JPS5926195B2 - Induction motor control device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は誘導電動機の制御装置に関するもので、特に
可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）のインバータなどを電
動機電源として用いた誘導電動機の制御装置に関するも
のである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a control device for an induction motor, and more particularly to a control device for an induction motor using a variable voltage variable frequency (VVVF) inverter or the like as a motor power source.

以下図面を用いて従来の装置とこの発明の装置について
説明するが、すべての図面を通じ同一符号は同一部分又
は相当部分を示すものとし符号の重複した説明を省略す
る。A conventional device and a device according to the present invention will be described below with reference to the drawings. The same reference numerals indicate the same or corresponding parts throughout the drawings, and redundant explanations using reference numerals will be omitted.

第１図は従来の制御装置の一例を示すブロック結線図で
、１は誘導電動機、２は回転速度検出器でその出力ωｍ
は電気角の回転を角周波数単位で表わした値であるとす
る。Figure 1 is a block wiring diagram showing an example of a conventional control device, where 1 is an induction motor, 2 is a rotation speed detector, and its output ωm
Suppose that is a value representing the electrical angle rotation in units of angular frequency.

３は電動機入力電流検出器、４は可変電圧可変周波数電
源による電動機制御装置で電圧調整手段４１と周波数調
整手段４２及び演算増幅器４３〜４５などで構成される
。Reference numeral 3 is a motor input current detector, and 4 is a motor control device using a variable voltage variable frequency power source, which is comprised of voltage adjustment means 41, frequency adjustment means 42, operational amplifiers 43 to 45, and the like.

そして電流及び周波数のそれぞれ独立な制御ループを構
成している。次に第１図に示す装置の動作を説明する。They constitute independent control loops for current and frequency. Next, the operation of the apparatus shown in FIG. 1 will be explained.

電動機制御装置４の出力周波数ωは回転速度検出器２で
検出された電動機１の回転周波数ωｍに、一定のすベリ
周波数ω、を加えた値になるよう周波数゛調整手段４２
によつて調整される。他方、電動機１に供給する電流Ｉ
ｍは、電流検出器３で検出されたＩｍの値を、電流指令
値Ｉに等しくなるよう増幅器４３及び電圧調整手段４１
で制御され、電動機１は電流指令に応じたトルクＴを発
生し、負荷トルクとバランスした回転ωｍで回転する。
なお制御の必要に応じては第１図に点線で示すように電
流指令Ｉのかわりに回転数指令ｎを用いた速度制御ルー
プを構成する場合もある。ところで上述のごとく誘導電
動機の周波数や電流を制御した場合の発生トルクの伝達
関数は第２図のように表わされ、Ｇ１（５）＝Ｔ（５Ｖ
１（５）、Ｇ２（５）＝Ｔ（５）／ωｓ（Ｓ）は次式で
表わされることが知られている。The frequency adjustment means 42 is adjusted so that the output frequency ω of the motor control device 4 becomes the sum of the rotational frequency ωm of the electric motor 1 detected by the rotational speed detector 2 and a constant full frequency ω.
Adjusted by. On the other hand, the current I supplied to the motor 1
m is the amplifier 43 and the voltage adjustment means 41 so that the value of Im detected by the current detector 3 becomes equal to the current command value I.
The electric motor 1 generates a torque T according to the current command and rotates at a rotation ωm balanced with the load torque.
Depending on control needs, a speed control loop may be constructed using a rotational speed command n instead of the current command I, as shown by the dotted line in FIG. By the way, as mentioned above, the transfer function of the generated torque when controlling the frequency and current of the induction motor is expressed as shown in Figure 2, and G1 (5) = T (5V
1(5), G2(5)=T(5)/ωs(S) is known to be expressed by the following equation.

Ｔｏ１＋ Ｔｒωｓｏ Ｇ１（Ｓ）■「（ｌｆ（１＋ＴｒＳ）２＋Ｔｌω■ｏＪ
’゜゜゜゜゜（１）Ｔｏ１＋ＴｒＳ−・Ｔ■ω■ｏＧ２
（Ｓ）■−・ ２２２・・・・・・（２）ωＳＯ（ｌ＋
ＴｒＳ）＋Ｔｒωｓｏである。To1+ Trωso G1(S)■"(lf(1+TrS)2+Tlω■oJ
'゜゜゜゜゜(1) To1+TrS-・T■ω■oG2
(S)■−・222・・・・・・(2)ωSO(l+
TrS)+Trωso.

又第２図においてＪは電動機や負荷の慣性、Ｄは機械損
失によつて発生するダンピングを表わし、励磁リアクタ
ンスＭ，二次リアクタンスＬ２，二次時定数Ｔｒ，極対
数Ｐは電動機定数であり、ＴＯ，ＩＯ，ω８０はそれぞ
れトルクＴ，一次電流１，ω８の定常状態における値を
表わす。ＴｒＳのＳはラプラス変換の記号であり、Ｉ（
Ｓ），ωｓ（Ｓ），Ｔ（Ｓ），Ｇ１（Ｓ），Ｇ２（Ｓ）
はＩ，ω１Ｔ，Ｇ１，Ｇ２がＳの関数であることを表わ
す。第３図は一次電流１が変化したときのトルクＴの応
答特性を示す波形図であつて、第３図に見るようにＴの
応答は遅れ、かつすべり周波数ω８０の減衰振動を発生
する。In Fig. 2, J represents the inertia of the motor and load, D represents damping caused by mechanical loss, excitation reactance M, secondary reactance L2, secondary time constant Tr, and number of pole pairs P are motor constants. TO, IO, and ω80 represent the values of torque T, primary current 1, and ω8 in a steady state, respectively. S in TrS is the symbol of Laplace transform, and I(
S), ωs(S), T(S), G1(S), G2(S)
represents that I, ω1T, G1, and G2 are functions of S. FIG. 3 is a waveform diagram showing the response characteristics of torque T when the primary current 1 changes. As seen in FIG. 3, the response of T is delayed and a damped vibration with a slip frequency ω80 is generated.

これは式（１）の分母がＳの二次系であるためであつて
、式（２）の分母も同様にＳの二次系であるため、ω３
の変化に対する平の応答も第３図に示すものと類似なも
のになる。そして通常ω８０は小さな値であるため、誘
導電動機の速度制御に対する応答特性は直流機や同期機
の場合に比べて悪く、この欠点は已むを得ないものとさ
れていた。また、すべり周波数ωＳＯを二次定数Ｔ，よ
り大きく設定すれば式（２）の伝達関数Ｇ２（Ｓ）の分
子は負となり、正帰還ループを生じてシステムを不安定
にするという欠点があつた。This is because the denominator of equation (1) is a quadratic system of S, and the denominator of equation (2) is also a quadratic system of S, so ω3
The response of the flat to a change in will also be similar to that shown in FIG. Since ω80 is usually a small value, the response characteristics of an induction motor to speed control are worse than those of a DC machine or a synchronous machine, and this drawback has been considered to be unavoidable. In addition, if the slip frequency ωSO is set larger than the second-order constant T, the numerator of the transfer function G2(S) in equation (2) becomes negative, creating a positive feedback loop and making the system unstable. .

この発明は従来の装置における上従の欠点を除去するこ
とを目的とし、誘導電動機の応答特性を改善し、構造が
簡単で安価な誘導電動機を用いた速度制御システムにお
いても、直流機や同期機と同等な高速応答特性を達成で
きる制御装置を提供することを目的としている。The purpose of this invention is to eliminate the disadvantages of conventional devices, improve the response characteristics of induction motors, and even in speed control systems using induction motors, which have a simple structure and are inexpensive, it is possible to use direct current or synchronous motors. The purpose of the present invention is to provide a control device that can achieve high-speed response characteristics equivalent to those of the above.

この発明の他の目的は、従来の誘導電動機の持つ不安定
領域を除去することであり、更に他の目的は上記制御装
置を設定変更の容易なディジタル演算処理に適した構成
で実現することである。第４図はこの発明の基本的概念
を説明するための伝達関数を示すプロツク図である。Another object of the present invention is to eliminate the unstable region of conventional induction motors, and a further object is to realize the above-mentioned control device with a configuration suitable for digital calculation processing that allows easy setting changes. be. FIG. 4 is a block diagram showing a transfer function for explaining the basic concept of this invention.

図に於て１は第２図で示した誘導電動機部の伝達関数部
分、１０はゲインα、時定数βなる一次進み補償要素で
ある。伝達関数Ｇ１（Ｓ），Ｇ２（Ｓ）は式〔１〕，〔
２〕に示されるように分子はＳの二次系と一次系であり
、分母は共通の二次系である。In the figure, 1 is a transfer function portion of the induction motor section shown in FIG. 2, and 10 is a linear lead compensation element having a gain α and a time constant β. The transfer functions G1(S) and G2(S) are expressed by equations [1] and [
2], the numerator is the secondary system and the primary system of S, and the denominator is the common secondary system.

したがつて第４図のごとき一次進みの補償要素を設ける
事により、分母、分子が既約され、入力電流１（Ｓ）か
らトルクＴ（Ｓ）への伝達関数はＳを含まない単なる定
数Ｋとする事が出来る。すなわち式（５）を満足する様
、α，βを決定すればよい。Therefore, by providing a linear advance compensation element as shown in Fig. 4, the denominator and numerator are irreducible, and the transfer function from input current 1 (S) to torque T (S) becomes a simple constant K that does not include S. It is possible to do this. That is, α and β may be determined so as to satisfy equation (5).

換言すれば式（１），（２），（３）を用い式（５）が
すべてのＳについて恒等的に成立つようにα，βを決定
すると、α，β，Ｋは式（６），（７），（８）になる
。式（５）から明らかな様に、第４図を参照して、誘導
電動機のすベリ周波数の変化量△ω８を、入力電流の変
化量△Ｉに対し、式（６），（７）で示される値のゲイ
ンα、時定数βの一次進みの関係α（１＋βＳ）で制御
（補償）すれば、トルクの変化量△Ｔは、△Ｉに直接応
答する。以下図面によつてこの発明の一実施例を説明す
る。In other words, if α, β are determined using equations (1), (2), and (3) so that equation (5) holds true for all S, then α, β, and K become equation (6 ), (7), (8). As is clear from equation (5), with reference to FIG. 4, the amount of change △ω8 in the full frequency of the induction motor is expressed by equations (6) and (7) with respect to the amount of change △I in input current. If control (compensation) is performed using the linear advance relationship α(1+βS) of the gain α and time constant β as shown, the torque change amount ΔT directly responds to ΔI. An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

第５図はこの発明の一実施例を示すプロツク結線図であ
づて、第５図に於て１１はすべり周波数指令信号を発生
する関数発生手段、１３は電流のサンプリング検出手段
、１４はすベリ周波数のサンプリング検出手段、１５は
減算手段、１６は加算手段である。FIG. 5 is a block connection diagram showing an embodiment of the present invention. In FIG. 5, 11 is a function generation means for generating a slip frequency command signal, 13 is a current sampling detection means, and 14 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. 15 is a subtraction means, and 16 is an addition means.

電動機１の入力電流１ｒｒ１は、サンプリング検出器１
３によつて所定の周期毎に検出されその値を保持してい
る。The input current 1rr1 of the motor 1 is input to the sampling detector 1
3 is detected at every predetermined period and its value is held.

又すベリ周波数検出器１４は、周波数ωと回転数ω．と
をサンプリングして、検出保持している。今、ある時刻
ｔ１に於て、制御装置４には電流指令１が与えられ、こ
の時電動機１には電流１ｒｎが流れているとする。Furthermore, the Veri frequency detector 14 detects the frequency ω and the rotation speed ω. and is sampled, detected and held. Now, assume that at a certain time t1, a current command 1 is given to the control device 4, and a current 1rn is flowing through the motor 1 at this time.

この時のサンプリング検出器１３，１４の出力値をそれ
ぞれ電流及びすベリ周波数の定常値１。，ω８０と見な
すと減算手段１５において電動機電流の変化量１ｎ−１
０−△Ｉが求まる。すベリ周波数指令用関数発生手段１
１は、これらＩ。，ω８０，△Ｉを入力として（９）式
で示される関数Ｆの演算を行ない、すべり周波数の変化
分△ω８を指令すると共に△Ｉ（ｔ１）の値を保存する
。第４図を参照して、Ｆ（ＩＯ，ω８０，△Ｉ）＝Ｉ（
Ｓ）×α（１＋βＳ）＝αＩ（Ｓ）＋αβＳ−１（Ｓ）
（６），（７）式を代入し、時刻ｔ１においては次のよ
うに近似される。The output values of the sampling detectors 13 and 14 at this time are the steady values 1 of the current and the full frequency, respectively. , ω80, the subtraction means 15 calculates the amount of change in motor current 1n-1
0-ΔI is found. Suberi frequency command function generation means 1
1 is these I. , ω80, and ΔI are input to calculate the function F shown by equation (9), command the change in slip frequency Δω8, and save the value of ΔI(t1). Referring to FIG. 4, F(IO, ω80, △I)=I(
S)×α(1+βS)=αI(S)+αβS-1(S)
By substituting equations (6) and (7), the following approximation is obtained at time t1.

ここで△Ｉ（ｔ１）は現計算時刻ｔ１における△の値、
△Ｉ（ＴＯ）は、前の計算時刻ＴＯにおける△１の値で
ある。Here, △I(t1) is the value of △ at the current calculation time t1,
ΔI(TO) is the value of Δ1 at the previous calculation time TO.

関数発生手段１１によつて得られた△ω８は、加算手段
１６により定常値ω，ｏを加え、実際のすベリ周波数指
令信号ω８として制御装置４に加えられる。制御装置４
はこれらの指令を入力とし、前述の第１図の実施例と同
様に、これに応じた電流や周波数を電動機１に供給する
。次の計算時刻に達すると、関数発生手段１１は新しい
電流変イビ量△Ｉ（Ｔ２）を入力とし、先と同様に演算
して新しい指令△ω８を発生する。Δω8 obtained by the function generating means 11 is added with steady-state values ω and o by the adding means 16, and is applied to the control device 4 as an actual full frequency command signal ω8. Control device 4
inputs these commands and supplies the electric motor 1 with current and frequency according to these commands, similar to the embodiment shown in FIG. 1 described above. When the next calculation time is reached, the function generating means 11 inputs the new current variation amount ΔI (T2), performs the same calculation as before, and generates a new command Δω8.

この様にして、電動機の電流１ｍやすべり周波数ω８は
変化するが、次のサンプリング時刻に達すると、検出器
１３や１４は新しい値を検出し、保持することにより以
後の計算時刻に於ては新しい値をＩ。やω８０として使
用する。この様にすれば基準値１。In this way, the motor current 1m and the slip frequency ω8 change, but when the next sampling time is reached, the detectors 13 and 14 detect and hold the new values, so that they can be used at subsequent calculation times. I the new value. Or use it as ω80. In this way, the standard value is 1.

やωＳＯも刻々新しい値を用いる事が出来、大巾な状態
の変化に対しても十分な精度で応答出来る。この様にし
て得られたすべり周波数指令の変化量は電動機入力電流
の変化量に対し、一次進みとなり、常に式（５）の関係
を満足しているため、前述のごとく、誘導電動機の持つ
二次遅れ特性が補償され、電流の変化に対し、発生トル
クは瞬時応答を行う事が出来る。ωSO can also use new values every moment, and can respond with sufficient accuracy even to wide changes in state. The amount of change in the slip frequency command obtained in this way is a linear advance with respect to the amount of change in the motor input current, and always satisfies the relationship of equation (5). The next-order lag characteristic is compensated, and the generated torque can respond instantaneously to changes in current.

この結果、これを用いた誘導電動機の速度制御装置やト
ルク制御装置は、直流機や、同期機並の高速安定応答が
可能となる。なお第５図の実施例では、第４図の伝達関
数プロツク図と対応させ、理解を容易にするため減算手
段１５や加算手段１６を分離して示しているが、これら
の機能は関数発生手段１１に付加する事が出来る。又、
必要に応じて１１の計算周期と、１３，１４のサンプリ
ング周期を同期一致させる事も可能である。As a result, a speed control device or a torque control device for an induction motor using the same can achieve a high-speed and stable response comparable to that of a DC machine or a synchronous machine. In the embodiment shown in FIG. 5, the subtraction means 15 and the addition means 16 are shown separately for ease of understanding in correspondence with the transfer function block diagram shown in FIG. It can be added to 11. or,
If necessary, it is also possible to synchronize the calculation period 11 with the sampling periods 13 and 14.

そして、上記実施例のごときこの発明は所定間隔のサン
プリングのように不連続制御システムが実現出来るため
関数発生手段１１等ここに用いた演算処理機能は、いわ
ゆるマイコンなどデイジタル演算処理手段に適し、容易
に実現出来る。In addition, since the present invention as in the embodiment described above can realize a discontinuous control system such as sampling at predetermined intervals, the arithmetic processing functions used here, such as the function generating means 11, are suitable for digital arithmetic processing means such as a so-called microcomputer, and are easy to use. It can be realized.

第６図は第５図の関数発生手段１１の具体的計算手順を
示すフローチヤートである。プログラムＡは、関数発生
手段１１の定数を計算する部分、プログラムＢは、Ａで
計算した定数を用いて、指令するすベリ角周波数ω８を
計算する部分である。Ａ，Ｂ両プログラム共に前述の説
明と合わせるため、定数、変数は同じ記号を用いｔら２
旧で、誘導機の回転子時定数Ｔｒ、定常すべり角周波数
ω８０、定常固定子供給電流１。FIG. 6 is a flowchart showing a specific calculation procedure of the function generating means 11 shown in FIG. Program A is a part that calculates constants for the function generating means 11, and program B is a part that uses the constants calculated in A to calculate the commanded slip angular frequency ω8. In order to match the above explanation for both programs A and B, the same symbols are used for constants and variables.
In the old version, the rotor time constant Tr of the induction machine, the steady slip angular frequency ω80, and the steady fixed child supply current 1.

を入力する。２０２では、それを用いて式（６）、式（
７）に従つて、一次進み要素の定数α，βを計算する。Enter. In 202, using this, equation (6) and equation (
7), calculate the constants α and β of the linear advance element.

２０３では固定子供給電流の変化量△Ｉを入力し、レジ
スタＩＮＥＷにその値を入れて置く。At step 203, the amount of change ΔI in the fixed child supply current is input, and the value is stored in the register INEW.

２０４では、ＩＮＥＷの値と、１つ前のサンプル点での
△１の値１０ＬＤとの差を作り、微分の近似値としてＣ
７＝（ＩＮＥＷ−１０ＬＤ）／ＴＡＵと言う式を用いて
いる。In 204, create the difference between the value of INEW and the value of △1 at the previous sample point, 10LD, and use C as an approximate value of the differential.
The formula 7=(INEW-10LD)/TAU is used.

この場合のＴＡＵはサンプル周期を表わし、（９）式の
ｔ１−ＴＯに対応している。この値より式（９）に従つ
て指令すべり角周波数ω，を求め、２０５で出力する。
更に２０５では、現サンプル周期でのΔＩの値１ＮＥＷ
を次のサンプル期間で、１０ＬＤとして使うため、レジ
スタＩＯＬＤに移す。そして、このプログラムは終る。
プログラムＡの実行周期と、プログラムＢの実行周期は
一致させる必要はなく、プログラムＢを数回実行する毎
に１度だけ、プログラムＡで各定数をセツトし直すと言
う方法を用いる事も出来る。TAU in this case represents the sampling period and corresponds to t1-TO in equation (9). From this value, the command slip angular frequency ω is determined according to equation (9), and is output at step 205.
Furthermore, at 205, the value of ΔI at the current sample period is 1NEW
is moved to register IOLD in order to use it as 10LD in the next sample period. And then this program ends.
The execution cycle of program A and the execution cycle of program B do not need to match, and it is also possible to use a method of resetting each constant in program A only once every time program B is executed several times.

又、この周期は、計算機自体で設定する事も、外部から
与えられる信号により、それと同期して実行する事も出
来る。プログラムＢで用いているＴＡＵはその周期に応
じて、予め設定する。又、第６図で示した数式の演算記
号は、＊が乗算、／が除算を表わす。以下ＦＯＲＴＲＡ
Ｎ−１Ｖに拠つている。以上の様に、この発明によれば
、誘導電動機の入力電流とすべり周波数をサンプリング
検出し、ある動作区間での基準値を求めると共に、これ
を用いて電動機電流の変化量に対し、常に電動機の持つ
二次遅れ特性を打消す様なゲイン、時定数を持今一次進
みの関係のすべり周波数変化量を計算指令する様に構成
されているため、電動機電流の変化に対しトルクは瞬時
に応答しさらに広い動作範囲にわたつて安定であるので
、誘導電動機を用いた速度やトルク制御システムに於て
、直流機や同期機並の秀れた高速安定応答を達成するこ
とが出来る。Further, this period can be set by the computer itself, or can be executed in synchronization with the signal given from the outside. The TAU used in program B is set in advance according to its cycle. Further, as for the operation symbols in the formula shown in FIG. 6, * represents multiplication and / represents division. FORTRA below
Based on N-1V. As described above, according to the present invention, the input current and slip frequency of the induction motor are sampled and detected, a reference value is obtained in a certain operating section, and this is used to constantly control the motor in response to changes in the motor current. It has a gain and time constant that cancels the second-order lag characteristic, and is configured to command the calculation of the amount of change in slip frequency in a first-order lead relationship, so the torque responds instantaneously to changes in motor current. Furthermore, since it is stable over a wide operating range, speed and torque control systems using induction motors can achieve excellent high-speed and stable response comparable to that of DC machines or synchronous machines.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来の誘導電動機制御装置の一例を示すプロツ
ク結線図、第２図は誘導電動機の伝達関数を示すプロツ
ク図、第３図は、誘導機のトルク応答を示す波形図、第
４図はこの発明の概念を説明するための伝達関数を示す
プロツク図、第５図はこの発明の一実施例を示すプロツ
ク結線図、第６図は第５図の関数発生手段の具体的計算
手順を示すフローチヤートである。 図に於て、１は誘導電動機、２は回転速度検出器、３は
電流検出器、４は電動機制御装置、１１は関数発生手段
、１３は電流サンプリング検出手段、１１はすべり周波
数サンプリング検出手段である。Fig. 1 is a block diagram showing an example of a conventional induction motor control device, Fig. 2 is a block diagram showing the transfer function of the induction motor, Fig. 3 is a waveform diagram showing the torque response of the induction motor, and Fig. 4 is a block diagram showing an example of a conventional induction motor control device. 5 is a block diagram showing a transfer function for explaining the concept of this invention, FIG. 5 is a block diagram showing an embodiment of this invention, and FIG. This is a flowchart. In the figure, 1 is an induction motor, 2 is a rotational speed detector, 3 is a current detector, 4 is a motor control device, 11 is a function generation means, 13 is a current sampling detection means, and 11 is a slip frequency sampling detection means. be.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 誘導電動機１の供給電流Ｉ＿ｍの大きさを制御する
手段４１、４３と上記供給電流Ｉ＿ｍの周波数ωを制御
することにより電動機１のすべり周波数ω＿ｓを制御す
る手段４２、４４とを有する誘導電動機１の制御装置に
おいて、上記供給電流Ｉ＿ｍの大きさ及び上記誘導電動
機１のすべり周波数ω＿ｓをサンプリング検出する手段
１３、１４、上記すべり周波数ω＿ｓを制御する手段４
２、４４の入力信号の変化量△ω＿ｓを上記供給電流Ｉ
＿ｍの大きさの変化量△Ｉに対し一次進みの関係に保ち
、上記一次進みの関係におけるゲインα及び時定数βを
上記供給電流Ｉ＿ｍの大きさのサンプリング値Ｉ＿０及
び上記すべり周波数ω＿ｓのサンプリング値ω＿ｓ＿０
を用いて計算する手段１１を備えたことを特徴とする誘
導電動機の制御装置。1. An induction motor 1 having means 41, 43 for controlling the magnitude of the supply current I_m of the induction motor 1, and means 42, 44 for controlling the slip frequency ω_s of the motor 1 by controlling the frequency ω of the supply current I_m. In the control device, means 13, 14 for sampling and detecting the magnitude of the supply current I_m and the slip frequency ω_s of the induction motor 1, and means 4 for controlling the slip frequency ω_s.
2. The amount of change △ω_s of the input signal of 44 is expressed as the above supply current I
A linear lead relationship is maintained with respect to the amount of change ΔI in the magnitude of __m, and the gain α and time constant β in the linear lead relationship are set as the sampling value I_0 of the magnitude of the supply current I_m and the sampling value of the slip frequency ω_s. ω_s_0
1. A control device for an induction motor, comprising means 11 for calculating using.