアップのポジショ
ンに相当するパラメータに基づき音色制御回路が第２の
デジタルフィルタの遅延量を変更し、ピックアップのポ
ジションの切り替え（フロントピックアップ，リアピッ
クアップ）に応じた音色加工を実現する。Further, according to the present invention, the first digital filter outputs the first waveform by filtering the drive waveform output from the drive waveform generating circuit, and the second digital filter outputs the first waveform. The second waveform is generated by delaying the phase of the waveform and the first waveform is generated.
A musical tone of a guitar or the like is obtained by subtracting the waveform of and the second waveform. Then, the timbre control circuit changes the delay amount of the second digital filter based on the parameter corresponding to the position of the pickup for detecting the vibration of the string in the electric guitar, and switches the pickup position (front pickup, rear pickup). Achieves tone processing according to.
【００４８】また、本発明は上記した構成によって、ア
ドレス発生回路が時分割で第２のデータ記憶回路の読出
し制御を行い第１のデータと第２のデータを読出し、加
算器が駆動波形と第１のデータとの加算を行い、減算器
が加算結果と第２のデータとの減算を行うようにしたの
で、少ないメモリ容量で従来の楽音合成装置と同じ機能
を実現することとなる。Further, according to the present invention, with the above-described structure, the address generation circuit controls the reading of the second data storage circuit in a time division manner to read the first data and the second data, and the adder outputs the driving waveform and the first waveform. Since the addition is performed with the data of 1, and the subtractor subtracts the addition result and the second data, the same function as that of the conventional musical tone synthesizer can be realized with a small memory capacity.
【００４９】[0049]
【実施例】以下、本発明の第１の実施例について、図面
を参照しながら説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００５０】図１は本発明の第１の実施例における楽音
合成装置の構成を示すブロック図である。図１におい
て、１０１は駆動波形とデータ記憶回路１０２から読み
だされたデータとの加算を行う加算器、１０２はデータ
の一時記憶を行うデータ記憶回路、１０３は駆動波形の
過渡部を抽出する過渡波形抽出回路、１０４は混合比Ｘ
からＡＰＦ２３０３のフィルタ係数Ｃを算出する特性制
御回路、１０５はコムフィルタ１０６，２３０４から出
力された波形（以降、それぞれの波形をメインｃｈ合成
波形，サブｃｈ合成波形とする。）をミキシングするミ
キシング回路、１０６は加算器１０１とデータ記憶回路
１０２でループ状に構成された回路を総称したコムフィ
ルタである。なお、その他の回路は図２３に示した従来
の楽音合成装置と同様である。また、特性制御回路１０
４は（数２）を実行する回路であり、反転器で実現でき
る。FIG. 1 is a block diagram showing the arrangement of a musical sound synthesizer according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 101 is an adder for adding the drive waveform and the data read from the data storage circuit 102, 102 is a data storage circuit for temporarily storing data, and 103 is a transient for extracting a transient portion of the drive waveform. Waveform extraction circuit, 104 is a mixing ratio X
A characteristic control circuit for calculating the filter coefficient C of the APF 2303 from 105, and a mixing circuit 105 for mixing the waveforms output from the comb filters 106 and 2304 (hereinafter, the respective waveforms are referred to as a main channel synthesized waveform and a sub channel synthesized waveform). , 106 are comb filters that collectively refer to circuits formed by the adder 101 and the data storage circuit 102 in a loop shape. The other circuits are the same as those of the conventional tone synthesizer shown in FIG. Further, the characteristic control circuit 10
Reference numeral 4 is a circuit that executes (Equation 2) and can be realized by an inverter.
【００５１】[0051]
【数２】 [Equation 2]
【００５２】図２は過渡波形抽出回路１０３の回路図で
ある。図２において、２０１は発音開始フラグがアクテ
ィブになった時点でカウント値を値０にリセットすると
ともにシステムクロックＣＫに基づきインクリメント動
作を行うカウンタ、２０２はカウンタ２０１のカウント
値とデータ記憶回路２３０１に記憶された駆動波形の過
渡部の波形の語長に相当するデータ（以降、過渡波形語
長指示データとする。）とを比較し、比較結果が一致し
た時にＲＳフリップフロップ２０３をリセットする比較
器、２０４は駆動波形が定常部（過渡部以外）の時に駆
動波形をマスクすることにより駆動波形の過渡部を出力
するＡＮＤゲートである。FIG. 2 is a circuit diagram of the transient waveform extraction circuit 103. In FIG. 2, reference numeral 201 denotes a counter that resets the count value to 0 when the sound generation start flag becomes active and performs an increment operation based on the system clock CK, and 202 stores the count value of the counter 201 and the data storage circuit 2301. A comparator that compares the data corresponding to the word length of the waveform of the transient portion of the drive waveform (hereinafter referred to as transient waveform word length instruction data), and resets the RS flip-flop 203 when the comparison results match. An AND gate 204 outputs the transient portion of the driving waveform by masking the driving waveform when the driving waveform is the steady portion (other than the transient portion).
【００５３】図３はミキシング回路１０５の回路図であ
る。図３において、３０１はメインｃｈ合成波形と減算
器３０４の減算結果（１−Ｘ）との乗算を行う乗算器、
３０２はサブｃｈ合成波形と混合比Ｘとの乗算を行う乗
算器、３０４は値１と混合比Ｘとの減算を行う減算器、
３０３は乗算器３０１，３０２の乗算結果どうしの加算
を行う加算器である。FIG. 3 is a circuit diagram of the mixing circuit 105. In FIG. 3, reference numeral 301 denotes a multiplier that multiplies the main channel synthesized waveform and the subtraction result (1-X) of the subtractor 304,
Reference numeral 302 denotes a multiplier that multiplies the sub-channel synthesized waveform by the mixing ratio X, 304 denotes a subtractor that subtracts the value 1 and the mixing ratio X,
An adder 303 adds the multiplication results of the multipliers 301 and 302 to each other.
【００５４】以上のような構成要素をもつ本発明の第１
の実施例における楽音合成装置について、以下、各構成
要素相互の関係と動作を説明する。なお、基本的な動作
は図２３に示す従来の楽音合成装置と同様であるので、
相違点のみについて説明する。The first aspect of the present invention having the above components
With respect to the musical tone synthesizer in the embodiment, the relation and operation of each component will be described below. Since the basic operation is the same as that of the conventional tone synthesizer shown in FIG. 23,
Only the differences will be described.
【００５５】コムフィルタ１０６はデータ記憶回路２３
０１から読みだされた駆動波形をフィルタリングしメイ
ンｃｈ合成波形を合成する。駆動波形はピアノなどの楽
音に対してコムフィルタ１０６の逆特性を畳み込むこと
によって得られた波形であり、合成時においてコムフィ
ルタ１０６の各共振峰の周波数をずらすといった制御は
行わないので、駆動波形のある成分とコムフィルタ１０
６のある共振峰とが聴感上好ましくない共振をおこすこ
とはない。一方、駆動波形は過渡波形抽出回路１０３に
転送され、過渡部のみが抽出される。コムフィルタ２３
０４は駆動波形の過渡部をフィルタリングしサブｃｈ合
成波形を合成する。この時、混合比Ｘが値０の場合は特
性制御回路１０４が（数２）を実行しフィルタ係数Ｃの
値は０となる。すなわち、コムフィルタ２３０４の特性
は整数次倍音に共振峰がある特性（図２７の実線のよう
な形状であり、コムフィルタ１０６と同じ）となり、サ
ブｃｈ合成波形はメインｃｈ合成波形と同じになる。ミ
キシング回路１０５においてはメインｃｈ合成波形がス
ルー、サブｃｈ合成波形がミュートされることになり、
合成音としてメインｃｈ合成波形が出力される。混合比
が値１の場合は特性制御回路１０４が（数２）を実行し
フィルタ係数Ｃの値は（−１）となる。すなわち、コム
フィルタ２３０４の特性は非整数次に共振峰がある特性
（図２７の破線のような形状）となり、サブｃｈ合成波
形は非整数次が増幅された波形になる。ミキシング回路
１０５においてはサブｃｈ合成波形がスルー、メインｃ
ｈ合成波形がミュートされることになり、合成音として
サブｃｈ合成波形が出力される。すなわち、非調和感の
ある合成音が得られる。The comb filter 106 is the data storage circuit 23.
The drive waveform read from 01 is filtered to synthesize the main channel synthesized waveform. The drive waveform is a waveform obtained by convolving the inverse characteristics of the comb filter 106 with a musical sound of a piano or the like, and since the control such as shifting the frequency of each resonance peak of the comb filter 106 is not performed during synthesis, the drive waveform is not used. Some components and comb filter 10
The resonance peak 6 does not cause an unfavorable resonance in hearing. On the other hand, the drive waveform is transferred to the transient waveform extraction circuit 103, and only the transient portion is extracted. Comb filter 23
Reference numeral 04 filters the transient portion of the drive waveform to synthesize the sub-channel synthesized waveform. At this time, when the mixing ratio X is 0, the characteristic control circuit 104 executes (Equation 2) and the value of the filter coefficient C becomes 0. That is, the characteristic of the comb filter 2304 has a resonance peak in an integer harmonic (the shape is like the solid line in FIG. 27 and is the same as the comb filter 106), and the sub-channel composite waveform is the same as the main-channel composite waveform. . In the mixing circuit 105, the main channel composite waveform is through and the sub channel composite waveform is muted.
The main channel composite waveform is output as a composite sound. When the mixture ratio is 1, the characteristic control circuit 104 executes (Equation 2), and the value of the filter coefficient C becomes (-1). That is, the characteristic of the comb filter 2304 has a resonance peak with a non-integer degree (a shape as shown by a broken line in FIG. 27), and the sub-channel composite waveform has a non-integer order amplified waveform. In the mixing circuit 105, the sub-channel composite waveform is through and main c
The h composite waveform is muted, and the sub-channel composite waveform is output as a composite sound. That is, it is possible to obtain a synthetic sound with a sense of inharmonicity.
【００５６】混合比が値０から値１の間においては値が
大きい程、１次成分に対する倍音成分のずれ（整数次か
らの）が大きくなり、聴感的にサブｃｈ合成波形の非調
和感の度合が増してくる。これに連動してミキシング回
路１０５におけるサブｃｈ合成波形の重み付けを大きく
することにより、混合比Ｘに応じて次第に非調和感を増
すことが可能になる。When the mixing ratio is between the value 0 and the value 1, the larger the value, the larger the deviation (from the integer order) of the overtone component with respect to the first-order component, and the audibility of the inharmonicity of the sub-channel composite waveform. The degree is increasing. By interlocking with this, by increasing the weighting of the sub-channel composite waveform in the mixing circuit 105, it becomes possible to gradually increase the non-harmonious feeling in accordance with the mixing ratio X.
【００５７】以上のように本実施例によれば、ループ中
にＡＰＦ２３０３をもつコムフィルタ２３０４に駆動波
形の過渡部のみを入力し、コムフィルタ２３０４の共振
峰を非整数次になるように制御したので、駆動波形の定
常部がもつある周波数成分とコムフィルタ２３０１の共
振峰のある周波数とが聴感上好ましくない共振をおこす
ことなく非調和感を制御することができる。また、メイ
ンｃｈ合成波形はピアノなどの楽音であり、これにサブ
ｃｈ合成波形をミキシングするようにしたので、楽音の
特徴をのこしたままで非調和感を制御することができ
る。As described above, according to the present embodiment, only the transient portion of the drive waveform is input to the comb filter 2304 having the APF 2303 in the loop, and the resonance peak of the comb filter 2304 is controlled to be a non-integer order. Therefore, it is possible to control the anharmonic feeling without causing an unfavorable resonance with a certain frequency component of the stationary part of the drive waveform and a certain frequency of the resonance peak of the comb filter 2301. Further, since the main channel synthesized waveform is a musical sound of a piano or the like, and the sub channel synthesized waveform is mixed with this, it is possible to control the inharmonicity while keeping the characteristics of the musical sound.
【００５８】以下、本発明の第２の実施例について、図
面を参照しながら説明する。図４は本発明の第２の実施
例における楽音合成装置の構成を示すブロック図であ
る。図４において、４０１はデータ記憶回路１７０６か
ら読みだされたデータの符号の反転及び否反転の制御を
行うことによりコムフィルタ４０３の伝達特性を変更す
る特性制御回路、４０２は音高制御回路１７０９から送
出されたディレイ段数Ｙ１をパイプ指示フラグがアクテ
ィブになった時にディレイ段数Ｙ２に変更する音高調整
回路、４０３は加算器１７０８とデータ記憶回路１７０
６と特性制御回路４０１とでループ状に構成された回路
を総称したコムフィルタである。なお、その他の回路は
図２３に示す従来の楽音合成装置と同様である。The second embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the musical sound synthesizer in the second embodiment of the present invention. In FIG. 4, 401 is a characteristic control circuit that changes the transfer characteristic of the comb filter 403 by controlling the inversion and non-inversion of the sign of the data read from the data storage circuit 1706, and 402 is the pitch control circuit 1709. A pitch adjusting circuit for changing the transmitted delay stage number Y1 to the delay stage number Y2 when the pipe instruction flag becomes active, and 403 is an adder 1708 and a data storage circuit 170.
6 is a comb filter that is a generic term for circuits configured in a loop shape by 6 and the characteristic control circuit 401. The other circuits are the same as those of the conventional tone synthesizer shown in FIG.
【００５９】図５は音高調整回路４０２の回路図であ
る。図５において、５０１はディレイ段数Ｙ１と値（１
／２）との乗算を行う乗算器、５０２はパイプ指示フラ
グに基づきディレイ段数Ｙ１と乗算器５０１の乗算結果
との選択を行い、選択結果をディレイ段数Ｙ２として出
力するセレクタである。なお、ディレイ段数Ｙ１は（表
１）に示すディレイ段数Ｙと同じ値をとるものとする。FIG. 5 is a circuit diagram of the pitch adjusting circuit 402. In FIG. 5, 501 is the number of delay stages Y1 and the value (1
/ 2) is a multiplier that performs multiplication with 502, and 502 is a selector that selects the delay stage number Y1 and the multiplication result of the multiplier 501 based on the pipe instruction flag and outputs the selection result as the delay stage number Y2. The delay stage number Y1 has the same value as the delay stage number Y shown in (Table 1).
【００６０】以上のような構成要素をもつ本発明の第２
の実施例における楽音合成装置について、以下、各構成
要素相互の関係と動作を説明する。なお、基本的な動作
は図２３に示す従来の楽音合成装置と同様であるので、
相違点のみについて説明する。The second aspect of the present invention having the above components
With respect to the musical tone synthesizer in the embodiment, the relation and operation of each component will be described below. Since the basic operation is the same as that of the conventional tone synthesizer shown in FIG. 23,
Only the differences will be described.
【００６１】ピアノなどの弦楽器音やサックスなどの管
楽器音などの自然楽器音を合成する場合においては、パ
イプ指示フラグはアクティブにはならないものとする。
この場合、特性制御回路４０１は符号を反転せず、また
音高調整回路４０２はディレイ段数Ｙ２としてディレイ
段数Ｙ１を選択する。この時、コムフィルタ４０３は全
ての整数次に共振峰をもった特性となる。これに対し
て、駆動波形としてピアノやギターなどの管楽器系に属
さない楽器の駆動波形を用いて管を駆動したような音を
合成したい場合においては、ユーザがパイプ指示フラグ
をアクティブにする。この場合、特性制御回路４０１は
符号を反転し、また音高調整回路４０２はディレイ段数
Ｙ２としてディレイ段数Ｙ１の半分の値（図５の乗算器
５０１の出力）を選択する。この時、コムフィルタ４０
３は奇数次倍音のみに共振峰をもった特性となる。When synthesizing a natural instrument sound such as a string instrument sound of a piano or a wind instrument sound of a sax, the pipe instruction flag is not activated.
In this case, the characteristic control circuit 401 does not invert the sign, and the pitch adjustment circuit 402 selects the delay stage number Y1 as the delay stage number Y2. At this time, the comb filter 403 has a characteristic having resonance peaks of all integers. On the other hand, when the user wants to synthesize a sound like a wind-driven instrument using a drive waveform of a musical instrument that does not belong to a wind instrument system such as a piano or a guitar, the user activates the pipe instruction flag. In this case, the characteristic control circuit 401 inverts the sign, and the pitch adjusting circuit 402 selects a half value of the delay stage number Y1 (output of the multiplier 501 in FIG. 5) as the delay stage number Y2. At this time, the comb filter 40
No. 3 has a characteristic having a resonance peak only in odd-order overtones.
【００６２】ここで、ディレイ段数Ｙ２をディレイ段数
Ｙ１の半分の値にする意味について説明する。特性制御
回路４０１が符号を反転した場合において、ディレイ段
数Ｙ２がディレイ段数Ｙ１のままであると、コムフィル
タ４０３の１次の共振峰の周波数が、特性制御回路４０
１が符号を反転しなかった場合のコムフィルタ４０３の
１次の共振峰の周波数に対して、半分の値になる。すな
わち、合成音の音高が１オクターブ下がることになる。
通常、音色を制御するときに音高までも変化してしまう
のは望ましくないことであるので、パイプ指示フラグに
よる音色加工において、音高が変化しないようにするた
めに音高調整回路４０２が備えられている。Here, the meaning of setting the delay stage number Y2 to half the delay stage number Y1 will be described. When the number of delay stages Y2 remains the same as the number of delay stages Y1 when the characteristic control circuit 401 reverses its sign, the frequency of the first resonance peak of the comb filter 403 changes to the characteristic control circuit 40.
The value of 1 is half the frequency of the first resonance peak of the comb filter 403 when the sign is not inverted. That is, the pitch of the synthesized sound is lowered by one octave.
Normally, it is not desirable that the pitch also changes when controlling the timbre, so the pitch adjusting circuit 402 is provided to prevent the pitch from changing during timbre processing by the pipe instruction flag. Has been.
【００６３】さて、コムフィルタ４０３の伝達特性を奇
数次倍音のみに共振峰をもつ特性にした場合、コムフィ
ルタ４０３は駆動データに対して奇数次倍音のみを増幅
するフィルタとして作用し、合成音は奇数次倍音のみが
増幅された音色になる。一般的に、一端が閉じており一
端が開いている直管の中における音圧などの振動モード
を解析すると、管の長さの２倍の波長の振動を１次のモ
ードとして奇数次のモードがのることが知られている。
実際、このような管に息を吹きかけたとき、息の直接音
に混ざって管独特の共鳴音を聞くことができる。本発明
は特性制御回路４０１によってコムフィルタ４０３のル
ープの極性を変更することによって、駆動波形に対して
この管独特の共鳴音を付加できるようにしている。When the transfer characteristic of the comb filter 403 has a resonance peak only in the odd harmonics, the comb filter 403 acts as a filter for amplifying only the odd harmonics of the drive data, and the synthesized sound is Only the odd harmonics will be amplified. In general, when analyzing vibration modes such as sound pressure in a straight pipe with one end closed and one end open, the vibration of a wavelength twice the length of the pipe is regarded as the first-order mode and the odd-order mode It is known that there is.
In fact, when you blow on such a pipe, you can hear the resonance sound peculiar to the pipe mixed with the direct sound of the breath. In the present invention, the characteristic control circuit 401 changes the polarity of the loop of the comb filter 403 so that the resonance sound peculiar to the tube can be added to the drive waveform.
【００６４】以上のように本実施例によれば、パイプ指
示フラグに基づきコムフィルタ４０３内の特性制御回路
４０１を反転動作状態にするとともに、音高調整回路４
０２が、音高制御回路１７０９が算出したディレイ段数
Ｙ１の半分の値をデータ記憶回路１７０６のディレイ段
数とすることにより、コムフィルタ４０３の伝達特性が
奇数次倍音のみに共振峰をもったものになり、駆動波形
に対して管独特の共鳴音を付加することができる以下、
本発明の第３の実施例について、図面を参照しながら説
明する。As described above, according to the present embodiment, the characteristic control circuit 401 in the comb filter 403 is set to the inverting operation state based on the pipe instruction flag, and the pitch adjusting circuit 4 is used.
02 sets the half of the delay stage number Y1 calculated by the pitch control circuit 1709 as the number of delay stages of the data storage circuit 1706, so that the transfer characteristic of the comb filter 403 has a resonance peak only in odd harmonics. And can add the resonance sound peculiar to the tube to the drive waveform.
A third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００６５】図６は本発明の第３の実施例における楽音
合成装置の構成を示すブロック図である。図６におい
て、６０１はデータの一時記憶を行うデータ記憶回路、
６０２は加算器１７０８の加算結果とデータ記憶回路６
０１から読みだされたデータとの減算を行う減算器、６
０３はデータ記憶回路６０１の書き込みと読出しの制御
を行うアドレス発生回路、６０４はピックアップポジシ
ョン（ブリッジからエレクトリクギターの弦の振動を検
出するピックアップまでの距離を表わすデータ）とフレ
ットナンバ（ブリッジから指でフレットを押えたポジシ
ョンまでの距離を表わすデータ）とディレイ段数Ｙ（音
高に相当するデータ）に基づきディレイ段数Ｚを算出す
る音色制御回路、６０５はデータ記憶回路１７０３，１
７０６，６０１と減算器１７０５，６０２と加算器１７
０８で構成される回路を総称したデジタルフィルタであ
る。アドレス発生回路６０３はアドレス発生回路１７０
４，１７０７と同じ回路とする。なお、その他の回路
は、図１７に示す従来の楽音合成装置と同様である。FIG. 6 is a block diagram showing the arrangement of a musical sound synthesizer according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 6, 601 is a data storage circuit for temporarily storing data,
Reference numeral 602 denotes the addition result of the adder 1708 and the data storage circuit 6
A subtractor for subtracting the data read from 01, 6
Reference numeral 03 is an address generation circuit for controlling writing and reading of the data storage circuit 601, and reference numeral 604 is a pickup position (data representing a distance from the bridge to a pickup for detecting vibration of the strings of the electric guitar) and a fret number (bridge to finger). A tone color control circuit for calculating the delay stage number Z based on the data indicating the distance to the position where the fret is pressed) and the delay stage number Y (data corresponding to the pitch), and 605 is a data storage circuit 1703, 1
706 and 601, subtractors 1705 and 602, and adder 17
It is a digital filter that is a generic term for circuits configured by 08. The address generation circuit 603 is the address generation circuit 170.
It is the same circuit as 4,1707. The other circuits are the same as those of the conventional tone synthesizer shown in FIG.
【００６６】図７は音色制御回路６０４の回路図であ
る。図７において、７０１はフレットナンバをアドレス
として、ブリッジから指でフレットを押えたポジション
までの距離ｙの逆数に相当するデータ（１／ｙ）を参照
するテーブル、７０２はピックアップポジション（ブリ
ッジからエレクトリクギターの弦の振動を検出するピッ
クアップまでの距離に相当するデータｚ）と（１／ｙ）
の乗算を行う乗算器、７０３は乗算器７０２の乗算結果
とディレイ段数Ｙとの乗算を行う乗算器である。なお、
この回路は（数３）を実行する回路と捉えることができ
る。FIG. 7 is a circuit diagram of the tone color control circuit 604. In FIG. 7, reference numeral 701 is a table that refers to data (1 / y) corresponding to the reciprocal of the distance y from the bridge to the position where the fret is pressed with a finger, using the fret number as an address, and 702 is the pickup position (from the bridge to the electric position). Data z) and (1 / y) corresponding to the distance to the pickup that detects the vibration of the guitar string
And 703 is a multiplier for multiplying the multiplication result of the multiplier 702 and the delay stage number Y. In addition,
This circuit can be regarded as a circuit that executes (Equation 3).
【００６７】[0067]
【数３】 [Equation 3]
【００６８】図８はエレクトリックギターの弦の等価回
路を示す回路図である。図８において、８０１，８０２
はピックや指が弦を弾くポジションからナット側の弦の
支持点までの部分に相当するディレイ、８０３，８０
４，８１０，８１１はピックや指が弦を弾くポジション
からブリッジまでの部分に相当するディレイ、８０５，
８０６はピックや指が弦を弾く時に弦に与える力（駆動
波形）を入力する部分に相当する加算器、８０７，８０
８は弦の支持点における弦の振動波形の反射動作（反転
動作）を記述した反転器、８０９はディレイ８０３の出
力点（以降、Ｒ１とする。）から取り出したデータとデ
ィレイ８１１の出力点（以降、Ｒ２とする。）から取り
出したデータとの加算を行う加算器である。加算器８０
９の加算結果はエレクトリックギターにおけるリアポジ
ションのピックアップ（ブリッジ側に取り付けられたピ
ックアップ）で検出した弦の振動波形に相当するもので
ある。また、Ｒ１の位置からディレイ８１０の出力段ま
でのディレイ段数を（Ｒ／２）段、ディレイ８１１の入
力段からＲ２の位置までのディレイ段数を（Ｒ／２）段
とする。なお、図６のデジタルフィルタ６０５は図８の
回路と等価になる。但し、デジタルフィルタ６０５内の
データ記憶回路６０１のディレイ段数Ｚの値は、図８に
おけるＲ１の位置からＲ２の位置までのディレイ段数で
あるＲ段に相当する。FIG. 8 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a string of an electric guitar. In FIG. 8, 801, 802
Is a delay corresponding to the part from the pick or the position where the finger hits the string to the supporting point of the string on the nut side, 803,80
4, 810 and 811 are delays corresponding to a portion from a pick or a position where a finger hits a string to a bridge, 805,
Reference numeral 806 is an adder corresponding to a portion for inputting a force (driving waveform) applied to a string when a pick or a finger hits the string, 807 and 80
Reference numeral 8 is an inverter that describes the reflection operation (reversal operation) of the vibration waveform of the string at the support point of the string, and 809 is the data extracted from the output point of the delay 803 (hereinafter referred to as R1) and the output point of the delay 811 ( Hereafter, it is referred to as R2.) It is an adder for performing addition with the data taken out. Adder 80
The addition result of 9 corresponds to the vibration waveform of the string detected by the rear-position pickup (pickup mounted on the bridge side) in the electric guitar. Further, the number of delay stages from the position of R1 to the output stage of the delay 810 is (R / 2) stage, and the number of delay stages from the input stage of the delay 811 to the position of R2 is (R / 2) stage. The digital filter 605 in FIG. 6 is equivalent to the circuit in FIG. However, the value of the delay stage number Z of the data storage circuit 601 in the digital filter 605 corresponds to the R stage which is the number of delay stages from the position R1 to the position R2 in FIG.
【００６９】図９はエレクトリックギターの弦の等価回
路を示す回路図である。図９において、９０１，９０
２，９１０，９１１はピックや指が弦を弾くポジション
からナット側の弦の支持点までの部分に相当するディレ
イ、９０３，９０４はピックや指が弦を弾くポジション
からブリッジまでの部分に相当するディレイ、９０５，
９０６はピックや指が弦を弾く時に弦に与える力（駆動
波形）を入力する部分に相当する加算器、９０７，９０
８は弦の支持点における弦の振動波形の反射動作（反転
動作）を記述した反転器、９０９はディレイ９１０の出
力点（以降、Ｆ１とする。）から取り出したデータとデ
ィレイ９０２の出力点（以降、Ｆ２とする。）から取り
出したデータとの加算を行う加算器である。加算器９０
９の加算結果はエレクトリックギターにおけるフロント
ポジションのピックアップ（ナット側に取り付けられた
ピックアップ）で検出した弦の振動波形に相当するもの
である。また、Ｆ１の位置からディレイ８０３出力段ま
でのディレイ段数を（Ｆ／２）段、ディレイ８０４の入
力段からＦ２の位置までのディレイ段数を（Ｆ／２）段
とする。なお、図６のデジタルフィルタ６０５は図８の
回路と等価になる。但し、デジタルフィルタ６０５内の
データ記憶回路６０１のディレイ段数Ｚの値は、図８に
おけるＦ１の位置からＦ２の位置までのディレイ段数で
あるＦ段に相当する。FIG. 9 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a string of an electric guitar. In FIG. 9, 901 and 90
2, 910 and 911 are delays corresponding to a portion from the pick or finger striking position to the support point of the string on the nut side, and 903 and 904 are corresponding to portions from the pick or finger striking position to the bridge. Delay, 905,
Reference numeral 906 is an adder corresponding to a portion for inputting a force (driving waveform) applied to a string when a pick or a finger hits the string, 907 and 90
Reference numeral 8 is an inverter that describes the reflection operation (reversal operation) of the vibration waveform of the string at the support point of the string, and 909 is the data extracted from the output point of the delay 910 (hereinafter referred to as F1) and the output point of the delay 902 ( Hereafter, it is referred to as F2.) It is an adder that performs addition with the data taken out. Adder 90
The addition result of 9 corresponds to the vibration waveform of the strings detected by the front position pickup (pickup mounted on the nut side) of the electric guitar. Further, the number of delay stages from the position of F1 to the output stage of the delay 803 is (F / 2) stage, and the number of delay stages from the input stage of the delay 804 to the position of F2 is (F / 2) stage. The digital filter 605 in FIG. 6 is equivalent to the circuit in FIG. However, the value of the delay stage number Z of the data storage circuit 601 in the digital filter 605 corresponds to the F stage which is the number of delay stages from the position F1 to the position F2 in FIG.
【００７０】図１０はエレクトリックギターの弦の模式
図である。図１０において、１００１はナット、１００
２はブリッジである。ブリッジからピックアップまでの
距離に相当する変数をｚ、ブリッジから弦を弾く位置ま
での距離に相当する変数をｘ、ブリッジから指で押えら
れたフレットの位置までの距離に相当する変数をｙ、弦
の全長をＬとする。FIG. 10 is a schematic view of strings of an electric guitar. In FIG. 10, 1001 is a nut, 100
2 is a bridge. The variable corresponding to the distance from the bridge to the pickup is z, the variable corresponding to the distance from the bridge to the position at which the string is played is x, the variable corresponding to the distance from the bridge to the position of the fret held by the finger, and the string. Let L be the total length of.
【００７１】以上のような構成要素をもつ本発明の第３
の実施例における楽音合成装置について、以下、各構成
要素相互の関係と動作を説明する。なお、基本的な動作
は図１７に示す従来の楽音合成装置と同様であるので、
相違点のみについて説明する。The third aspect of the present invention having the above components
With respect to the musical tone synthesizer in the embodiment, the relation and operation of each component will be described below. Since the basic operation is the same as that of the conventional tone synthesizer shown in FIG.
Only the differences will be described.
【００７２】図２１の従来の楽音合成装置の等価回路に
おいて説明したように、合成波形を取り出す位置はディ
レイ２１０１，２１０２，２１０３，２１０４と加算器
２１０５，２１０６と反転器２１０７，２１０８とから
構成されるループ状の回路中であればどこであっても聴
感上同じ音色の合成波形が得られるのでどこから取り出
しても差し支えない。図８あるいは図９のエレクトリッ
クギターの弦の等価回路においても同様である。従っ
て、図８のＲ１や図９のＦ１から取り出した波形と、図
６のデジタルフィルタ６０５内の加算器１７０８が出力
する波形とを比較すると聴感上同じ音色の波形となる。
つまり、図６のデジタルフィルタ６０５内の加算器１７
０８が出力する波形を図８のＲ１や図９のＦ１から取り
出した波形とみなしてもよい。図８において、Ｒ１とＲ
２とから取り出された波形の合成波形、すなわち加算器
８０９が出力する合成波形は、図６のデータ記憶回路６
０１のディレイ段数をＲ段とした時の減算器６０２が出
力する波形に相当する。なぜならば、図６においてＲ１
とＲ２のディレイ段数差がＲ段であり、その間に反転器
８０８が挿入されているからである。同じように、図９
においてＦ１とＦ２とから取り出された波形の合成波
形、すなわち加算器９０１が出力する合成波形は、図６
のデータ記憶回路６０１のディレイ段数をＦ段とした時
の減算器６０２が出力する波形に相当する。つまり、ピ
ックアップポジションをリアポジションあるいはフロン
トポジションに切り換えた時の音色の違いは、図６にお
けるデータ記憶回路６０１のディレイ段数を切り換える
ことによって実現することがわかる。音色制御回路６０
４がピックアップポジションｚと指で押えられたフレッ
トポジションｙに基づき（数３）を実行しディレイ段数
Ｚを算出することにより、データ記憶回路６０１のディ
レイ段数Ｚをピックアップポジションｚに応じて可変す
ることとなる。As described in the equivalent circuit of the conventional musical sound synthesizer of FIG. 21, the position for extracting the synthesized waveform is composed of delays 2101, 1022, 2103, 2104, adders 2105, 2106 and inverters 2107, 2108. Since it is possible to obtain a synthesized waveform of the same timbre from the audible sense anywhere in the loop circuit, it can be taken out from any place. The same applies to the equivalent circuit of the strings of the electric guitar shown in FIG. 8 or 9. Therefore, when the waveform extracted from R1 in FIG. 8 or F1 in FIG. 9 and the waveform output from the adder 1708 in the digital filter 605 in FIG. 6 are compared, they have the same timbre waveform.
That is, the adder 17 in the digital filter 605 of FIG.
The waveform output by 08 may be regarded as the waveform extracted from R1 in FIG. 8 or F1 in FIG. In FIG. 8, R1 and R
2 is a combined waveform of the waveforms extracted from 2 and 3, that is, the combined waveform output by the adder 809 is the data storage circuit 6 of FIG.
This corresponds to the waveform output by the subtractor 602 when the number of delay stages of 01 is R stages. This is because R1 in FIG.
This is because the difference in the number of delay stages between R2 and R2 is R, and the inverter 808 is inserted between them. Similarly, FIG.
6 is a composite waveform of the waveforms extracted from F1 and F2, that is, the composite waveform output from the adder 901.
Corresponds to the waveform output from the subtractor 602 when the number of delay stages of the data storage circuit 601 is F. That is, it is understood that the difference in tone color when the pickup position is switched to the rear position or the front position is realized by switching the number of delay stages of the data storage circuit 601 in FIG. Tone control circuit 60
4 changes the delay stage number Z of the data storage circuit 601 according to the pickup position z by executing (Equation 3) based on the pickup position z and the fret position y pressed by the finger to calculate the delay stage number Z. Becomes
【００７３】以上のように本実施例によれば、エレクト
リックギターの弦をシミュレートした回路、すなわちデ
ータ記憶回路１７０３，１７０６と減算器１７０５と加
算器１７０８で構成されるデジタルフィルタの後段にデ
ータ記憶回路６０１と減算器６０２で構成されるデジタ
ルフィルタを接続し、音色制御回路６０４がデータ記憶
回路６０１のディレイ段数を制御することにより、エレ
クトリックギターなどの弦の振動を検出するためのピッ
クアップが複数種類（フロントピックアップ，リアピッ
クアップなど）ある弦楽器にように、ピックアップのポ
ジションを切り換えて音色を切り換えるといった音色加
工を実現する。なお、データ記憶回路６０１と減算器６
０２で構成されるデジタルフィルタはデータ記憶回路１
７０３，１７０６と減算器１７０５と加算器１７０８で
構成されるデジタルフィルタの前段に接続したり、デー
タ記憶回路１７０３と減算器１７０５で構成されるデジ
タルフィルタの後段に接続しても、同様の効果が得られ
る。As described above, according to the present embodiment, data storage is performed in a circuit simulating the strings of an electric guitar, that is, in the subsequent stage of the digital filter composed of the data storage circuits 1703, 1706, the subtractor 1705 and the adder 1708. A digital filter composed of the circuit 601 and the subtractor 602 is connected, and the tone color control circuit 604 controls the number of delay stages of the data storage circuit 601 to provide a plurality of types of pickups for detecting the vibration of strings of an electric guitar or the like. (Front pickup, rear pickup, etc.) Like some stringed instruments, the tone position can be changed by switching the pickup position. The data storage circuit 601 and the subtractor 6
The digital filter constituted by 02 is the data storage circuit 1
The same effect can be obtained by connecting to the front stage of the digital filter composed of 703, 1706, the subtracter 1705 and the adder 1708, or connected to the rear stage of the digital filter composed of the data storage circuit 1703 and the subtractor 1705. can get.
【００７４】以下、本発明の第４の実施例について、図
面を参照しながら説明する。図１１は図１７に示す従来
の楽音合成装置と等価な楽音合成装置の構成を示すブロ
ック図である。図１１において、全ての回路は図１７に
示す従来の楽音合成装置と同様である。但し、回路の接
続順序が異なる。図１７に示す従来の楽音合成装置にお
いては、データ記憶回路１７０３と減算器１７０５で構
成されるデジタルフィルタの後段にデータ記憶回路１７
０６と加算器１７０８で構成されるデジタルフィルタが
接続されていたが、図１１に示す楽音合成装置において
は、データ記憶回路１７０３と減算器１７０５で構成さ
れるデジタルフィルタの前段にデータ記憶回路１７０６
と加算器１７０８で構成されるデジタルフィルタを接続
する。データ記憶回路１７０３と減算器１７０５で構成
されるデジタルフィルタとデータ記憶回路１７０６と加
算器１７０８で構成されるデジタルフィルタはどちらも
その伝達特性を合成動作中に変化させるような制御は行
わないので、時不変の線形システムである。従って、そ
の順番を入れ換えても全く同じシステムとなる。The fourth embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a musical tone synthesizer equivalent to the conventional musical tone synthesizer shown in FIG. In FIG. 11, all circuits are the same as those of the conventional musical sound synthesizer shown in FIG. However, the circuit connection order is different. In the conventional musical tone synthesizer shown in FIG. 17, the data storage circuit 17 is provided at the subsequent stage of the digital filter composed of the data storage circuit 1703 and the subtractor 1705.
Although the digital filter composed of 06 and the adder 1708 was connected, in the tone synthesizer shown in FIG. 11, the data storage circuit 1706 is provided in the preceding stage of the digital filter composed of the data storage circuit 1703 and the subtractor 1705.
And a digital filter composed of an adder 1708 are connected. Since neither the digital filter configured by the data storage circuit 1703 and the subtractor 1705 nor the digital filter configured by the data storage circuit 1706 and the adder 1708 performs control for changing its transfer characteristic during the combining operation, It is a time-invariant linear system. Therefore, even if the order is changed, the system becomes exactly the same.
【００７５】図１２は本発明の第４の実施例における楽
音合成装置の構成を示すブロック図である。図１２にお
いて、１２０１はデータ記憶回路１７０６の書き込み及
び読出しの制御を行うアドレス発生回路である。その他
の回路は図１１に示す楽音合成装置と同様である。FIG. 12 is a block diagram showing the arrangement of a musical sound synthesizer according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 12, reference numeral 1201 denotes an address generation circuit that controls writing and reading of the data storage circuit 1706. Other circuits are the same as those of the musical sound synthesizer shown in FIG.
【００７６】図１３はアドレス発生回路１２０１の回路
図である。図１３において、１３０１は発音開始フラグ
がアクティブになった時点でカウント値を値０にリセッ
トするとともにシステムクロックＣＫに基づきインクリ
メント動作を行うカウンタ、１３０２は時分割信号に基
づきディレイ段数Ｘとディレイ段数Ｙとの選択を行うセ
レクタ、１３０３はカウンタ１３０１のカウント値とセ
レクタ１３０２の出力との減算を行う減算器である。な
お、時分割信号は１サンプリング時間Ｔｓ内において値
１と値０を切り換える信号（順番は値１の方が先）で、
値１の時セレクタ１３０２はＢ入力を、値０の時セレク
タ１３０２はＡ入力を選択する。FIG. 13 is a circuit diagram of the address generation circuit 1201. In FIG. 13, reference numeral 1301 is a counter that resets the count value to 0 when the sound generation start flag becomes active and performs an increment operation based on the system clock CK, and 1302 is a delay stage number X and a delay stage number Y based on the time division signal. And a selector 1303 for subtracting the count value of the counter 1301 and the output of the selector 1302. The time-division signal is a signal for switching between value 1 and value 0 within one sampling time Ts (the value 1 comes first in the order),
When the value is 1, the selector 1302 selects the B input, and when the value is 0, the selector 1302 selects the A input.
【００７７】図１４は図１２に示す楽音合成装置を集積
回路を用いて実現した時のチップ構成図である。図１４
において、１４０１は音源ＬＳＩ、１４０２はＲＡＭで
ある。図１２に示す楽音合成装置の場合は、データ記憶
回路１７０６がＲＡＭ１４０２に相当し、それ以外の回
路は音源ＬＳＩ１４０１に集積する。FIG. 14 is a chip configuration diagram when the tone synthesizer shown in FIG. 12 is realized by using an integrated circuit. 14
In the figure, reference numeral 1401 is a sound source LSI, and 1402 is a RAM. In the case of the musical sound synthesizer shown in FIG. 12, the data storage circuit 1706 corresponds to the RAM 1402, and the other circuits are integrated in the tone generator LSI 1401.
【００７８】図１５はＲＡＭ１４０２のメモリマップで
ある。（Ａ）は図１７に示す楽音合成装置を時分割動作
させた時（同時発音数が１６になるように）のデータ記
憶回路１７０３，１７０６のメモリマップであり、
（Ｂ）は図１２に示す楽音合成装置を時分割動作させた
時（同時発音数が１６になるように）のデータ記憶回路
１７０６のメモリマップである。FIG. 15 is a memory map of the RAM 1402. 17A is a memory map of the data storage circuits 1703 and 1706 when the tone synthesizer shown in FIG.
FIG. 12B is a memory map of the data storage circuit 1706 when the musical tone synthesizer shown in FIG. 12 is operated in a time-division manner (so that the number of polyphony is 16).
【００７９】図１６は図１４に示すチップ構成図のアド
レスバス及びデータバスのタイムチャートである。FIG. 16 is a time chart of the address bus and the data bus of the chip configuration diagram shown in FIG.
【００８０】以上のような構成要素をもつ本発明の第４
の実施例における楽音合成装置について、以下、各構成
要素相互の関係と動作を説明する。なお、基本的な動作
は図１７に示す従来の楽音合成装置と同様であるので、
相違点のみについて説明する。The fourth aspect of the present invention having the above components
With respect to the musical tone synthesizer in the embodiment, the relation and operation of each component will be described below. Since the basic operation is the same as that of the conventional tone synthesizer shown in FIG.
Only the differences will be described.
【００８１】まず、図１１に示す楽音合成装置と図１７
に示す従来の楽音合成装置とを比較する。回路構成的に
みて異なる点は、上述したようにデータ記憶回路１７０
３と減算器１７０５で構成されるデジタルフィルタとデ
ータ記憶回路１７０６と加算器１７０８で構成されるデ
ジタルフィルタとの接続順序である。図１１の楽音合成
装置のように、データ記憶回路１７０３と減算器１７０
５で構成されるデジタルフィルタの前段にデータ記憶回
路１７０６と加算器１７０８で構成されるデジタルフィ
ルタを接続することにより、データ記憶回路１７０３，
１７０６に書き込むデータが同じになる。この特徴に着
目して、データ記憶回路１７０３，１７０６を共通のメ
モリ領域で実現したものが、図１２に示す楽音合成装置
である。データ記憶回路１７０３のアドレス空間はデー
タ記憶回路１７０６のアドレス空間よりも小さいので、
図１２においてデータの一時記憶用の回路として、デー
タ記憶回路１７０６のみを備えた。アドレス発生回路１
２０１の読出しアドレスは、図１１のアドレス発生回路
１７０４，１７０７の読出しアドレスと同じものをセレ
クタ１３０２を用いて時分割で出力するようにした。従
って、１音分（１ｃｈ分）を合成するのに必要としてい
たアドレス空間（図１５の（Ａ）の００００ｈ〜０ＦＦ
Ｆｈ）が半分（図１５の（Ａ）の００００ｈ〜０７ＦＦ
ｈ）になる。また、書き込み動作が１サンプルデータの
処理において１回で済むので、図１４のチップ構成図に
おけるアドレスバス及びデータバスのアクセス頻度は図
１６の（Ｂ）に示すように１サンプルデータの処理にお
いて３回で済む。First, the tone synthesizer shown in FIG. 11 and FIG.
It will be compared with the conventional musical sound synthesizer shown in FIG. The difference in the circuit configuration is that the data storage circuit 170 as described above.
3 and the digital filter configured by the subtractor 1705, the data storage circuit 1706, and the digital filter configured by the adder 1708. As in the tone synthesizer of FIG. 11, a data storage circuit 1703 and a subtractor 170
By connecting the data storage circuit 1706 and the digital filter composed of the adder 1708 to the front stage of the digital filter configured by 5, the data storage circuit 1703,
The same data is written in 1706. Focusing on this feature, the musical tone synthesizer shown in FIG. 12 realizes the data storage circuits 1703 and 1706 in a common memory area. Since the address space of the data storage circuit 1703 is smaller than the address space of the data storage circuit 1706,
In FIG. 12, only a data storage circuit 1706 is provided as a circuit for temporarily storing data. Address generation circuit 1
The read address of 201 is the same as the read address of the address generation circuits 1704 and 1707 of FIG. 11 and is time-divisionally output using the selector 1302. Therefore, the address space (0000h to 0FF in (A) of FIG. 15) required for synthesizing one sound (one channel)
Fh) is half (0000h to 07FF in (A) of FIG. 15)
h). Further, since the write operation is performed only once in the processing of one sample data, the access frequency of the address bus and the data bus in the chip configuration diagram of FIG. 14 is 3 in the processing of one sample data as shown in FIG. You only need to turn
【００８２】以上のように本実施例によれば、アドレス
発生回路１２０１がデータ記憶回路１７０６の書き込み
アドレスに対してディレイ段数Ｘ分だけ遅延した読出し
アドレスとディレイ段数Ｙ分だけ遅延した読出しアドレ
スを時分割で出力するようにしたので、少ないメモリ容
量でしかも少ないメモリアクセス回数で、従来と同じ機
能を持った楽音合成装置を実現することができる。As described above, according to this embodiment, the address generation circuit 1201 outputs the read address delayed by the delay stage number X and the read address delayed by the delay stage number Y with respect to the write address of the data storage circuit 1706. Since the output is performed in a divided manner, it is possible to realize a musical sound synthesizing apparatus having the same function as the conventional one with a small memory capacity and a small number of memory accesses.
【００８３】[0083]
【発明の効果】以上の説明から明かなように本発明によ
れば、駆動波形発生回路が出力した駆動波形を第１のコ
ムフィルタでフィルタリングすることによりピアノなど
の楽音に相当する第１の波形を合成し、特性制御回路が
第２のコムフィルタの共振峰の次数の制御を行い非整数
次に共振峰があるような特性し、過渡波形抽出回路が駆
動波形から抽出した過渡波形を第２のコムフィルタがフ
ィルタリングすることによって過渡波形に対しての非整
数次成分が増幅された第２の波形を合成し、ミキシング
回路が第１の波形と第２の波形を混合することにより楽
音の特徴を残したままで更に聴感上好ましくない共振感
を出すことなく非調和感のある音を合成することができ
る。As is apparent from the above description, according to the present invention, the first waveform corresponding to a musical sound of a piano or the like is obtained by filtering the drive waveform output by the drive waveform generating circuit with the first comb filter. And the characteristic control circuit controls the order of the resonance peak of the second comb filter so that the resonance peak has a resonance peak of a non-integer number, and the transient waveform extraction circuit extracts the transient waveform extracted from the drive waveform as the second. The second waveform in which the non-integer-order component with respect to the transient waveform is amplified by the comb filter of is synthesized, and the mixing circuit mixes the first waveform and the second waveform, thereby characteristic of the musical sound. It is possible to synthesize a sound with an unharmonious feeling without leaving a resonance feeling which is not preferable to the auditory sense while leaving the sound.
【００８４】また、特性制御回路がコムフィルタの帰還
の極性を負あるいは正に制御することによりコムフィル
タの特性を奇数次倍音のみに共振峰があるもの、あるい
は奇数次倍音と偶数次倍音の両者に共振峰があるものに
切り替え、音高調整回路がコムフィルタの帰還の極性に
応じてコムフィルタの特性の１次の共振峰の周波数が基
本周波数（合成音の音高）になるように調整し、駆動波
形発生回路が出力した駆動波形をコムフィルタがフィル
タリングすることにより、コムフィルタの帰還の極性切
り替え制御に応じて、奇数次倍音のみが増幅された波形
あるいは奇数次倍音と偶数次倍音の両者が増幅された波
形が合成されることができる。Further, the characteristic control circuit controls the polarity of the feedback of the comb filter to be negative or positive so that the characteristics of the comb filter have resonance peaks only in the odd harmonics, or both odd harmonics and even harmonics. Switch to the one with resonance peak, and the pitch adjustment circuit adjusts the frequency of the primary resonance peak of the comb filter characteristics to the fundamental frequency (pitch of synthesized sound) according to the polarity of feedback of the comb filter. However, by filtering the drive waveform output by the drive waveform generation circuit by the comb filter, depending on the feedback filter polarity switching control of the comb filter, only the odd harmonics are amplified or the odd harmonics and even harmonics are Both amplified waveforms can be combined.
【００８５】また、駆動波形発生回路が出力した駆動波
形を第１のデジタルフィルタがフィルタリングすること
により第１の波形を出力し、第２のデジタルフィルタが
第１の波形の位相を遅らせることにより第２の波形を発
生するとともに、第１の波形と第２の波形との減算を行
うことによってギターなどの楽音を得る。そしてエレク
トリックギターにおける弦の振動を検出するためのピッ
クアップのポジションに相当するパラメータに基づき音
色制御回路が第２のデジタルフィルタの遅延量を変更
し、ピックアップのポジションの切り替え（フロントピ
ックアップ，リアピックアップ）に応じた音色加工を実
現することができる。The first digital filter outputs the first waveform by filtering the drive waveform output from the drive waveform generating circuit, and the second digital filter delays the phase of the first waveform to output the first waveform. A musical sound such as a guitar is obtained by generating the second waveform and subtracting the first waveform and the second waveform. Then, the timbre control circuit changes the delay amount of the second digital filter based on the parameter corresponding to the position of the pickup for detecting the vibration of the string in the electric guitar, and switches the pickup position (front pickup, rear pickup). It is possible to realize suitable tone color processing.
【００８６】また、アドレス発生回路が時分割で第２の
データ記憶回路の読出し制御を行い第１のデータと第２
のデータを読出し、加算器が駆動波形と第１のデータと
の加算を行い、減算器が加算結果と第２のデータとの減
算を行うようにしたので、少ないメモリ容量で従来の楽
音合成装置と同じ機能を実現することができる。Further, the address generation circuit controls the reading of the second data storage circuit in a time division manner, and the first data and the second data are stored.
Since the adder adds the drive waveform and the first data and the subtractor subtracts the addition result from the second data, the conventional tone synthesizer with a small memory capacity is used. The same function as can be realized.
【図１】本発明の第１の実施例における楽音合成装置の
構成を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a musical sound synthesizer according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１における過渡波形抽出回路１０３の回路図FIG. 2 is a circuit diagram of a transient waveform extraction circuit 103 in FIG.
【図３】図１におけるミキシング回路１０５の回路図FIG. 3 is a circuit diagram of the mixing circuit 105 in FIG.
【図４】本発明の第２の実施例における楽音合成装置の
構成を示すブロック図FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a musical sound synthesizer according to a second embodiment of the present invention.
【図５】図２における音高調整回路４０２の回路図5 is a circuit diagram of the pitch adjusting circuit 402 in FIG.
【図６】本発明の第３の実施例における楽音合成装置の
構成を示すブロック図FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a musical sound synthesizing apparatus according to a third embodiment of the present invention.
【図７】図３における音色制御回路６０４の回路図FIG. 7 is a circuit diagram of a tone color control circuit 604 in FIG.
【図８】エレクトリックギターの弦の等価回路を示す回
路図FIG. 8 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a string of an electric guitar.
【図９】エレクトリックギターの弦の等価回路を示す回
路図FIG. 9 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a string of an electric guitar.
【図１０】エレクトリックギターの弦の模式図FIG. 10 is a schematic diagram of strings of an electric guitar.
【図１１】図１７に示す従来の楽音合成装置と等価な楽
音合成装置の構成を示すブロック図11 is a block diagram showing the configuration of a musical tone synthesizer equivalent to the conventional musical tone synthesizer shown in FIG.
【図１２】本発明の第４の実施例における楽音合成装置
の構成を示すブロック図FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of a musical sound synthesizer according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１３】図１２におけるアドレス発生回路１２０１の
回路図13 is a circuit diagram of an address generation circuit 1201 in FIG.
【図１４】図１２に示す楽音合成装置を集積回路を用い
て実現した時のチップ構成を示すブロック図FIG. 14 is a block diagram showing a chip configuration when the tone synthesizer shown in FIG. 12 is realized by using an integrated circuit.
【図１５】図１４におけるＲＡＭ１４０２のメモリマッ
プ15 is a memory map of RAM 1402 in FIG.
【図１６】図１４に示すチップ構成図のアドレスバス及
びデータバスのタイムチャート16 is a time chart of the address bus and the data bus of the chip configuration diagram shown in FIG.
【図１７】第１の従来例の楽音合成装置の構成を示すブ
ロック図FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a musical sound synthesizer of a first conventional example.
【図１８】図１７におけるアドレス発生回路１７０２の
回路図18 is a circuit diagram of the address generation circuit 1702 in FIG.
【図１９】図１７におけるアドレス発生回路１７０４，
１７０７の回路図FIG. 19 is an address generation circuit 1704 in FIG.
Circuit diagram of 1707
【図２０】図１７における音高制御回路７０９の回路図20 is a circuit diagram of the pitch control circuit 709 in FIG.
【図２１】ピアノの弦の等価回路を示す回路図FIG. 21 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a piano string.
【図２２】（Ａ）はピアノのハンマが弦に与える力（駆
動波形）の振幅値を示す特性図（Ｂ）はピアノのハンマ
が弦に与える力（駆動波形）の振幅値と駆動波形が弦の
支持点で反射して戻ってきた波形の両者を示す特性図FIG. 22 (A) is a characteristic diagram showing the amplitude value of the force (driving waveform) applied to the strings by the piano hammer, and FIG. 22 (B) is the amplitude value and the driving waveform of the force (driving waveform) applied to the strings by the piano hammer. Characteristic diagram showing both of the waveforms that are reflected back at the support points of the strings
【図２３】第２の従来例の楽音合成装置の構成を示すブ
ロック図FIG. 23 is a block diagram showing the configuration of a musical sound synthesizing device of a second conventional example.
【図２４】図２３におけるアドレス発生回路２３０２の
回路図24 is a circuit diagram of the address generation circuit 2302 in FIG.
【図２５】図２３におけるＡＰＦ２３０３の回路図FIG. 25 is a circuit diagram of the APF 2303 in FIG.
【図２６】図２３における駆動波形の振幅値を示す波形
図FIG. 26 is a waveform diagram showing the amplitude value of the drive waveform in FIG. 23.
【図２７】図２３におけるデジタルフィルタ２３０４の
伝達特性を示す特性図27 is a characteristic diagram showing the transfer characteristic of the digital filter 2304 in FIG. 23.
１０１，１７０８ 加算器 １０６，４０３，２３０４ コムフィルタ １７１２，２３０５ 駆動波形発生回路 ２０３，１８０３，２４０３ ＲＳフリップフロップ ２０１，１３０１ カウンタ ２０２ 比較器 ２０４ ＡＮＤゲート ３０１，３０２，５０１，７０１，７０２，２５０４，
２５０５ 乗算器 ３０３，８０５，８０６，８０９，９０５，９０６，９
０９，１７０８，２１０５，２１０６，２５０１，２５
０３ 加算器 ３０４，６０２，１３０３，１７０５，１９０２ 減算
器 ５０２，１３０２ セレクタ ６０５，１７１１ デジタルフィルタ ７０１ テーブル ８０７，８０８，９０７，９０８，２１０７，２１０８
反転器 ２５０２ 遅延器101,1708 Adder 106,403,2304 Comb filter 1712,2305 Drive waveform generation circuit 203,1803,2403 RS flip-flop 201,1301 Counter 202 Comparator 204 AND gate 301,302,501,701,702,2504
2505 Multipliers 303, 805, 806, 809, 905, 906, 9
09, 1708, 2105, 2106, 2501, 25
03 Adder 304, 602, 1303, 1705, 1902 Subtractor 502, 1302 Selector 605, 1711 Digital filter 701 Table 807, 808, 907, 908, 2107, 2108
Inverter 2502 Delay device
Claims (12)
動波形発生回路と、 前記駆動波形のフィルタリングを行う第１のコムフィル
タと、 前記駆動波形の過渡部に相当する過渡波形を抽出する過
渡波形抽出回路と、 前記過渡波形のフィルタリングを行う第２のコムフィル
タと、 前記第１のコムフィルタ及び前記第２のコムフィルタの
出力のミキシングを行いミキシング結果を楽音として出
力するミキシング回路と、 前記第２のコムフィルタの共振峰の次数の制御を行う特
性制御回路とを備えた楽音合成装置。1. A drive waveform generation circuit for outputting a drive waveform according to an output instruction, a first comb filter for filtering the drive waveform, and a transient waveform extraction for extracting a transient waveform corresponding to a transient portion of the drive waveform. A circuit, a second comb filter that filters the transient waveform, a mixing circuit that mixes outputs of the first comb filter and the second comb filter, and outputs a mixing result as a musical sound, the second Tone synthesizer having a characteristic control circuit for controlling the order of the resonance peaks of the comb filter.
タを遅延させた後に出力する遅延器と、オールパスフィ
ルタと、加算器とがループ上に接続され、前記加算器の
他方の入力端に駆動波形を入力することを特徴とした請
求項１記載の楽音合成装置。2. A second comb filter, a delay device for delaying input data, and then outputting the delayed data, an all-pass filter, and an adder are connected in a loop, and the other input end of the adder is connected. 2. The musical sound synthesizer according to claim 1, wherein a driving waveform is input.
フィルタ係数を制御することにより第２のコムフィルタ
の伝達特性を変化させることを特徴とした請求項２記載
の楽音合成装置。3. The tone synthesis apparatus according to claim 2, wherein the characteristic control circuit changes the transfer characteristic of the second comb filter by controlling the filter coefficient of the all-pass filter.
比に応じてオールパスフィルタのフィルタ係数を制御す
ることにより第２のコムフィルタの伝達特性を変化させ
ることを特徴とした請求項３記載の楽音合成装置。4. The musical tone according to claim 3, wherein the characteristic control circuit changes the transfer characteristic of the second comb filter by controlling the filter coefficient of the all-pass filter according to the mixing ratio of the mixing circuit. Synthesizer.
動波形発生回路と、 前記駆動波形のフィルタリングを行い楽音として出力す
るコムフィルタと、 前記コムフィルタの共振峰を音色変更指示に従い奇数次
倍音のみに変更する特性制御回路と、 前記コムフィルタの１次の共振峰の周波数を基本周波数
に調整する音高調整回路とを備えた楽音合成装置。5. A drive waveform generation circuit for outputting a drive waveform according to an output instruction, a comb filter for filtering the drive waveform and outputting it as a musical tone, and a resonance peak of the comb filter for odd-order overtones only according to a tone change instruction. A musical tone synthesizer comprising a characteristic control circuit for changing and a pitch adjusting circuit for adjusting the frequency of the first resonance peak of the comb filter to a fundamental frequency.
延させた後に出力する遅延器と、加算器とがループ上に
接続され、前記加算器の他方の入力端に駆動波形を入力
することを特徴とした請求項５記載の楽音合成装置。6. A comb filter is configured such that a delay device that delays input data and then outputs the delayed data, and an adder are connected in a loop, and a drive waveform is input to the other input end of the adder. 6. The musical sound synthesizer according to claim 5, which is characterized.
ループ中に挿入された符号反転器であることを特徴とし
た請求項６記載の楽音合成装置。7. The musical tone synthesizer according to claim 6, wherein the characteristic control circuit is a code inverter inserted in a loop of the comb filter.
動波形発生回路と、 前記駆動波形のフィルタリングを行い第１の波形を出力
する第１のデジタルフィルタと、 前記第１の波形の位相を遅らせることにより第２の波形
を発生させるとともに前記第１の波形と前記第２の波形
との減算を行い減算結果を楽音として出力する第２のデ
ジタルフィルタと、 前記第２のデジタルフィルタにおける位相遅延量の制御
を行う音色制御回路とを備えた楽音合成装置。8. A drive waveform generating circuit for outputting a drive waveform according to an output instruction, a first digital filter for filtering the drive waveform and outputting a first waveform, and delaying the phase of the first waveform. A second digital filter for generating a second waveform and performing a subtraction between the first waveform and the second waveform and outputting the subtraction result as a musical sound; and a phase delay amount of the second digital filter. A musical tone synthesizer having a tone color control circuit for controlling.
データを遅延させた後に出力する遅延器と、前記遅延器
に入力されるデータから前記遅延器から出力されるデー
タを減算する減算器とがループ上に接続され、前記遅延
器に入力するデータが第１のデジタルフィルタの出力で
あることを請求項８記載の楽音合成装置。9. The second digital filter includes a delay device that delays input data and then outputs the delayed data, and a subtractor that subtracts data output from the delay device from data input to the delay device. Is connected on a loop, and the data input to the delay device is the output of the first digital filter.
たデータを遅延させた後に出力する遅延器と、加算器と
がループ上に接続され、前記加算器の他方の入力端に駆
動波形を入力することを特徴とした請求項９記載の楽音
合成装置。10. The first digital filter has a delay device for delaying input data and outputting the delayed data, and an adder connected in a loop, and a drive waveform is input to the other input end of the adder. 10. The musical sound synthesizer according to claim 9, wherein
たデータを遅延させた後に出力する第１の遅延器と、加
算器の一方の入力端とがループ上に接続された第１のル
ープ回路と、入力されたデータを遅延させた後に出力す
る第２の遅延器と、前記第２の遅延器に入力されるデー
タから前記第２の遅延器から出力されるデータを減算す
る減算器とがループ上に接続された第２のループ回路を
備え、前記第１のループ回路の前段に前記第２のループ
回路が接続され、前記減算器の他方の入力端と前記第２
の遅延器に駆動波形を入力するとともに、前記加算器の
他方の入力端に前記減算器の減算結果を入力することを
特徴とした請求項９記載の楽音合成装置。11. A first loop circuit in which a first digital filter delays input data and then outputs the delayed data, and one input end of an adder is connected on a loop. A second delay device that delays the input data and then outputs the delayed data; and a subtractor that subtracts the data output from the second delay device from the data input to the second delay device. A second loop circuit connected on the loop, wherein the second loop circuit is connected in front of the first loop circuit, and the other input end of the subtractor and the second loop circuit are connected.
10. The musical tone synthesizing apparatus according to claim 9, wherein the drive waveform is input to the delay device and the subtraction result of the subtractor is input to the other input terminal of the adder.
駆動波形発生回路と、 データの一時記憶を行うデータ記憶回路と、 駆動波形と前記データ記憶回路から読みだされた第１の
データとの加算を行う加算器と、 前記加算器の加算結果とデータ記憶回路から読みだされ
た第２のデータとの減算を行い減算結果を楽音として出
力する減算器と、 前記データ記憶回路の書き込みアドレスを発生するとと
もに第１のデータ及び第２のデータのそれぞれに対応す
る読出しアドレスを時分割で発生するアドレス発生回路
とを備えた楽音合成装置。12. A drive waveform generating circuit for outputting a drive waveform according to an output instruction, a data storage circuit for temporarily storing data, and a drive waveform and first data read from the data storage circuit for addition. An adder for performing the subtraction, a subtractor for subtracting the addition result of the adder and the second data read from the data storage circuit and outputting the subtraction result as a musical tone, and a write address for the data storage circuit A tone synthesis apparatus having an address generating circuit for time-divisionally generating a read address corresponding to each of the first data and the second data.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6000683A JPH07199936A (en) | 1994-01-10 | 1994-01-10 | Musical sound synthesizer device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6000683A JPH07199936A (en) | 1994-01-10 | 1994-01-10 | Musical sound synthesizer device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07199936A true JPH07199936A (en) | 1995-08-04 |
Family
ID=11480567
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6000683A Pending JPH07199936A (en) | 1994-01-10 | 1994-01-10 | Musical sound synthesizer device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07199936A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7487057B2 (en) | 2001-12-12 | 2009-02-03 | Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg | Field device electronics with a sensor mechanism for process measurement |
-
1994
- 1994-01-10 JP JP6000683A patent/JPH07199936A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7487057B2 (en) | 2001-12-12 | 2009-02-03 | Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg | Field device electronics with a sensor mechanism for process measurement |
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