JPS638956Y2 - - Google Patents
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- JPS638956Y2 JPS638956Y2 JP2495882U JP2495882U JPS638956Y2 JP S638956 Y2 JPS638956 Y2 JP S638956Y2 JP 2495882 U JP2495882 U JP 2495882U JP 2495882 U JP2495882 U JP 2495882U JP S638956 Y2 JPS638956 Y2 JP S638956Y2
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Description
【考案の詳細な説明】
この考案は電子楽器等で用いる楽音合成装置に
関し、特にデイジタル演算によつて所望音色の楽
音を合成する装置に関する。[Detailed Description of the Invention] This invention relates to a musical tone synthesis device used in electronic musical instruments, etc., and more particularly to a device for synthesizing a musical tone of a desired timbre by digital calculation.
周波数変調演算もしくはそれに類似した演算に
よつて所望音色の楽音を合成する方法もしくは装
置は、米国特許第4018121号明細書（特開昭50−
126406号）あるいは特開昭55−7733号明細書等で
知られている。しかし、それらの先行出願に示さ
れたような従来技術においては、周波数変調演算
もしくはそれに類似した演算による楽音合成の基
本構成が示されているにとどまり、具体的な音色
もしくは楽器音を合成するための手段が十分に解
明されてはいなかつた。 A method or apparatus for synthesizing a musical tone of a desired tone by frequency modulation calculation or similar calculation is disclosed in U.S. Pat.
126406) or the specification of JP-A-55-7733. However, the prior art as shown in those prior applications only shows the basic structure of musical tone synthesis using frequency modulation calculations or similar calculations; The means by which this was done had not been fully elucidated.
この考案は上述の点に鑑みてなされたもので、
周波数変調演算によつて楽音を合成するものにお
いて、複雑なスペクトル構成の楽音の合成を比較
的簡便な演算手法及び構成によつて実現し得るよ
うにした楽音合成装置を提供しようとするもので
ある。多重周波数変調演算式（ネステイング）に
従つた楽音合成は複雑なスペクトル構成の楽音合
成に適していることが知られているが、十分な効
果を挙げるには演算回路の段数が数多くなるとい
う欠点がある。この考案は、多重周波数変調演算
において巡回型周波数変調演算装置を導入し、装
置構成の簡略化及び制御性の向上を計つたことを
特徴とする。 This idea was made in view of the above points,
An object of the present invention is to provide a musical tone synthesis device that synthesizes musical tones by frequency modulation calculations and is capable of synthesizing musical tones with complex spectral structures using a relatively simple calculation method and configuration. . It is known that musical sound synthesis according to multi-frequency modulation calculation formula (nesting) is suitable for musical sound synthesis with complex spectral structure, but it has the disadvantage that it requires a large number of stages of calculation circuits to achieve sufficient effect. be. This invention is characterized in that a cyclic frequency modulation calculation device is introduced in multi-frequency modulation calculation, thereby simplifying the device configuration and improving controllability.
以下添付図面を参照してこの考案の一実施例を
詳細に説明しよう。 An embodiment of this invention will be described in detail below with reference to the accompanying drawings.
第１図に示されたこの考案の楽音合成装置で
は、縦続に設けられた３個のオペレータOP１，
OP２，OP３の初段のオペレータOP１に巡回型
周波数変調演算回路１０（（以下、周波数変調演
算をFMと略称する）の出力信号が加えられる。
巡回型FM回路１０においても１個のオペレータ
OP０が用いられている。各オペレータOP０〜
OP３の内部構成は同一であり、例えば第２図の
ようになつている。 In the musical tone synthesizer of this invention shown in FIG. 1, three operators OP1,
An output signal from a cyclic frequency modulation calculation circuit 10 (hereinafter, frequency modulation calculation is abbreviated as FM) is added to operator OP1 at the first stage of OP2 and OP3.
There is also one operator in the cyclic FM circuit 10.
OP0 is used. Each operator OP0~
The internal configuration of OP3 is the same, for example as shown in FIG.
第２図において、オペレータOP０〜OP３は正
弦波テーブル１２を含んでおり、加算器１３から
与えられるデータをアドレス信号として所定位相
角に対応する正弦波サンプル点振幅値を該テーブ
ル１２から読み出す。このオペレータOP０乃至
OP３は周波数変調演算の基本演算素子として機
能する。すなわち、加算器１３の一方入力には変
調波信号入力１４を介して適宜の変調波信号の瞬
時振幅値を示すデータ（これを仮にｆ（ωnｔ）で
示す）が与えられ、他方入力には搬送波位相入力
１５及び乗算器１６を介して搬送波信号の瞬時位
相角を示すデータ（これを仮にωcｔで示す）が
与えられる。乗算器１６には搬送周波数制御入力
１７を介して搬送周波数を制御するための係数
（これを仮にｋで示す）が与えられる。従つて、
入力１５から与えられた位相角データωcｔに係
数ｋを掛けた値「kωcｔ」が加算器１３に入力さ
れる。以上の構成によつて、正弦波テーブル１２
からは搬送波信号を変調波信号によつて周波数変
調した信号の瞬時振幅値
sin｛kωcｔ＋ｆ（ωnｔ）｝ …(1)
が読み出される。 In FIG. 2, operators OP0 to OP3 include a sine wave table 12, and read out the sine wave sample point amplitude value corresponding to a predetermined phase angle from the table 12 using data given from an adder 13 as an address signal. This operator OP0 to
OP3 functions as a basic calculation element for frequency modulation calculation. That is, data indicating the instantaneous amplitude value of a suitable modulated wave signal (temporarily denoted by f(ω n t)) is applied to one input of the adder 13 via the modulated wave signal input 14, and the other input is supplied with data indicating the instantaneous phase angle of the carrier signal (temporarily denoted by ω c t) via a carrier phase input 15 and a multiplier 16. The multiplier 16 is provided with a coefficient (temporarily designated k) for controlling the carrier frequency via a carrier frequency control input 17. Therefore,
A value “kω c t” obtained by multiplying the phase angle data ω c t given from the input 15 by the coefficient k is input to the adder 13 . With the above configuration, the sine wave table 12
The instantaneous amplitude value sin {kω c t+f(ω n t)} (1) of a signal obtained by frequency-modulating the carrier wave signal with the modulating wave signal is read from .
正弦波テーブル１２の出力は乗算器１８を経由
してオペレータOP０乃至OP３の出力信号とな
る。乗算器１８には振幅制御入力１９を介して正
弦波テーブル１２の出力信号の振幅を制御するた
めの係数が与えられる。この入力１９に外部から
与えられる係数は、オペレータOP０乃至OP３の
用途に応じて、楽音の振幅エンベロープを設定す
る係数（これを仮にΕtで示す）または変調指数
に相当する係数（これを仮にΙtで示す）のどちら
かである。オペレータの出力を変調波信号として
用いる場合は乗算器１８に与えられる係数は変調
指数Ιtを示し、楽音信号として用いる場合はその
係数は振幅エンベロープの瞬時値Εtを示す。 The output of the sine wave table 12 passes through a multiplier 18 and becomes output signals of operators OP0 to OP3. The multiplier 18 is provided with a coefficient for controlling the amplitude of the output signal of the sine wave table 12 via an amplitude control input 19. The coefficient given externally to this input 19 can be a coefficient for setting the amplitude envelope of the musical tone (temporarily denoted by Εt) or a coefficient corresponding to the modulation index (temporarily denoted by Ιt), depending on the purpose of the operators OP0 to OP3. ). When the output of the operator is used as a modulated wave signal, the coefficient given to the multiplier 18 indicates the modulation index Ιt, and when used as a musical tone signal, the coefficient indicates the instantaneous value Εt of the amplitude envelope.
第１図を参照すると、巡回型FM回路１０にお
いては、オペレータOP０の出力信号が平均化回
路２４を介してシフト回路２０に与えられ、この
シフト回路２０を介して該オペレータOP０の変
調波信号入力（第２図の１４に相当するもの）に
回帰している。尚、オペレータOP０の入力と出
力との間には適宜の時間遅れがあるものとする。
巡回型FM回路１０の出力信号は、縦続に設けら
れたオペレータOP１〜OP３のうち初段のオペレ
ータOP１の変調波信号入力（第２図の１４）に
シフト回路２１を介して与えられる。また、縦続
に設けられた各オペレータOP１〜OP３の出力信
号はその次段のオペレータOP２，OP３の変調波
信号入力（第２図の１４）にシフト回路２２，２
３を介して夫々加えられる。シフト回路２０乃至
２３は各オペレータOP０乃至OP３に与えられる
変調波信号のデイジタル値を上位桁または下位桁
に適量シフトするもので、各々におけるシフト量
はデータS0，S1，S2，S3に応じて可変できるよう
になつている。このシフトによつて、巡回型FM
回路１０においては回帰率が制御され、オペレー
タOP１〜OP３においては変調指数が制御され
る。 Referring to FIG. 1, in the cyclic FM circuit 10, the output signal of the operator OP0 is given to the shift circuit 20 via the averaging circuit 24, and the modulated wave signal of the operator OP0 is input via the shift circuit 20. (corresponding to 14 in FIG. 2). It is assumed that there is an appropriate time delay between the input and output of operator OP0.
The output signal of the cyclic FM circuit 10 is applied via a shift circuit 21 to the modulated wave signal input (14 in FIG. 2) of the operator OP1 at the first stage among the operators OP1 to OP3 provided in series. In addition, the output signals of the operators OP1 to OP3 provided in series are transferred to the modulated wave signal inputs (14 in FIG. 2) of the operators OP2 and OP3 in the next stage to the shift circuits 22 and 2.
3 respectively. The shift circuits 20 to 23 shift the digital value of the modulated wave signal given to each operator OP0 to OP3 by an appropriate amount to the upper or lower digit, and the shift amount for each is determined by the data S 0 , S 1 , S 2 , S 3 It is designed to be variable depending on the situation. With this shift, itinerant FM
In circuit 10, the regression rate is controlled, and in operators OP1-OP3, the modulation index is controlled.
各オペレータOP０〜OP３の搬送波位相入力
（第２図の１５）には、発生しようとする楽音の
周波数に対応して繰返し変化する瞬時位相角デー
タqF（第２図のωcｔに相当するもの）が夫々入力
される。この位相角データqFを発生する装置は
特に図示しないが、鍵盤における押鍵に応じて所
定周波数に対応する定数Ｆを読み出し、この数Ｆ
を規則的に累算して値「qF」（ｑは計算タイミン
グの進展に伴なう変数）を得る装置、その他周知
の装置を用いることができる。各オペレータOP
０〜OP３の搬送周波数制御入力（第２図の１７）
には搬送周波数制御係数k0，k1，k2，k3が各別に
入力される。通常、各オペレータOP０〜OP３に
は共通の位相角データqFが入力されるが、これ
を係数k0〜k3に応じて制御することにより、各オ
ペレータOP０〜OP３における搬送周波数を独立
に制御することができる。 The carrier wave phase input (15 in Figure 2) of each operator OP0 to OP3 is provided with instantaneous phase angle data qF (corresponding to ω c t in Figure 2) that repeatedly changes in accordance with the frequency of the musical tone to be generated. ) are input respectively. Although a device that generates this phase angle data qF is not particularly shown, it reads out a constant F corresponding to a predetermined frequency in response to a key press on the keyboard, and this number F
A device that regularly accumulates the value "qF" (q is a variable that accompanies the progress of calculation timing) or other well-known devices can be used. Each operator OP
Carrier frequency control input from 0 to OP3 (17 in Figure 2)
Carrier frequency control coefficients k 0 , k 1 , k 2 , and k 3 are input separately to . Normally, common phase angle data qF is input to each operator OP0 to OP3, but by controlling this according to coefficients k0 to k3 , the carrier frequency in each operator OP0 to OP3 can be controlled independently. be able to.
オペレータOP０，OP１，OP２の振幅制御入
力（第２図の１９）には変調指数に相当する振幅
係数Ι0t，Ι1t，Ι2tが夫々与えられる。これらの係
数Ι0t，Ι1t，Ι2t及びシフト量を指示するデータS0，
S2，S3に応じて各オペレータOP０，OP２，OP
３で用いる変調波信号の変調指数が設定される。
最終段のオペレータOP３の振幅制御入力（第２
図の１９）には振幅エンベロープを示す係数Ε3t
が与えられる。 Amplitude coefficients Ι 0 t, Ι 1 t, Ι 2 t corresponding to the modulation index are given to the amplitude control inputs (19 in FIG. 2) of operators OP0, OP1 , and OP2, respectively. These coefficients Ι 0 t, Ι 1 t, Ι 2 t and data S 0 indicating the shift amount,
Each operator OP0, OP2, OP according to S 2 and S 3
The modulation index of the modulated wave signal used in step 3 is set.
Amplitude control input of final stage operator OP3 (second
19) in the figure shows the coefficient E 3 t indicating the amplitude envelope.
is given.
巡回型FM回路１０では、周波数変調された信
号を任意の回帰率で変調波信号として帰還するよ
うにしているため、倍音成分が豊富でしかも低次
倍音ほどレベルが高く高次倍音になるほどレベル
が低くなる単調減少傾向の応用性の高いスペクト
ル分布をもつ信号を合成することができ、かつ回
帰率（すなわちシフト回路２０のシフト量）を制
御することにより倍音数を容易に制御できるとい
う利点をもつている。すなわち、シフト回路２０
のシフト量を制御して回帰率を高めると、巡回型
FM回路１０から出力される信号において相対的
に高次の倍音成分が数及びレベル共に増強され、
回帰率を低くするとその逆に相対的に高次の倍音
成分が数、レベル共に減少する。平均化回路２４
は、巡回によつて生じる信号振幅のハンチング現
象を防止するために設けられるもので、オペレー
タOP０から該回路２４に入力される信号の隣接
サンプル点同士の振幅の平均値を求めて出力する
ようにしてある。 In the cyclic FM circuit 10, the frequency-modulated signal is fed back as a modulated wave signal at an arbitrary regression rate, so the harmonic components are abundant, and the lower the harmonic, the higher the level, and the higher the harmonic, the higher the level. It has the advantage that it is possible to synthesize a signal having a highly applicable spectral distribution with a monotonically decreasing tendency, and that the number of overtones can be easily controlled by controlling the regression rate (that is, the shift amount of the shift circuit 20). ing. That is, the shift circuit 20
By increasing the regression rate by controlling the shift amount of
In the signal output from the FM circuit 10, relatively high-order harmonic components are enhanced both in number and level,
Conversely, when the regression rate is lowered, the number and level of relatively high-order harmonic components decrease. Averaging circuit 24
is provided to prevent the hunting phenomenon of signal amplitude caused by circulation, and is designed to calculate and output the average value of the amplitudes of adjacent sample points of the signal input from the operator OP0 to the circuit 24. There is.
さて、第１図のようなオペレータの組合せによ
れば、２重ネステイング周波数変調演算に類似し
た演算が行なわれることになるが、最初の変調項
となる巡回型FM回路１０の出力信号は前述のよ
うに倍音成分が豊富な信号であるため、単純な２
重ネステイングではなく、より複雑なネステイン
グを行なつたのと同等の楽音信号がオペレータ
OP３から得られる。そして、ネステイングの効
果によつて複雑なスペクトル構成の楽音を合成す
ることが可能である。従つて、この考案の装置
は、スペクトル分布に山谷が多い音色、例えばパ
ーカツシブ系音色あるいはサキソフオン音色な
ど、を合成するのに適している。この考案の装置
で合成するのに適した複雑なスペクトル構成の音
色には、他に、ボーベース、ギター、ハープシコ
ード、バイオリンなどがある。 Now, according to the combination of operators as shown in FIG. 1, an operation similar to the double nesting frequency modulation operation is performed, but the output signal of the cyclic FM circuit 10, which is the first modulation term, is as described above. Since the signal is rich in overtone components, the simple 2
Instead of heavy nesting, the operator receives a musical tone signal equivalent to that produced by more complex nesting.
Obtained from OP3. The nesting effect makes it possible to synthesize musical tones with complex spectral structures. Therefore, the device of this invention is suitable for synthesizing tones with many peaks and valleys in the spectral distribution, such as percussive tones or saxophone tones. Other complex spectral tones suitable for synthesis with this device include bow bass, guitar, harpsichord, and violin.
例えば、ハープシコードのように倍音が多くか
つ複雑なスペクトル構成をもつ音色は巡回型FM
回路のみでは得ることができない。そのような音
色には、この考案による巡回型FM回路１０を用
いた２重ネステイング演算が最も適している。そ
の場合、各オペレータOP０〜OP３の搬送周波数
制御係数は、一般に、最終段のオペレータOP３
で用いる係数k3をk3＝１とし、「k0≧k1≧k2≧k3」
なる関係となるように設定する。この関係を満た
しつつ各係数k0〜k2の値を任意に設定することに
より複雑な構成のスペクトルを様々な態様で実現
することができ。一例として、ハープシコードの
音色を合成する場合、k0＝９，k1＝７，k2＝３，
k3＝１とするとよい。 For example, tones like the harpsichord, which has many overtones and a complex spectral structure, are produced using cyclic FM.
This cannot be achieved with circuits alone. For such tones, the double nesting operation using the cyclic FM circuit 10 of this invention is most suitable. In that case, the carrier frequency control coefficients of each operator OP0 to OP3 are generally set to the last stage operator OP3.
The coefficient k 3 used in is set to k 3 = 1, and "k 0 ≧k 1 ≧k 2 ≧k 3 "
Set the relationship so that By satisfying this relationship and arbitrarily setting the values of each coefficient k 0 to k 2 , spectra with complex configurations can be realized in various ways. As an example, when synthesizing the tone of a harpsichord, k 0 =9, k 1 =7, k 2 =3,
It is preferable to set k 3 =1.
また、バイオリンのように高次までなだらかに
倍音を含みつつ、かつ山谷の多いスペクトルを実
現するには、各オペレータOP０〜OP３の搬送周
波数制御係数k0〜k3をすべて「１」に設定し、か
つ各オペレータOP０〜OP３毎に正弦波テーブル
１２（第２図）を読み出す際の固定位相を可変で
きるようにするとよい。すなわち、各オペレータ
OP０〜OP３の内部の加算器１３（第２図）を３
入力型とし、第３図に示すように、変調波信号デ
ータfωnｔと搬送波位相角データｋ・ωcｔに加え
て更に固定位相データθを入力し、このデータθ
に対応する一定の固定位相角を常時加算して正弦
波テーブル１２を読み出すようにするのである。
この固定位相データθは各オペレータOP０〜OP
３毎に独立に可変設定するものとする。ネステイ
ングの場合、各オペレータの搬送周波数が近寄つ
ているほど固定位相を変えたときの音色の変化が
大きくなることが確められており、上述のような
搬送周波数の固定位相制御によつて得られる効果
は大きい。 In addition, in order to achieve a spectrum with many peaks and valleys that gently contains overtones up to high frequencies like a violin, the carrier frequency control coefficients k 0 to k 3 of each operator OP0 to OP3 are all set to "1". , and the fixed phase when reading out the sine wave table 12 (FIG. 2) may be made variable for each operator OP0 to OP3. That is, each operator
The adder 13 (Figure 2) inside OP0 to OP3 is
As shown in Fig. 3, fixed phase data θ is input in addition to modulated wave signal data fω n t and carrier wave phase angle data k・ω c t, and this data θ
The sine wave table 12 is read out by constantly adding a fixed fixed phase angle corresponding to .
This fixed phase data θ is for each operator OP0~OP
It is assumed that the settings are set independently and variably every 3 times. In the case of nesting, it has been confirmed that the closer the carrier frequencies of each operator are, the greater the change in tone will be when changing the fixed phase, and this can be achieved by fixed phase control of the carrier frequency as described above. The effect is great.
尚、縦続に設けるオペレータOP１〜OP３の数
は３個に限らず、更に増してもよい。また、オペ
レータOP０〜OP３を個別に設けずに、１台のオ
ペレータを時分割使用してOP０〜OP３の機能を
果すようにしてもよい。また、ハードロジツクに
限らず、マイクロコンピユータのソフトウエア処
理によつてこの考案を実施することも可能であ
る。 Note that the number of operators OP1 to OP3 provided in cascade is not limited to three, and may be further increased. Alternatively, instead of providing the operators OP0 to OP3 individually, one operator may be used in a time-sharing manner to perform the functions of the operators OP0 to OP3. Moreover, this invention can be implemented not only by hardware logic but also by software processing of a microcomputer.
尚、巡回型FM回路１０では複数のオペレータ
を用いて巡回ループを構成するようにしてもよ
い。また、各オペレータに含まれる正弦波テーブ
ル１２は正弦波に限らず、その他の所定波形を記
憶するものであつてもよい。さらにまた、シフト
回路２１，２２，２３は適宜省略することができ
る。 Note that the cyclic FM circuit 10 may use a plurality of operators to form a cyclic loop. Further, the sine wave table 12 included in each operator is not limited to sine waves, but may store other predetermined waveforms. Furthermore, the shift circuits 21, 22, and 23 can be omitted as appropriate.
以上説明したようにこの考案によれば、縦続的
に設けた複数の周波数変調演算用オペレータの初
段の変調波信号として巡回型周波数変調演算回路
の出力信号を加えるようにしたので、複雑な多重
周波数変調演算（ネステイング）と同等の演算が
比較的簡単な構成によつて実現されるようにな
り、ボーベス、サキソフオン、ギター、ハープシ
コード、バイオリン等複雑なスペクトル構成の音
色を手軽に合成できるようになるという優れた効
果を奏する。 As explained above, according to this invention, the output signal of the cyclic frequency modulation calculation circuit is added as the modulation wave signal of the first stage of a plurality of frequency modulation calculation operators provided in series, so that complex multi-frequency Calculations equivalent to modulation calculations (nesting) can now be realized with a relatively simple configuration, making it possible to easily synthesize tones with complex spectral structures such as bobes, saxophon, guitar, harpsichord, and violin. It has excellent effects.
第１図はこの考案の一実施例を示すブロツク
図、第２図は第１図で用いるオペレータの一例を
示すブロツク図、第３図は第２図のオペレータの
変更部分を抽出して示すブロツク図、である。
OP０，OP１，OP２，OP３……オペレータ、
１０……巡回型周波数変調演算回路、１１，１３
……加算器、１２……正弦波テーブル、１４……
変調波信号入力、１５……搬送波位相入力，１
６，１８……乗算器、１７……搬送周波数制御入
力、１９……振幅制御入力、２０，２１，２２，
２３……シフト回路、ｆ（ωnｔ）……変調波信
号、ωcｔ、qF……位相角データ，ｋ，k0，k1，
k2，k3……搬送周波数制御係数、Ι（ｔ），Ι0
（ｔ），Ι1（ｔ），Ι2（ｔ）…変調指数、Ε（ｔ），
Ε3
（ｔ）……振幅係数、θ……固定位相データ。
Fig. 1 is a block diagram showing an embodiment of this invention, Fig. 2 is a block diagram showing an example of the operator used in Fig. 1, and Fig. 3 is a block diagram showing an extracted part of the operator in Fig. 2. Figure. OP0, OP1, OP2, OP3...Operator,
10...Cyclic frequency modulation calculation circuit, 11, 13
... Adder, 12 ... Sine wave table, 14 ...
Modulated wave signal input, 15... Carrier wave phase input, 1
6, 18... Multiplier, 17... Carrier frequency control input, 19... Amplitude control input, 20, 21, 22,
23...Shift circuit, f(ω n t)...Modulated wave signal, ω c t, qF...Phase angle data, k, k 0 , k 1 ,
k 2 , k 3 ...carrier frequency control coefficient, Ι(t), Ι 0
(t), Ι 1 (t), Ι 2 (t)...Modulation index, Ε(t),
E 3
(t)...Amplitude coefficient, θ...Fixed phase data.
Claims (1)
報とによつて周波数変調演算を行なう演算手段
を複数具備し、前記各演算手段の出力信号が
各々の次段の前記演算手段の前記変調波信号と
して加えられるように前記各演算手段を縦続的
に設けた演算系列と、自らの出力信号を変調波
信号として回帰させ、この変調波信号と楽音周
波数に対応する搬送波情報とによつて周波数変
調演算を行なう巡回型周波数変調演算手段とを
具え、前記巡回型周波数変調演算手段の出力信
号を前記演算系列における初段の演算手段の変
調波信号として用いるようにしたことを特徴と
する楽音合成装置。 ２ 前記巡回型周波数変調演算手段及び前記演算
系列における各演算手段の各々は、楽音周波数
に対応して繰返し変化する位相角データに任意
の係数を乗算し、前記搬送波情報として出力す
る第１の乗算手段と、前記第１の乗算手段の出
力と変調波信号とを加算する加算手段と、所定
の波形を予じめ記憶し、前記加算手段の出力を
アドレス信号として前記波形を読み出す波形記
憶手段と、前記波形記憶手段の出力信号の振幅
を可変制御する第２の乗算手段とを含むもので
ある実用新案登録請求の範囲第１項記載の楽音
合成装置。 ３ 前記加算手段で任意の固定位相データを更に
加算するようにした実用新案登録請求の範囲第
２項記載の楽音合成装置。[Claims for Utility Model Registration] 1. A plurality of calculation means for performing a frequency modulation calculation using a modulated wave signal and carrier wave information corresponding to a musical tone frequency, and the output signal of each of the calculation means is transmitted to the next stage. A calculation series in which each of the calculation means is provided in series so as to be added as the modulation wave signal of the calculation means, and its own output signal is returned as a modulation wave signal, and carrier wave information corresponding to this modulation wave signal and musical tone frequency is provided. cyclic frequency modulation calculation means for performing frequency modulation calculation according to the method, and the output signal of the cyclic frequency modulation calculation means is used as a modulated wave signal of the first stage calculation means in the calculation series. A musical tone synthesis device. 2. Each of the cyclic frequency modulation calculation means and each calculation means in the calculation sequence multiplies phase angle data that repeatedly changes in accordance with the musical tone frequency by an arbitrary coefficient, and outputs the result as the carrier wave information. addition means for adding the output of the first multiplication means and the modulated wave signal; and waveform storage means for storing a predetermined waveform in advance and reading out the waveform using the output of the addition means as an address signal. and second multiplication means for variably controlling the amplitude of the output signal of the waveform storage means. 3. The musical tone synthesis device according to claim 2, wherein the adding means further adds arbitrary fixed phase data.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2495882U JPS58128499U (en) | 1982-02-25 | 1982-02-25 | musical tone synthesizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2495882U JPS58128499U (en) | 1982-02-25 | 1982-02-25 | musical tone synthesizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58128499U JPS58128499U (en) | 1983-08-31 |
| JPS638956Y2 true JPS638956Y2 (en) | 1988-03-16 |
Family
ID=30036934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2495882U Granted JPS58128499U (en) | 1982-02-25 | 1982-02-25 | musical tone synthesizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58128499U (en) |
-
1982
- 1982-02-25 JP JP2495882U patent/JPS58128499U/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58128499U (en) | 1983-08-31 |
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