JPS5926195B2 - Induction motor control device - Google Patents
Induction motor control deviceInfo
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- JPS5926195B2 JPS5926195B2 JP52053925A JP5392577A JPS5926195B2 JP S5926195 B2 JPS5926195 B2 JP S5926195B2 JP 52053925 A JP52053925 A JP 52053925A JP 5392577 A JP5392577 A JP 5392577A JP S5926195 B2 JPS5926195 B2 JP S5926195B2
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- induction motor
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は誘導電動機の制御装置に関するもので、特に
可変電圧可変周波数(VVVF)のインバータなどを電
動機電源として用いた誘導電動機の制御装置に関するも
のである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a control device for an induction motor, and more particularly to a control device for an induction motor using a variable voltage variable frequency (VVVF) inverter or the like as a motor power source.
以下図面を用いて従来の装置とこの発明の装置について
説明するが、すべての図面を通じ同一符号は同一部分又
は相当部分を示すものとし符号の重複した説明を省略す
る。A conventional device and a device according to the present invention will be described below with reference to the drawings. The same reference numerals indicate the same or corresponding parts throughout the drawings, and redundant explanations using reference numerals will be omitted.
第1図は従来の制御装置の一例を示すブロック結線図で
、1は誘導電動機、2は回転速度検出器でその出力ωm
は電気角の回転を角周波数単位で表わした値であるとす
る。Figure 1 is a block wiring diagram showing an example of a conventional control device, where 1 is an induction motor, 2 is a rotation speed detector, and its output ωm
Suppose that is a value representing the electrical angle rotation in units of angular frequency.
3は電動機入力電流検出器、4は可変電圧可変周波数電
源による電動機制御装置で電圧調整手段41と周波数調
整手段42及び演算増幅器43〜45などで構成される
。Reference numeral 3 is a motor input current detector, and 4 is a motor control device using a variable voltage variable frequency power source, which is comprised of voltage adjustment means 41, frequency adjustment means 42, operational amplifiers 43 to 45, and the like.
そして電流及び周波数のそれぞれ独立な制御ループを構
成している。次に第1図に示す装置の動作を説明する。They constitute independent control loops for current and frequency. Next, the operation of the apparatus shown in FIG. 1 will be explained.
電動機制御装置4の出力周波数ωは回転速度検出器2で
検出された電動機1の回転周波数ωmに、一定のすベリ
周波数ω、を加えた値になるよう周波数゛調整手段42
によつて調整される。他方、電動機1に供給する電流I
mは、電流検出器3で検出されたImの値を、電流指令
値Iに等しくなるよう増幅器43及び電圧調整手段41
で制御され、電動機1は電流指令に応じたトルクTを発
生し、負荷トルクとバランスした回転ωmで回転する。
なお制御の必要に応じては第1図に点線で示すように電
流指令Iのかわりに回転数指令nを用いた速度制御ルー
プを構成する場合もある。ところで上述のごとく誘導電
動機の周波数や電流を制御した場合の発生トルクの伝達
関数は第2図のように表わされ、G1(5)=T(5V
1(5)、G2(5)=T(5)/ωs(S)は次式で
表わされることが知られている。The frequency adjustment means 42 is adjusted so that the output frequency ω of the motor control device 4 becomes the sum of the rotational frequency ωm of the electric motor 1 detected by the rotational speed detector 2 and a constant full frequency ω.
Adjusted by. On the other hand, the current I supplied to the motor 1
m is the amplifier 43 and the voltage adjustment means 41 so that the value of Im detected by the current detector 3 becomes equal to the current command value I.
The electric motor 1 generates a torque T according to the current command and rotates at a rotation ωm balanced with the load torque.
Depending on control needs, a speed control loop may be constructed using a rotational speed command n instead of the current command I, as shown by the dotted line in FIG. By the way, as mentioned above, the transfer function of the generated torque when controlling the frequency and current of the induction motor is expressed as shown in Figure 2, and G1 (5) = T (5V
1(5), G2(5)=T(5)/ωs(S) is known to be expressed by the following equation.
To1+ Trωso
G1(S)■「(lf(1+TrS)2+Tlω■oJ
’゜゜゜゜゜(1)To1+TrS−・T■ω■oG2
(S)■−・ 222・・・・・・(2)ωSO(l+
TrS)+Trωsoである。To1+ Trωso G1(S)■"(lf(1+TrS)2+Tlω■oJ
'゜゜゜゜゜(1) To1+TrS-・T■ω■oG2
(S)■−・222・・・・・・(2)ωSO(l+
TrS)+Trωso.
又第2図においてJは電動機や負荷の慣性、Dは機械損
失によつて発生するダンピングを表わし、励磁リアクタ
ンスM,二次リアクタンスL2,二次時定数Tr,極対
数Pは電動機定数であり、TO,IO,ω80はそれぞ
れトルクT,一次電流1,ω8の定常状態における値を
表わす。TrSのSはラプラス変換の記号であり、I(
S),ωs(S),T(S),G1(S),G2(S)
はI,ω1T,G1,G2がSの関数であることを表わ
す。第3図は一次電流1が変化したときのトルクTの応
答特性を示す波形図であつて、第3図に見るようにTの
応答は遅れ、かつすべり周波数ω80の減衰振動を発生
する。In Fig. 2, J represents the inertia of the motor and load, D represents damping caused by mechanical loss, excitation reactance M, secondary reactance L2, secondary time constant Tr, and number of pole pairs P are motor constants. TO, IO, and ω80 represent the values of torque T, primary current 1, and ω8 in a steady state, respectively. S in TrS is the symbol of Laplace transform, and I(
S), ωs(S), T(S), G1(S), G2(S)
represents that I, ω1T, G1, and G2 are functions of S. FIG. 3 is a waveform diagram showing the response characteristics of torque T when the primary current 1 changes. As seen in FIG. 3, the response of T is delayed and a damped vibration with a slip frequency ω80 is generated.
これは式(1)の分母がSの二次系であるためであつて
、式(2)の分母も同様にSの二次系であるため、ω3
の変化に対する平の応答も第3図に示すものと類似なも
のになる。そして通常ω80は小さな値であるため、誘
導電動機の速度制御に対する応答特性は直流機や同期機
の場合に比べて悪く、この欠点は已むを得ないものとさ
れていた。また、すべり周波数ωSOを二次定数T,よ
り大きく設定すれば式(2)の伝達関数G2(S)の分
子は負となり、正帰還ループを生じてシステムを不安定
にするという欠点があつた。This is because the denominator of equation (1) is a quadratic system of S, and the denominator of equation (2) is also a quadratic system of S, so ω3
The response of the flat to a change in will also be similar to that shown in FIG. Since ω80 is usually a small value, the response characteristics of an induction motor to speed control are worse than those of a DC machine or a synchronous machine, and this drawback has been considered to be unavoidable. In addition, if the slip frequency ωSO is set larger than the second-order constant T, the numerator of the transfer function G2(S) in equation (2) becomes negative, creating a positive feedback loop and making the system unstable. .
この発明は従来の装置における上従の欠点を除去するこ
とを目的とし、誘導電動機の応答特性を改善し、構造が
簡単で安価な誘導電動機を用いた速度制御システムにお
いても、直流機や同期機と同等な高速応答特性を達成で
きる制御装置を提供することを目的としている。The purpose of this invention is to eliminate the disadvantages of conventional devices, improve the response characteristics of induction motors, and even in speed control systems using induction motors, which have a simple structure and are inexpensive, it is possible to use direct current or synchronous motors. The purpose of the present invention is to provide a control device that can achieve high-speed response characteristics equivalent to those of the above.
この発明の他の目的は、従来の誘導電動機の持つ不安定
領域を除去することであり、更に他の目的は上記制御装
置を設定変更の容易なディジタル演算処理に適した構成
で実現することである。第4図はこの発明の基本的概念
を説明するための伝達関数を示すプロツク図である。Another object of the present invention is to eliminate the unstable region of conventional induction motors, and a further object is to realize the above-mentioned control device with a configuration suitable for digital calculation processing that allows easy setting changes. be. FIG. 4 is a block diagram showing a transfer function for explaining the basic concept of this invention.
図に於て1は第2図で示した誘導電動機部の伝達関数部
分、10はゲインα、時定数βなる一次進み補償要素で
ある。伝達関数G1(S),G2(S)は式〔1〕,〔
2〕に示されるように分子はSの二次系と一次系であり
、分母は共通の二次系である。In the figure, 1 is a transfer function portion of the induction motor section shown in FIG. 2, and 10 is a linear lead compensation element having a gain α and a time constant β. The transfer functions G1(S) and G2(S) are expressed by equations [1] and [
2], the numerator is the secondary system and the primary system of S, and the denominator is the common secondary system.
したがつて第4図のごとき一次進みの補償要素を設ける
事により、分母、分子が既約され、入力電流1(S)か
らトルクT(S)への伝達関数はSを含まない単なる定
数Kとする事が出来る。すなわち式(5)を満足する様
、α,βを決定すればよい。Therefore, by providing a linear advance compensation element as shown in Fig. 4, the denominator and numerator are irreducible, and the transfer function from input current 1 (S) to torque T (S) becomes a simple constant K that does not include S. It is possible to do this. That is, α and β may be determined so as to satisfy equation (5).
換言すれば式(1),(2),(3)を用い式(5)が
すべてのSについて恒等的に成立つようにα,βを決定
すると、α,β,Kは式(6),(7),(8)になる
。式(5)から明らかな様に、第4図を参照して、誘導
電動機のすベリ周波数の変化量△ω8を、入力電流の変
化量△Iに対し、式(6),(7)で示される値のゲイ
ンα、時定数βの一次進みの関係α(1+βS)で制御
(補償)すれば、トルクの変化量△Tは、△Iに直接応
答する。以下図面によつてこの発明の一実施例を説明す
る。In other words, if α, β are determined using equations (1), (2), and (3) so that equation (5) holds true for all S, then α, β, and K become equation (6 ), (7), (8). As is clear from equation (5), with reference to FIG. 4, the amount of change △ω8 in the full frequency of the induction motor is expressed by equations (6) and (7) with respect to the amount of change △I in input current. If control (compensation) is performed using the linear advance relationship α(1+βS) of the gain α and time constant β as shown, the torque change amount ΔT directly responds to ΔI. An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第5図はこの発明の一実施例を示すプロツク結線図であ
づて、第5図に於て11はすべり周波数指令信号を発生
する関数発生手段、13は電流のサンプリング検出手段
、14はすベリ周波数のサンプリング検出手段、15は
減算手段、16は加算手段である。FIG. 5 is a block connection diagram showing an embodiment of the present invention. In FIG. 5, 11 is a function generation means for generating a slip frequency command signal, 13 is a current sampling detection means, and 14 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. 15 is a subtraction means, and 16 is an addition means.
電動機1の入力電流1rr1は、サンプリング検出器1
3によつて所定の周期毎に検出されその値を保持してい
る。The input current 1rr1 of the motor 1 is input to the sampling detector 1
3 is detected at every predetermined period and its value is held.
又すベリ周波数検出器14は、周波数ωと回転数ω.と
をサンプリングして、検出保持している。今、ある時刻
t1に於て、制御装置4には電流指令1が与えられ、こ
の時電動機1には電流1rnが流れているとする。Furthermore, the Veri frequency detector 14 detects the frequency ω and the rotation speed ω. and is sampled, detected and held. Now, assume that at a certain time t1, a current command 1 is given to the control device 4, and a current 1rn is flowing through the motor 1 at this time.
この時のサンプリング検出器13,14の出力値をそれ
ぞれ電流及びすベリ周波数の定常値1。,ω80と見な
すと減算手段15において電動機電流の変化量1n−1
0−△Iが求まる。すベリ周波数指令用関数発生手段1
1は、これらI。,ω80,△Iを入力として(9)式
で示される関数Fの演算を行ない、すべり周波数の変化
分△ω8を指令すると共に△I(t1)の値を保存する
。第4図を参照して、F(IO,ω80,△I)=I(
S)×α(1+βS)=αI(S)+αβS−1(S)
(6),(7)式を代入し、時刻t1においては次のよ
うに近似される。The output values of the sampling detectors 13 and 14 at this time are the steady values 1 of the current and the full frequency, respectively. , ω80, the subtraction means 15 calculates the amount of change in motor current 1n-1
0-ΔI is found. Suberi frequency command function generation means 1
1 is these I. , ω80, and ΔI are input to calculate the function F shown by equation (9), command the change in slip frequency Δω8, and save the value of ΔI(t1). Referring to FIG. 4, F(IO, ω80, △I)=I(
S)×α(1+βS)=αI(S)+αβS-1(S)
By substituting equations (6) and (7), the following approximation is obtained at time t1.
ここで△I(t1)は現計算時刻t1における△の値、
△I(TO)は、前の計算時刻TOにおける△1の値で
ある。Here, △I(t1) is the value of △ at the current calculation time t1,
ΔI(TO) is the value of Δ1 at the previous calculation time TO.
関数発生手段11によつて得られた△ω8は、加算手段
16により定常値ω,oを加え、実際のすベリ周波数指
令信号ω8として制御装置4に加えられる。制御装置4
はこれらの指令を入力とし、前述の第1図の実施例と同
様に、これに応じた電流や周波数を電動機1に供給する
。次の計算時刻に達すると、関数発生手段11は新しい
電流変イビ量△I(T2)を入力とし、先と同様に演算
して新しい指令△ω8を発生する。Δω8 obtained by the function generating means 11 is added with steady-state values ω and o by the adding means 16, and is applied to the control device 4 as an actual full frequency command signal ω8. Control device 4
inputs these commands and supplies the electric motor 1 with current and frequency according to these commands, similar to the embodiment shown in FIG. 1 described above. When the next calculation time is reached, the function generating means 11 inputs the new current variation amount ΔI (T2), performs the same calculation as before, and generates a new command Δω8.
この様にして、電動機の電流1mやすべり周波数ω8は
変化するが、次のサンプリング時刻に達すると、検出器
13や14は新しい値を検出し、保持することにより以
後の計算時刻に於ては新しい値をI。やω80として使
用する。この様にすれば基準値1。In this way, the motor current 1m and the slip frequency ω8 change, but when the next sampling time is reached, the detectors 13 and 14 detect and hold the new values, so that they can be used at subsequent calculation times. I the new value. Or use it as ω80. In this way, the standard value is 1.
やωSOも刻々新しい値を用いる事が出来、大巾な状態
の変化に対しても十分な精度で応答出来る。この様にし
て得られたすべり周波数指令の変化量は電動機入力電流
の変化量に対し、一次進みとなり、常に式(5)の関係
を満足しているため、前述のごとく、誘導電動機の持つ
二次遅れ特性が補償され、電流の変化に対し、発生トル
クは瞬時応答を行う事が出来る。ωSO can also use new values every moment, and can respond with sufficient accuracy even to wide changes in state. The amount of change in the slip frequency command obtained in this way is a linear advance with respect to the amount of change in the motor input current, and always satisfies the relationship of equation (5). The next-order lag characteristic is compensated, and the generated torque can respond instantaneously to changes in current.
この結果、これを用いた誘導電動機の速度制御装置やト
ルク制御装置は、直流機や、同期機並の高速安定応答が
可能となる。なお第5図の実施例では、第4図の伝達関
数プロツク図と対応させ、理解を容易にするため減算手
段15や加算手段16を分離して示しているが、これら
の機能は関数発生手段11に付加する事が出来る。又、
必要に応じて11の計算周期と、13,14のサンプリ
ング周期を同期一致させる事も可能である。As a result, a speed control device or a torque control device for an induction motor using the same can achieve a high-speed and stable response comparable to that of a DC machine or a synchronous machine. In the embodiment shown in FIG. 5, the subtraction means 15 and the addition means 16 are shown separately for ease of understanding in correspondence with the transfer function block diagram shown in FIG. It can be added to 11. or,
If necessary, it is also possible to synchronize the calculation period 11 with the sampling periods 13 and 14.
そして、上記実施例のごときこの発明は所定間隔のサン
プリングのように不連続制御システムが実現出来るため
関数発生手段11等ここに用いた演算処理機能は、いわ
ゆるマイコンなどデイジタル演算処理手段に適し、容易
に実現出来る。In addition, since the present invention as in the embodiment described above can realize a discontinuous control system such as sampling at predetermined intervals, the arithmetic processing functions used here, such as the function generating means 11, are suitable for digital arithmetic processing means such as a so-called microcomputer, and are easy to use. It can be realized.
第6図は第5図の関数発生手段11の具体的計算手順を
示すフローチヤートである。プログラムAは、関数発生
手段11の定数を計算する部分、プログラムBは、Aで
計算した定数を用いて、指令するすベリ角周波数ω8を
計算する部分である。A,B両プログラム共に前述の説
明と合わせるため、定数、変数は同じ記号を用いtら2
旧で、誘導機の回転子時定数Tr、定常すべり角周波数
ω80、定常固定子供給電流1。FIG. 6 is a flowchart showing a specific calculation procedure of the function generating means 11 shown in FIG. Program A is a part that calculates constants for the function generating means 11, and program B is a part that uses the constants calculated in A to calculate the commanded slip angular frequency ω8. In order to match the above explanation for both programs A and B, the same symbols are used for constants and variables.
In the old version, the rotor time constant Tr of the induction machine, the steady slip angular frequency ω80, and the steady fixed child supply current 1.
を入力する。202では、それを用いて式(6)、式(
7)に従つて、一次進み要素の定数α,βを計算する。Enter. In 202, using this, equation (6) and equation (
7), calculate the constants α and β of the linear advance element.
203では固定子供給電流の変化量△Iを入力し、レジ
スタINEWにその値を入れて置く。At step 203, the amount of change ΔI in the fixed child supply current is input, and the value is stored in the register INEW.
204では、INEWの値と、1つ前のサンプル点での
△1の値10LDとの差を作り、微分の近似値としてC
7=(INEW−10LD)/TAUと言う式を用いて
いる。In 204, create the difference between the value of INEW and the value of △1 at the previous sample point, 10LD, and use C as an approximate value of the differential.
The formula 7=(INEW-10LD)/TAU is used.
この場合のTAUはサンプル周期を表わし、(9)式の
t1−TOに対応している。この値より式(9)に従つ
て指令すべり角周波数ω,を求め、205で出力する。
更に205では、現サンプル周期でのΔIの値1NEW
を次のサンプル期間で、10LDとして使うため、レジ
スタIOLDに移す。そして、このプログラムは終る。
プログラムAの実行周期と、プログラムBの実行周期は
一致させる必要はなく、プログラムBを数回実行する毎
に1度だけ、プログラムAで各定数をセツトし直すと言
う方法を用いる事も出来る。TAU in this case represents the sampling period and corresponds to t1-TO in equation (9). From this value, the command slip angular frequency ω is determined according to equation (9), and is output at step 205.
Furthermore, at 205, the value of ΔI at the current sample period is 1NEW
is moved to register IOLD in order to use it as 10LD in the next sample period. And then this program ends.
The execution cycle of program A and the execution cycle of program B do not need to match, and it is also possible to use a method of resetting each constant in program A only once every time program B is executed several times.
又、この周期は、計算機自体で設定する事も、外部から
与えられる信号により、それと同期して実行する事も出
来る。プログラムBで用いているTAUはその周期に応
じて、予め設定する。又、第6図で示した数式の演算記
号は、*が乗算、/が除算を表わす。以下FORTRA
N−1Vに拠つている。以上の様に、この発明によれば
、誘導電動機の入力電流とすべり周波数をサンプリング
検出し、ある動作区間での基準値を求めると共に、これ
を用いて電動機電流の変化量に対し、常に電動機の持つ
二次遅れ特性を打消す様なゲイン、時定数を持今一次進
みの関係のすべり周波数変化量を計算指令する様に構成
されているため、電動機電流の変化に対しトルクは瞬時
に応答しさらに広い動作範囲にわたつて安定であるので
、誘導電動機を用いた速度やトルク制御システムに於て
、直流機や同期機並の秀れた高速安定応答を達成するこ
とが出来る。Further, this period can be set by the computer itself, or can be executed in synchronization with the signal given from the outside. The TAU used in program B is set in advance according to its cycle. Further, as for the operation symbols in the formula shown in FIG. 6, * represents multiplication and / represents division. FORTRA below
Based on N-1V. As described above, according to the present invention, the input current and slip frequency of the induction motor are sampled and detected, a reference value is obtained in a certain operating section, and this is used to constantly control the motor in response to changes in the motor current. It has a gain and time constant that cancels the second-order lag characteristic, and is configured to command the calculation of the amount of change in slip frequency in a first-order lead relationship, so the torque responds instantaneously to changes in motor current. Furthermore, since it is stable over a wide operating range, speed and torque control systems using induction motors can achieve excellent high-speed and stable response comparable to that of DC machines or synchronous machines.
第1図は従来の誘導電動機制御装置の一例を示すプロツ
ク結線図、第2図は誘導電動機の伝達関数を示すプロツ
ク図、第3図は、誘導機のトルク応答を示す波形図、第
4図はこの発明の概念を説明するための伝達関数を示す
プロツク図、第5図はこの発明の一実施例を示すプロツ
ク結線図、第6図は第5図の関数発生手段の具体的計算
手順を示すフローチヤートである。
図に於て、1は誘導電動機、2は回転速度検出器、3は
電流検出器、4は電動機制御装置、11は関数発生手段
、13は電流サンプリング検出手段、11はすべり周波
数サンプリング検出手段である。Fig. 1 is a block diagram showing an example of a conventional induction motor control device, Fig. 2 is a block diagram showing the transfer function of the induction motor, Fig. 3 is a waveform diagram showing the torque response of the induction motor, and Fig. 4 is a block diagram showing an example of a conventional induction motor control device. 5 is a block diagram showing a transfer function for explaining the concept of this invention, FIG. 5 is a block diagram showing an embodiment of this invention, and FIG. This is a flowchart. In the figure, 1 is an induction motor, 2 is a rotational speed detector, 3 is a current detector, 4 is a motor control device, 11 is a function generation means, 13 is a current sampling detection means, and 11 is a slip frequency sampling detection means. be.
Claims (1)
手段41、43と上記供給電流I_mの周波数ωを制御
することにより電動機1のすべり周波数ω_sを制御す
る手段42、44とを有する誘導電動機1の制御装置に
おいて、上記供給電流I_mの大きさ及び上記誘導電動
機1のすべり周波数ω_sをサンプリング検出する手段
13、14、上記すべり周波数ω_sを制御する手段4
2、44の入力信号の変化量△ω_sを上記供給電流I
_mの大きさの変化量△Iに対し一次進みの関係に保ち
、上記一次進みの関係におけるゲインα及び時定数βを
上記供給電流I_mの大きさのサンプリング値I_0及
び上記すべり周波数ω_sのサンプリング値ω_s_0
を用いて計算する手段11を備えたことを特徴とする誘
導電動機の制御装置。1. An induction motor 1 having means 41, 43 for controlling the magnitude of the supply current I_m of the induction motor 1, and means 42, 44 for controlling the slip frequency ω_s of the motor 1 by controlling the frequency ω of the supply current I_m. In the control device, means 13, 14 for sampling and detecting the magnitude of the supply current I_m and the slip frequency ω_s of the induction motor 1, and means 4 for controlling the slip frequency ω_s.
2. The amount of change △ω_s of the input signal of 44 is expressed as the above supply current I
A linear lead relationship is maintained with respect to the amount of change ΔI in the magnitude of __m, and the gain α and time constant β in the linear lead relationship are set as the sampling value I_0 of the magnitude of the supply current I_m and the sampling value of the slip frequency ω_s. ω_s_0
1. A control device for an induction motor, comprising means 11 for calculating using.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP52053925A JPS5926195B2 (en) | 1977-05-10 | 1977-05-10 | Induction motor control device |
Applications Claiming Priority (1)
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JP52053925A JPS5926195B2 (en) | 1977-05-10 | 1977-05-10 | Induction motor control device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPS53139120A JPS53139120A (en) | 1978-12-05 |
JPS5926195B2 true JPS5926195B2 (en) | 1984-06-25 |
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JP52053925A Expired JPS5926195B2 (en) | 1977-05-10 | 1977-05-10 | Induction motor control device |
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Families Citing this family (1)
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JPH01270793A (en) * | 1988-04-21 | 1989-10-30 | Fanuc Ltd | Current controller for pwm control |
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1977
- 1977-05-10 JP JP52053925A patent/JPS5926195B2/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS53139120A (en) | 1978-12-05 |
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