JPS5926193B2 - スイッチモ−ド電源回路 - Google Patents

スイッチモ−ド電源回路

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JPS5926193B2
JPS5926193B2 JP51130570A JP13057076A JPS5926193B2 JP S5926193 B2 JPS5926193 B2 JP S5926193B2 JP 51130570 A JP51130570 A JP 51130570A JP 13057076 A JP13057076 A JP 13057076A JP S5926193 B2 JPS5926193 B2 JP S5926193B2
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    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、スイッチモード電源回路に関するもので、そ
の入力は直列に接続された２個のコンデンサと２個のト
ランジスタとの並列回路に供給されるスイッチモード電
源回路に関するものである。
従来から知られたこの種のスイッチモード電源回路は、
通常スイッチングトランジスタにおける電力損失と無線
周波数の干渉により、約２０ｋＨ２の高い切換周波数で
使用するように制限されていた。この発明の目的は、相
当に高い切換周波数、即ち約２００ｋＨ２で動作できる
スイッチモード電源装置を提供するものである。
本発明によれば、コンデンサの共通接続点とトランジス
タの共通接続点の間にインダクタと負荷の直列回路を接
続することによつて、この目的が達成される。好ましい
実施例では、第３のコンデンサがインダクタと負荷の直
列回路に並列に接続され、また、第４のコンデンサが負
荷に並列に接続される。
本発明は、２００ｋＨｚまたはそれ以上の切換周波数を
使用でき、更に、より小型で、安く構成するという利点
の他に、電源供給応答時間電非常に短くしようとするも
のである。即ち、負荷または入力の変化に反応して、そ
れを補償するように、供給時間を非常に短くしようとす
るものである。第１図は、普通に知られているスイツチ
モード電源回路を示している。主電源＋Ｕ，−Ｕは２つ
のコンデンサ１０，１１と２つのトランジスタ１２，１
３に接続されている。変圧器１４０一次巻線はコンデン
サ１０，１１の共通接続点とトランジスタ１２のエミツ
タおよびトランジスタ１３のコレクタの間の共通接続点
１５との間に接続されている。これらのトランジスタは
２０ｋＨｚの周波数で、交互にオン・オフ切換えされる
。まず、トランジスタ１２がある時間の後でオフに切換
えられたと仮定すると、＋Ｕボルトであつた共通接続点
１５の電位は、変圧器１４の二次巻線に接続された負荷
１６で吸収された出力によりＯに減少しようとする。こ
こで、トランジスタ１３がオンになるならば、接続点１
５の電位は−Ｕボルトに変更される。従つて、電源出力
は規定の幅で、異なつた繰り返し速度のパルスによつて
トランジスタを駆動することにより制御される。出力を
制御する回路装置は図面には示していないが、出力電圧
を検知して基準電圧と比較し、トランジスタの繰り返し
速度を制御する回路にその電位差を供給する適当な回路
から構成される。上記のように動作する電源において、
トランジスタの電力消費を制限するために、接続点１５
の電位が＋Ｕボルトと−Ｕボルトの間をできるだけ早く
変化する方法でスィツチングが行なわれなければならな
い。
前記電位の早い変化は急傾斜のカーブで増大し、順次無
線周波数範囲の高調波を生ずる。スイツチングトランジ
スタの電力の消費を制限する必要条件と、無線周波数へ
の極端な干渉を避ける必要条件によつて、切換周波数が
約２０ｋＨｚに制限されているが、この周波数は可聴周
波数でない程、非常に高く、前記の必要条件を満たすに
は低すぎる。
第２図は、本発明による電源回路の実施例を示している
。
コンデンサ１０，１１とトランジスタ１２，１３の配列
は、第１図の回路と同じであるが、変圧器１４は負荷１
６と直列のインダクタ１７を含む別の回路の配列と置き
替えられる。負荷１６はコンデンサ１８の両端につなが
れ、更に、コンデンサ１９は負荷１６、インダクタ１７
、コンデンサ１８と並列につながれる。各トランジスタ
１２，１３はそのエミツタとコレクタの間にダイオード
２０，２１が並列接続される。第２図の回路は次の様に
動作する。
周知の回路のように、一方のトランジスタのみがある時
間にオンになる。まずトランジスタ１２がオンであつて
、オフに切換えられたと仮定すると、接続点１５の電位
はインダクタ１ｒにより、＋Ｕボルトから一Ｕボルトに
減少し、またインダクタ１７はその電流変化を全て妨げ
、従つて、トランジスタ１２がオフに切換えられたとき
、インダクタ１７の極性を逆にする。これはまだオフに
なつているトランジスタ１３で補助されずに接続点１５
の電位が一Ｕボルトに変更されたことを意味する。また
これはコンデンサ１９が接続点１５の電位の比較的遅い
上昇電圧側面を与えるような大きさにされ、また接続点
１５の電位は強い高調波が減らされ、従つて無線周波数
の干渉が減少される。コンデンサ１９は普通の独立した
コンデンサであるが、場合によつては、回路の浮遊容量
で構成してもよい。以上の動作を第３図の波形図ととも
にさらに説明する。第３図は、第２図の接続点１５の電
位Ｖ、トランジスタ１３への制御パルスＶｂｌおよびト
ランジスタ１２への制御パルスＶ５２を示してぃる。ト
ランジスタ１２をオンからオフに切換えるようにそのベ
ースに印加されている制御パルスＶｂ２が降下したとす
ると、ベースの蓄積電荷によつてＴ２の時間だけはコレ
クタ電流が残留し、接続点１５の電位は変化しない。制
御パルスＶ５２が降下して時間Ｔ２の後にトランジスタ
１２はオフとなる。同様にトランジスタ１３をオンから
オフに切換えるときも制御パルスＶｂ２が降下後、時間
Ｔ２を経てオフとなる。もしコンデンサ１９がなければ
（そしてその他の回路条件が理想的であると仮定すれば
）、接続点１５の電位はインダクタ１７により第３図の
破線で示すように各切換え毎に＋Ｕボルトと−Ｕボルト
の間を急峻に変化し、矩形波となる。従つて高調波成分
を多く含んでいる。しかし本発明ではコンデンサ１９が
接続されているためその急峻な切換えは妨げられ、第３
図の実線で示すように時間ｔ１を要し、従つて高調波成
分が減少されることになる。なお、上述のように蓄積電
荷による残留コレクタ電流があるので、制御電圧の周波
数が変更されたとき、制御パルスの幅は変更されねばな
らない。なおまた、第３図における時間Ｔ３は、接続点
１５の電位が切換わつた後、制御パルスが印加されるま
での時間を表わし、制御パルスが印加されると対応する
トランジスタが導通を始める。負荷１６はインダクタ１
７と直列に接続されてぃるので、コンデンサ１８は１位
相補正器１として動作するように負荷に並列に配列され
る。
即ちインダクタ１７とコンデンサ１８は直列共振回路を
構成する。一般的な回路理論において周知のようにイン
ダクタとコンデンサの直列回路に交流信号を加えたとき
のコンデンサの端子間電圧は、その交流信号の周波数が
該直列回路の共振周波数であるとき最も高く、共振周波
数から遠ざかるにつれて次第に低くなる。従つて直列回
路１７，１８のコンテンサ１８に並列に接続された負荷
１６へ供給される電力は２個のトランジスタのベースに
供給される制御パルスの繰返し割合によつて制御される
。即ち、その制御パルスの繰返し周波数を直列回路の共
振周波数に近づける方向に変化させると負荷１６への供
給電力をより増加させることができ、逆に共振周波数か
ら遠ざかる方向に変化させると負荷１６への供給電力を
より減少させることができる。ダイオード２０，２１は
インダクタ１７のフライホイールダイオードである。
上記の例において、トランジスタ１３は、インダクタ１
７の電力の主要部分がダイオード２１を含む回路で消費
される前にオンに切換えられなければならない。
【図面の簡単な説明】
第１図は、従来のスィツチモード電源回路の回路図であ
り、第２図は、本発明の一実施例のスイツチモード電源
回路の回路図であり、第３図は、第２図の電源回路の電
圧曲線と対応する制御パルスの波形図である。 １０，１１・・・・・・コンデンサ、１２，１３・・・
・・・トランジスタ、１５・・・・・・接続点、１６・
・・・・・負荷、１７・・・・・・インダクタ、１８，
１９・・・・・・コンデンサ。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 直列に接続された２個のコンデンサおよび直列に接
    続された２個のトランジスタの並列接続と、前記２個の
    トランジスタの共通接続点と前記２個のコンデンサの共
    通接続点との間に接続されたインダクタと負荷との直列
    接続と、前記インダクタとの直列共振回路を形成するた
    め前記負荷に対し並列に接続されたコンデンサとを備え
    、前記並列接続に対し直流電源が供給され、前記２個の
    トランジスタを交互にスイッチングさせるためそれらの
    トランジスタのベースに制御パルスが供給されて、一方
    のトランジスタがその導通状態から非導通状態にスイッ
    チされるときに前記インダクタによつて発生される逆起
    電力は、他方のトランジスタのコレクタエミッタ電圧の
    振幅を、そのトランジスタの非導通状態から導通状態に
    遷移するのに先立つて、減少させるように作用し、かつ
    前記負荷の電圧振幅は前記制御パルスのパルス繰返えし
    数と前記共振回路の共振周波数との差に依存することを
    特徴とするスイッチモード電源回路。 ２ 前記インダクタと負荷の直列接続に対し並列に、実
    質的に回路の浮遊容量で構成されるキャパシタンスを有
    することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のスイ
    ッチモード電源回路。 ３ 前記インダクタと負荷の直列接続に対し並列に、コ
    ンデンサを接続したことを特徴とする特許請求の範囲第
    １項記載のスイッチモード電源回路。 ４ トランジスタの交互のスイッチングを生じさせるた
    めにトランジスタに制御パルスを供給する制御手段を有
    し、前記制御パルスのパルス幅が、トランジスタのスイ
    ッチオフ時に残留ベース電荷によつて生じる遅延を補償
    するために、パルス繰返えし数の関数として変化するこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第３項のい
    ずれか１項に記載のスイッチモード電源回路。
JP51130570A 1975-11-03 1976-11-01 スイッチモ−ド電源回路 Expired JPS5926193B2 (ja)

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JPS5274853A JPS5274853A (en) 1977-06-23
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FR (1) FR2330194A1 (ja)
GB (1) GB1515618A (ja)
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NL (1) NL186987C (ja)
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