JPH061903B2 - Signal transmission device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＰＣＭ信号のようなアナログ信号をディジタ
ル化した信号を一定ワード数毎にブロック化して伝送す
る信号伝送装置に関し、特に、各ブロック毎にコンパン
ディング処理を行って伝送ビットレートの低減を図った
信号伝送装置に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a signal transmission device for transmitting a signal obtained by digitizing an analog signal such as a PCM signal by dividing it into blocks of a certain number of words, and in particular, each block. The present invention relates to a signal transmission device that reduces the transmission bit rate by performing companding processing every time.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

近年において、アナログのオーディオ信号やビデオ信号
等をサンプリング（標本化）して量子化および符号化処
理を行い、いわゆるＰＣＭ（パルス・コード・モジュレ
ーション）信号として伝送あるいは記録・再生すること
が多くなっている。In recent years, analog audio signals, video signals, etc. are often sampled (quantized) for quantization and coding processing, and are often transmitted or recorded / reproduced as so-called PCM (pulse code modulation) signals. There is.

このようなＰＣＭ信号等を伝送あるいは記録・再生する
に際して、例えば２０kHz程度の帯域と９０ｄＢ程度以
上のＳ／Ｎ比を得るために、サンプリング周波数ｆ_ｓを
44.1kHzとし、１ワード１６ビットの直線量子化が一般
に採用されているが、この場合の伝送レートは７００Ｋ
ＢＰＳ（１秒間に７００Ｋビット）以上にも達する極め
て高いものとなる。When transmitting or recording / reproducing such a PCM signal, the sampling frequency f _s is set in order to obtain a band of about 20 kHz and an S / N ratio of about 90 dB or more.
A linear quantization of 44.1 kHz and 1 word 16 bits is generally adopted, but the transmission rate in this case is 700K.
It is extremely high, reaching BPS (700 Kbits per second) or more.

ところで、上述のようなオーディオ信号やビデオ信号の
ようなアナログ信号をＡ／Ｄ変換して得られたディジタ
ル信号においては、その統計的性質が偏りを持つことや
視聴覚現象からみて重要度の低い部分があることを利用
して、情報量を圧縮することが可能であり、例えば差分
・和分処理や圧縮・伸張処理（コンパンディング処理）
を行っても信号の品質劣化が極めて少ないことが知られ
ている。By the way, in a digital signal obtained by A / D converting an analog signal such as an audio signal or a video signal as described above, the statistical property thereof is biased, and a portion of low importance in view of an audiovisual phenomenon. It is possible to compress the amount of information by utilizing the fact that there is, for example, difference / union processing and compression / expansion processing (companding processing).
It is known that signal quality deterioration is extremely small even if the above is performed.

このような点を考慮し、本件出願人は先に、例えばディ
ジタルＰＣＭ信号に対して、一定時間単位あるいは一定
ワード数毎にブロック化するとともに、各ブロック毎に
差分処理等の予測処理やコンパンディング処理を行って
伝送あるいは記録・再生することを、特願昭５８−９７
６８７〜９号、特願昭５８−１６３０５４号、特願昭５
８−１６６２６７号あるいは特願昭５８−２１０３８２
号等において提案している。In consideration of such a point, the applicant of the present invention first divides a digital PCM signal into blocks, for example, in a fixed time unit or in a fixed number of words, and performs prediction processing such as difference processing and companding for each block. It is disclosed in Japanese Patent Application No. Sho 58-97 that processing, transmission or recording / reproduction is performed.
687-9, Japanese Patent Application No. 58-163054, Japanese Patent Application No. 5
No. 8-166267 or Japanese Patent Application No. 58-210382
No., etc.

これらの技術においては、各ブロック毎に少なくとも１
ワードの基準データ、例えばストレートＰＣＭデータを
設けており、この基準データに基いて例えば差分データ
を順次加算する等の演算処理を行うことによって、ブロ
ック内の元のサンプリングデータ（ストレートＰＣＭデ
ータ）を全て復元可能としている。これは主として、一
般に差分処理データを伝送する際に生ずるエラー伝播を
最小限に抑えるためであり、また、ブロック毎に予測処
理やコンパンディング処理を切り換える際のブロック境
界でのオーバーシュート等のエラーを防止するためであ
る。At least one for each block in these techniques
Word reference data, for example, straight PCM data, is provided, and based on this reference data, by performing arithmetic processing such as sequentially adding difference data, for example, all the original sampling data (straight PCM data) in the block can be obtained. Restorable. This is mainly to minimize the error propagation that occurs when transmitting differential processing data, and also to prevent errors such as overshoot at block boundaries when switching prediction processing and companding processing for each block. This is to prevent it.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problems to be solved by the invention]

ところで、ビット圧縮率を極端に高くとる場合、例えば
１ワード１６ビットのデータを１ワード４ビットにまで
圧縮するような場合には、上記基準データの１ワードが
圧縮されたデータの４ワード分に相当するため、伝送効
率あるいは記録効率を高めようとすると、ブロック内に
上記基準データを設けずに伝送あるいは記録・再生する
ことが望ましい。By the way, when the bit compression rate is extremely high, for example, when compressing 1 word 16-bit data to 1 word 4 bits, 1 word of the reference data is converted into 4 words of the compressed data. Therefore, in order to improve the transmission efficiency or the recording efficiency, it is desirable to transmit or record / reproduce without providing the reference data in the block.

しかしながら、単なる差分出力を伝送する場合には、Ｓ
／Ｎ改善が不充分であったり、高域入力信号に対してＳ
／Ｎが劣化したり、あるいは伝送路上や記録・再生時等
にコード・エラーが発生した場合に異音が発生する等の
問題点がある。However, if only the differential output is to be transmitted, then S
/ N improvement is insufficient or S for high frequency input signals
There is a problem that / N is deteriorated, or abnormal noise occurs when a code error occurs on the transmission path or during recording / reproducing.

本発明はこのような実情に鑑み、伝送ビットレートを極
端に低くできるとともに、Ｓ／Ｎ改善量の不足を補うこ
とができ、高域信号入力時のＳ／Ｎ劣化やコード・エラ
ー発生時の異音の発生等を防止し得るような信号伝送装
置の提供を目的とする。In view of such circumstances, the present invention can extremely reduce the transmission bit rate, can compensate for the lack of the S / N improvement amount, and can suppress the S / N deterioration at the time of inputting a high frequency signal and the occurrence of a code error. An object of the present invention is to provide a signal transmission device capable of preventing generation of abnormal noise.

〔問題点を解決するための手段〕 上述の問題点を解決するために、本発明の信号伝送装置
は、入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード数
毎にブロック化し、各ブロック毎の信号に対して予測誤
差を得るためのフィルタ、いわゆる差分処理フィルタを
介して伝送するとともに、上記差分処理フィルタとし
て、Ｎ次の予測器およびＮ次以下の予測器を用いて成る
複数の差分処理フィルタを予め設けておき、これらの各
差分処理フィルタからの出力の上記ブロック内の最大絶
対値（ピーク値）あるいは最大絶対値（ピーク値）に係
数を乗算したものを互いに比較し、その値が最小となる
差分処理フィルタを当該ブロックに対して選択すること
を特徴としている。[Means for Solving the Problems] In order to solve the above-mentioned problems, the signal transmission device of the present invention divides the input digital signal into blocks every constant word number along the time axis, and outputs the signal of each block. A plurality of difference processing filters that are transmitted through a filter for obtaining a prediction error, that is, a so-called difference processing filter, and that use N-order predictors and N-order or less predictors as the difference processing filters. The maximum absolute value (peak value) or the maximum absolute value (peak value) in the block of the output from each of these difference processing filters is multiplied by a coefficient and compared with each other, and the value is determined to be the minimum value. The difference processing filter is selected for the block.

ここで、上記複数の差分処理フィルタのうちには、入力
されたディジタル信号をそのまま出力するフィルタ（フ
ラット・パス）を含んでいてもよい。Here, the plurality of difference processing filters may include a filter (flat path) that outputs the input digital signal as it is.

〔作用〕[Action]

上記複数の差分処理フィルタからの１ブロック分の各予
測誤差出力のそれぞれのピーク値（ブロック内最大絶対
値）のうち最小のピーク値を出力する差分処理フィルタ
が、当該ブロック内の入力ディジタル信号を最も効率よ
く差分処理するものであり、この差分処理フィルタを選
択することにより高効率の伝送が行える。また、ブロッ
ク内の各ピーク値に差分処理フィルタの次数等に応じた
所定の係数を乗算して（いわゆる重み付けして）比較す
ることにより、高次のフィルタよりも低次のフィルタや
入力信号をそのまま出力するフィルタ（フラット・パ
ス）を優先的にあるいはより頻繁に選択させ、高域信号
入力時のＳ／Ｎ劣化の改善やコード・エラー発生時の異
音発生の防止等も可能となる。A difference processing filter that outputs the smallest peak value of the respective peak values (maximum absolute value within a block) of each prediction error output for one block from the plurality of difference processing filters outputs the input digital signal within the block. This is the most efficient differential processing, and highly efficient transmission can be performed by selecting this differential processing filter. Also, by multiplying each peak value in the block by a predetermined coefficient according to the order of the difference processing filter (so-called weighting) and comparing, a low-order filter and an input signal are compared with a high-order filter. It is possible to preferentially or more frequently select a filter (flat path) to be output as it is, improve S / N deterioration at the time of inputting a high frequency signal, and prevent abnormal noise when a code error occurs.

〔実施例〕〔Example〕

概略的な構成 先ず、本発明が適用される信号伝送装置の一例となるオ
ーディオ・ビットレート・リダクション・システムの全
体の概略的な構成について、第１図を参照しながら説明
する。Schematic Configuration First, the overall schematic configuration of an audio bit rate reduction system as an example of a signal transmission device to which the present invention is applied will be described with reference to FIG.

この第１図のシステムは、送信側（あるいは記録側）の
エンコーダ１０と、受信側（あるいは再生側）のデコー
ダ３０とより成り、エンコーダ１０の入力端子１１に
は、アナログ・オーディオ信号を周波数ｆ_ｓでサンプリ
ングし、量子化および符号化を施して得られるオーディ
オＰＣＭ信号ｘ(n)が供給されている。この入力信号ｘ
(n)は、予測器１２および加算器１３にそれぞれ送られ
ており、予測器１２からの予測信号 は、加算器１３に減算信号として送られている。したが
って、加算器１３においては、上記入力信号ｘ(n)から
上記予測信号 が減算されることによって、予測誤差信号あるいは（広
義の）差分出力ｄ(n)、すなわち、 が出力される。The system shown in FIG. 1 comprises an encoder 10 on the transmitting side (or recording side) and a decoder 30 on the receiving side (or reproducing side). An analog audio signal having a frequency f is input to an input terminal 11 of the encoder 10. _An audio PCM signal x (n) obtained by sampling at _s , quantizing and encoding is supplied. This input signal x
(n) is sent to the predictor 12 and the adder 13, respectively, and is the prediction signal from the predictor 12. Is sent to the adder 13 as a subtraction signal. Therefore, in the adder 13, the predicted signal is calculated from the input signal x (n). Is subtracted to obtain a prediction error signal or (broadly defined) difference output d (n), that is, Is output.

ここで、予測器１２は、一般に過去のｐ個の入力ｘ（ｎ
−ｐ），ｘ（ｎ−ｐ＋１），…，ｘ（ｎ−１）の１次結
合により予測値 を算出するものであり、 ただしα_ｋ（ｋ＝１，２，…ｐ）は係数 となる。したがって、上記予測誤差出力あるいは（広義
の）差分出力ｄ(n)は、 と表せる。Here, the predictor 12 generally uses the past p inputs x (n
-P), x (n-p + 1), ..., x (n-1) primary combination predicted value To calculate However, α _k (k = 1, 2, ... P) is a coefficient. Therefore, the prediction error output or (broadly defined) difference output d (n) is Can be expressed as

また、本発明においては、入力ディジタル信号の一定時
間内のデータ、すなわち入力データの一定ワード数ｌ毎
にブロック化するとともに、各ブロック毎に最適の予測
フィルタ特性が得られるように上記係数α_ｋの組を選択
している。これは、後述するように、互いに異なる特性
の予測器、あるいは加算器も含めて差分出力（予測誤差
出力）を得るためのフィルタが複数設けられているとみ
なすことができ、これらの複数の差分処理フィルタのう
ちの最適のフィルタを上記各ブロック毎に選択するわけ
である。この最適フィルタの選択は、複数の各差分処理
フィルタからの出力のブロック内最大絶対値（ピーク
値）または最大絶対値（ピーク値）に係数を乗算した値
を、予測・レンジ適応回路２１において互いに比較する
ことによって行われ、具体的には各最大絶対値（または
その係数乗算値）のうち値が最小となるような差分処理
フィルタが当該ブロックに対して最適のフィルタとして
選択される。このときの最適フィルタ選択情報は、モー
ド選択情報として、予測・レンジ適応回路２１から出力
され、予測器１２に送られる。Further, according to the present invention, the input digital signal is divided into data within a fixed time, that is, every fixed word number l of the input data, and the coefficient α _k is set so that an optimum prediction filter characteristic is obtained for each block. Is selected. As will be described later, this can be regarded as providing a plurality of filters for obtaining a difference output (prediction error output) including a predictor having different characteristics or an adder. The optimum filter among the processing filters is selected for each block. The selection of this optimum filter is performed by the prediction / range adaptation circuit 21 using the maximum absolute value (peak value) in the block of the output from each of the plurality of difference processing filters or the value obtained by multiplying the maximum absolute value (peak value) by a coefficient. This is performed by comparing, and specifically, the difference processing filter that minimizes the maximum absolute value (or its coefficient multiplication value) is selected as the optimum filter for the block. The optimum filter selection information at this time is output from the prediction / range adaptation circuit 21 as mode selection information and sent to the predictor 12.

次に、上記予測誤差としての差分出力ｄ(n)は、加算器
１４を介し、利得Ｇのシフタ１５と量子化器１６とより
なるビット圧縮手段に送られ、例えば浮動小数点（フロ
ーティング・ポイント）表示形態における指数部が上記
利得Ｇに、仮数部が量子化器１６からの出力にそれぞれ
対応するような圧縮処理あるいはレンジング処理が施さ
れる。すなわち、シフタ１５は、ディジタル２進データ
を上記利得Ｇに応じたビット数だけシフト（算術シフ
ト）することによりいわゆるレンジを切り替えるもので
あり、量子化器１６は、このビット・シフトされたデー
タの一定ビット数を取り出すような再量子化を行ってい
る。次に、ノイズ・シェイピング回路（ノイズ・シェイ
パ）１７は、量子化器１６の出力と入力との誤差分、い
わゆる量子化誤差を加算器１８で得て、この量子化誤差
を利得Ｇ^-1のシフタ１９を介し予測器２０に送って、量
子化誤差の予測信号を加算器１４に現存信号として帰還
するようないわゆるエラー・フィードバックを行う。こ
のとき、予測・レンジ適応回路２１は、上記選択された
モードのフィルタからの差分出力のブロック内最大絶対
値に基きレンジ情報を出力し、このレンジ情報を各シフ
タ１５および１９に送ってブロック毎に上記各利得Ｇお
よびＧ^-1を決定している。また、予測器２０についてて
は、予測・レンジ適応回路２１からの上記モード情報が
送られることによって特性が決定されるようになってい
る。Next, the difference output d (n) as the prediction error is sent to the bit compressing means including the shifter 15 of the gain G and the quantizer 16 via the adder 14, and, for example, a floating point (floating point). In the display form, the exponent part is subjected to the gain G, and the mantissa part is subjected to the compression process or the ranging process so as to correspond to the output from the quantizer 16, respectively. That is, the shifter 15 switches the so-called range by shifting the digital binary data by the number of bits corresponding to the gain G (arithmetic shift), and the quantizer 16 changes the range of the bit-shifted data. Requantization is performed so as to extract a certain number of bits. Next, the noise shaping circuit (noise shaper) 17 obtains an error amount between the output and the input of the quantizer 16, that is, a so-called quantization error, by the adder 18, and the quantization error of the gain G ^-1 is obtained. The so-called error feedback is carried out by sending the prediction signal of the quantization error to the adder 14 as an existing signal by sending it to the predictor 20 via the shifter 19. At this time, the prediction / range adaptation circuit 21 outputs the range information based on the maximum absolute value in the block of the difference output from the filter of the selected mode, and sends this range information to the shifters 15 and 19 for each block. The gains G and G ^-1 are determined. Further, the predictor 20 is adapted to determine its characteristics by sending the mode information from the prediction / range adaptation circuit 21.

したがって、加算器１４からの出力ｄ′(n)は、上記差
分出力ｄ(n)よりノイズ・シェイパ１７からの量子化誤
差の予測信号(n)を減算した ｄ′(n)＝ｄ(n)−(n) …………… となり、利得Ｇのシフタからの出力ｄ″(n)は、 ｄ″(n)＝Ｇ・ｄ′(n) …………… となる。また、量子化器１６からの出力 は、量子化の過程における量子化誤差をｅ(n)とする
と、 となり、ノイズ・シェイパ１７の加算器１８において上
記量子化誤差ｅ(n)が取り出され、利得Ｇ^-1のシフト１
９を介し、過去のｒ個の入力の１次結合をとる予測器２
０を介して得られる量子化誤差の予測信号(n)は、 となる。この式は、上述の式と同様の形となってお
り、予測器１２および２０は、それぞれシステム関数
が、 のＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタである。Therefore, the output d '(n) from the adder 14 is obtained by subtracting the prediction signal (n) of the quantization error from the noise shaper 17 from the difference output d (n) d' (n) = d (n )-(N) ... And the output d ″ (n) from the gain G shifter is d ″ (n) = G · d ′ (n). Also, the output from the quantizer 16 Let e (n) be the quantization error in the quantization process, Therefore, the quantization error e (n) is taken out by the adder 18 of the noise shaper 17, and the shift 1 of the gain G ^-1 is obtained.
Predictor 2 that takes a linear combination of past r inputs via 9
The prediction signal (n) of the quantization error obtained through 0 is Becomes This equation has the same form as the above equation, and the predictors 12 and 20 are FIR (finite impulse response) filter.

これらの〜式より、量子化器１６からの出力 は、 この式のｄ(n)に上記式を代入して、 となり、この出力 が出力端子２２を介して取り出される。ここで、上記 のｚ変換をそれぞれ とすると、 となる。From these expressions, the output from the quantizer 16 Is Substituting the above formula into d (n) of this formula, And this output Are taken out through the output terminal 22. Where above Z transformation of Then, Becomes

なお、予測・レンジ適応回路２１からの上記レンジ情報
は出力端子２３より、また上記モード選択情報は出力端
子２４よりそれぞれ取り出される。The range information from the prediction / range adaptation circuit 21 is taken out from the output terminal 23, and the mode selection information is taken out from the output terminal 24.

次に、受信側あるいは再生側のデコーダ３０の入力端子
３１には、上記エンコーダ１０の出力端子２２からの出
力 が伝送され、あるいは記録・再生されることによって得
られた信号 が供給されている。この入力信号 は、利得Ｇ^-1のシフタ３２を介し加算器３３に送られて
いる。加算器３３からの出力 は、予測器３４に送られて予測信号(n)となり、この
予測信号(n)は加算器３３に送られて上記シフタ３２
からの出力 と加算される。この加算出力がデコード出力 として出力端子３５より出力される。Next, the output from the output terminal 22 of the encoder 10 is input to the input terminal 31 of the decoder 30 on the receiving side or the reproducing side. The signal obtained by transmitting, recording, or reproducing Is being supplied. This input signal Is sent to the adder 33 via the shifter 32 having a gain G ⁻¹ . Output from adder 33 Is sent to the predictor 34 and becomes the prediction signal (n), and this prediction signal (n) is sent to the adder 33 and is sent to the shifter 32.
Output from Is added. This added output is the decoded output Is output from the output terminal 35.

また、エンコーダ１０の各出力端子２３および２４より
出力され、伝送あるいは記録・再生された上記レンジ情
報およびモード選択情報は、デコーダ３０の各入力端子
３６および３７にそれぞれ入力されている。そして、入
力端子３６からのレンジ情報はシフタ３２に送られて利
得Ｇ^-1を決定し、入力端子３７からのモード選択情報は
予測器３４に送られて予測特性を決定する。この予測器
３４の予測特性は、エンコーダ１０の予測器１２の特性
に等しいものが選択される。The range information and the mode selection information transmitted or recorded / reproduced from the output terminals 23 and 24 of the encoder 10 are input to the input terminals 36 and 37 of the decoder 30, respectively. Then, the range information from the input terminal 36 is sent to the shifter 32 to determine the gain G ⁻¹ , and the mode selection information from the input terminal 37 is sent to the predictor 34 to determine the prediction characteristic. The prediction characteristic of the predictor 34 is selected to be equal to the characteristic of the predictor 12 of the encoder 10.

このような構成のデコーダ３０において、シフ となる。ここで、予測器３４は、エンコーダ１０の予測
器１２に等しい特性が選択されることより、 であるから、，式より、 したがって、 となる。ここで、伝送路や記録媒体にエラーが無いとし
て、 とすると、上記式および式より、 となる。In the decoder 30 having such a configuration, the shift Becomes Here, since the predictor 34 selects a characteristic equal to that of the predictor 12 of the encoder 10, Therefore, from the formula, Therefore, Becomes Here, assuming that there is no error in the transmission path or recording medium, Then, from the above formula and formula, Becomes

この式より、量子化誤差Ｅ(z)に対してＧ^-1のノイズ
低減効果が得られることが明らかであり、このときデコ
ーダ出力に現れるノイズのスペクトル分布をＮ(z)とす
ると、 となる。From this equation, it is clear that the noise reduction effect of G ⁻¹ is obtained with respect to the quantization error E (z). At this time, if the spectral distribution of noise appearing in the decoder output is N (z), Becomes

また、このようなシステムにおいて、上記Ｇは上記ブロ
ック内の最大絶対値に関係する値で正規化するように作
用するものであるが、このＧは周波数特性を有してい
る。ここで、説明を簡略化するために、上記Ｇを、 Ｇ＝Ｇ_ｐ・Ｇ_ｆ …………… のような２つの要素Ｇ_ｐとＧ_ｆの積として表す。これら
の２つの要素のうち、Ｇ_ｐは上記予測フィルタ処理によ
り予測ゲイン、すなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量を意味し、
Ｇ_ｆは上記レンジング処理によるゲイン・コントロール
量、すなわちダイナミック・レンジの拡大量を意味す
る。したがって、Ｇ_ｐは、入力信号周波数に依存し、入
力信号レベルには依存しないのに対し、Ｇ_ｆは、入力信
号周波数には依存せず、入力信号レベルに依存すること
になる。またＧ_ｐは、 のＳ／Ｎ改善量を有し、また予測誤差を得るための差分
処理フィルタの伝達関数１−Ｐ(z)の逆関数となるよう
な周波数特性を有しており、このときのノイズ・スペク
トルは上記式のようになる。Ｇ_ｆに関しては、上記ブ
ロック毎に選択されたモードにおけるブロック内最大絶
対値で正規化するような準瞬時圧伸に対応している。Further, in such a system, the G acts to normalize with a value related to the maximum absolute value in the block, but the G has a frequency characteristic. Here, in order to simplify the description, the above G is represented as a product of two elements G _p and G _f such as G = G _p · G _f . Of these two elements, G _p means the prediction gain, that is, the improvement amount of the instantaneous S / N by the prediction filter processing,
G _f means the amount of gain control by the above ranging processing, that is, the amount of expansion of the dynamic range. Therefore, G _p depends on the input signal frequency and does not depend on the input signal level, whereas G _f does not depend on the input signal frequency and depends on the input signal level. Also, G _p is Has a S / N improvement amount of, and has a frequency characteristic that is an inverse function of the transfer function 1-P (z) of the difference processing filter for obtaining the prediction error. Becomes like the above formula. Regarding G _f , it corresponds to quasi-instantaneous companding which is normalized by the maximum absolute value in the block in the mode selected for each block.

このような概略構成を有するシステムにおいて、本発明
の要旨は、予測器１２と加算器１３とより成る予測誤差
出力あるいは差分出力を得るための差分処理フィルタと
して、Ｎ次の予測器およびＮ次以下の予測器を用いて成
る複数のフィルタを設け、各フィルタからの出力の上記
ブロック内最大絶対値または最大絶対値に係数を乗算し
たものを互いに比較し、その値が最少となるような差分
処理フィルタを選択するようにしたことである。この複
数の差分処理フィルタのうちには、ストレートＰＣＭデ
ータをそのまま出力するものも含まれる。In a system having such a schematic configuration, the gist of the present invention is to use an Nth-order predictor and Nth order or less as a difference processing filter for obtaining a prediction error output or a difference output including a predictor 12 and an adder 13. , A plurality of filters using the predictor of each of the filters are provided, and the maximum absolute value in the block of the output from each filter or the product of the maximum absolute value multiplied by a coefficient is compared with each other, and the difference processing that minimizes the value is performed. That is, the filter is selected. Among the plurality of difference processing filters, a filter that directly outputs straight PCM data is also included.

具体的な構成例 次に第２図は、上記第１図に示したオーディオ・ビット
レート・リダクション・システムのエンコーダ１０のよ
り具体的な構成例を示し、第１図の各部と対応する部分
には同一の参照番号を付している。Specific Configuration Example Next, FIG. 2 shows a more specific configuration example of the encoder 10 of the audio bit rate reduction system shown in FIG. Have the same reference numbers.

この第２図において、上記予測器１２としては、複数
個、例えば４個の予測器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２
Ｄが設けられている。これらの予測器１２Ａ〜１２Ｄか
らの予測出力は、減算信号としてそれぞれ加算器１３Ａ
〜１３Ｄに送られ、元の入力信号から減算される。すな
わち、それぞれ４個ずつの予測器１２Ａ〜１２Ｄおよび
加算器１３Ａ〜１３Ｄにより、４系統の予測誤差を得る
ための４個の差分処理フィルタが構成されている。ここ
で、各予測器１２Ａ〜１２Ｄは、見かけ上それぞれ２次
の構成を有し、係数α_１，α_２として、予測器１２Ａが
K₁,K₂,同１２ＢがK₃,K₄,同１２ＣがK₅,K₆,同１２Ｄが
K₇,K₈を有しているが、所望の予測器の係数の少なくと
も１個を０とすることにより、１次以下の予測特性を得
ることができる。したがって、上記４個の差分処理フィ
ルタについても、見かけ上はそれぞれ２次差分をとる構
成となっているが、所望の差分処理フィルタについて１
次以下の差分をとる特性（ストレートＰＣＭデータを出
力するものも含む）を得ることが可能である。In FIG. 2, as the predictor 12, a plurality of, for example, four predictors 12A, 12B, 12C, 12 are used.
D is provided. Predicted outputs from these predictors 12A to 12D are respectively added by adders 13A as subtraction signals.
~ 13D and subtracted from the original input signal. That is, four predictors 12A to 12D and four adders 13A to 13D respectively form four difference processing filters for obtaining prediction errors of four systems. Here, each of the predictors 12A to 12D apparently has a quadratic configuration, and the predictor 12A uses the coefficients α ₁ and α ₂ as the coefficients.
K ₁ , K ₂ , 12B are K ₃ , K ₄ , 12C are K ₅ , K ₆ , 12D
Although K ₇ and K ₈ are provided, a prediction characteristic of a first order or lower can be obtained by setting 0 of at least one coefficient of a desired predictor. Therefore, although the four difference processing filters are apparently configured to take the second-order differences, one of them is used for the desired difference processing filter.
It is possible to obtain the characteristics that take the difference below (including those that output straight PCM data).

これらの各差分処理フィルタからの出力、すなわち各加
算器１３Ａ〜１３Ｄからの出力は、それぞれｌワード遅
延回路４１Ａ〜４１Ｄおよび最大絶対値ホールド回路４
２Ａ〜４２Ｄに送られており、ｌワード遅延回路４１Ａ
〜４１Ｄからの各出力は、モード切換スイッチ回路４３
の各被選択端子ａ〜ｄに送られている。すなわち、前記
１ブロックがｌワードであるから、ｌワード遅延回路４
１Ａ〜４１Ｄにおいては１ブロック分の遅延が行われ、
この遅延が行われている間に、各最大絶対値（ピーク）
ホールド回路４２Ａ〜４２Ｄにおいて前記ブロック内最
大絶対値が検出されるわけである。これらのブロック内
最大絶対値は、予測・レンジ適応回路２１に送られて互
いに比較され、その値が最小となるものが選択される。
このとき、各ブロック内最大絶対値にそれぞれ所定の係
数を乗算していわゆる重み付けを行つた後に比較しても
よい。予測・レンジ適応回路２１は、上記各差分処理フ
ィルタからのそれぞれ１ブロック分のデータのうちの上
記最小のブロック内最大絶対値が得られる１ブロック分
のデータを選択するためのモード選択情報を出力し、こ
のモード選択情報が切換スイッチ回路４３に送られるこ
とによって、上記選択された１ブロック分のデータを出
力する遅延回路への切換接続が行われる。切換スイッチ
回路４３からの出力は、加算器１４に送られる。また、
予測・レンジ適応回路２１からの上記モード選択情報
は、予測器２０および出力端子２４にも送られている。
ここで、予測器２０は、例えばデコーダ出力に現れるノ
イズ（前記式参照）をホワイトとするために、予測器
１２Ａ〜１２Ｄのうちの上記選択されたものに等しい特
性のものが選択される。すなわち、予測器２０も見かけ
上２次の予測器構成を有しており、係数β_１，β_２に対
応する係数Ｋａ，Ｋｂは、予測器１２Ａ〜１２Ｄの各係
数の組K₁,K₂〜K₇,K₈のうちの上記モード選択により指定
された差分処理フィルタの予測器の係数に等しいものが
選ばれる。The output from each of the difference processing filters, that is, the output from each of the adders 13A to 13D is the l-word delay circuits 41A to 41D and the maximum absolute value hold circuit 4, respectively.
2A to 42D, the 1-word delay circuit 41A
Each output from ~ 41D is a mode changeover switch circuit 43.
Of the selected terminals a to d. That is, since one block has 1 word, the 1-word delay circuit 4
In 1A to 41D, a delay of 1 block is performed,
Each maximum absolute value (peak) during this delay
The maximum absolute value in the block is detected in the hold circuits 42A to 42D. The maximum absolute values in these blocks are sent to the prediction / range adaptation circuit 21 and compared with each other, and the one having the minimum value is selected.
At this time, the maximum absolute value in each block may be multiplied by a predetermined coefficient to perform so-called weighting and then compared. The prediction / range adaptation circuit 21 outputs mode selection information for selecting one block of data from which the minimum in-block maximum absolute value is obtained among the one block of data from each of the difference processing filters. Then, by transmitting the mode selection information to the changeover switch circuit 43, the changeover connection to the delay circuit for outputting the selected one block of data is performed. The output from the changeover switch circuit 43 is sent to the adder 14. Also,
The mode selection information from the prediction / range adaptation circuit 21 is also sent to the predictor 20 and the output terminal 24.
Here, the predictor 20 selects one having a characteristic equal to the selected one of the predictors 12A to 12D in order to make noise (see the above equation) appearing in the decoder output white, for example. That is, the predictor 20 also apparently has a quadratic predictor configuration, and the coefficients Ka and Kb corresponding to the coefficients β ₁ and β ₂ are the coefficient sets K ₁ and K ₂ of the predictors 12A to 12D. It is selected equal to the coefficient predictor of differential processing filter specified by the mode selection of the ~K _7, K _8.

また、第３図に示されたデコーダ３０の具体例におい
て、予測器３４は、第２図の予測器１２Ａ〜１２Ｄに対
応して見かけ上２次の構成を有しており、各係数Ｋｃ，
Ｋｄとしては、上記予測器１２Ａ〜１２Ｄの係数の組
K₁,K₂〜K₇,K₈のうちのいずれか一組が入力端子３７から
のモード選択情報に応じて選択されるようになってい
る。Further, in the specific example of the decoder 30 shown in FIG. 3, the predictor 34 has an apparent quadratic structure corresponding to the predictors 12A to 12D in FIG. 2, and each coefficient Kc,
Kd is a set of coefficients of the predictors 12A to 12D.
Any one of K ₁ , K _{2 to} K ₇ , K ₈ is selected according to the mode selection information from the input terminal 37.

これらの第２図および第３図の他の構成は、前述した第
１図と同様であるため、説明を省略する。The other configurations of FIGS. 2 and 3 are the same as those of FIG. 1 described above, and thus the description thereof will be omitted.

なお、以上のような具体的構成を有するエンコーダ１０
やデコーダ３０のハードウェア構成としては、例えば複
数個の予測器１２Ａ〜１２Ｄ等を現実に設ける必要はな
く、１個の予測器の係数を時分割的に切り換えて用いれ
ばよく、さらには、エンコーダ１０やデコーダ３０全体
をＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）やメモリ等から
成るシステムによりソフトウェア的に実現できることは
勿論である。It should be noted that the encoder 10 having the specific configuration as described above
As a hardware configuration of the decoder 30 and the decoder 30, for example, it is not necessary to actually provide a plurality of predictors 12A to 12D and the like, and the coefficient of one predictor may be used by switching in a time division manner. It is needless to say that the entire 10 and the decoder 30 can be realized by software by a system including a DSP (digital signal processor) and a memory.

第１の実施例 ここで、本発明の第１の実施例として、入力端子１１に
供給されるオーディオＰＣＭ信号のサンプリング周波数
ｆ_ｓを18.9kHzとし、１ワード１６ビットで１ブロック
のワード数ｌを２８ワードとし、量子化器１６におい
て、１ワード４ビットのデータに再量子化する場合につ
いて詳細に説明する。このときの上記２次の予測器１２
Ａ〜１２Ｄの各係数の組K₁,K₂〜K₇,K₈としては、例え
ば、 １２Ａ：K₁＝1.8426，K₂＝-0.8649 １２Ｂ：K₃＝0.875 ，K₄＝０ １２Ｃ：K₅＝1.5155，K₆＝-0.81 １２Ｄ：K₇＝０ ，K₈＝０ のように予め設定しておく。このときの上記各モードの
差分処理フィルタの伝達関数１−Ｐ(z)は、 Ａ：１−1.8426z^-1＋0.8649z^-2 Ｂ：１−0.875z^-1 Ｃ：１−1.5155z^-1＋0.81z^-2 Ｄ：１ となり、これらの各差分処理フィルタの周波数特性は、
第４図の各曲線Ａ〜Ｄのようになる。First Embodiment Here, as the first embodiment of the present invention, the sampling frequency f _s of the audio PCM signal supplied to the input terminal 11 is set to 18.9 kHz, and the word number l of one block is 16 bits per word. The case where the number of words is 28 and the quantizer 16 requantizes one word into four bits of data will be described in detail. The secondary predictor 12 at this time
Examples of the coefficient sets K ₁ , K _{2 to} K ₇ , K ₈ of A to 12D are, for example, 12A: K ₁ = 1.8426, K ₂ = −0.8649 12B: K ₃ = 0.875, K ₄ = 012C: K _{5 = 1.5155, K 6 = -0.81} 12D: preset as _{K 7 = 0, K 8 =} 0. The transfer function 1-P (z) of the differential processing filter in each mode at this time is: A: 1-1.8426z ^-1 + 0.8649z ^-2 B: 1-0.875z ^-1 C: 1-1.5155z ^-1 + 0.81z ^-2 D: 1, and the frequency characteristics of each of these difference processing filters are
The curves A to D in FIG. 4 are obtained.

すなわち、特性曲線Ａに対応する差分処理フィルタ（予
測器１２Ａと加算器１３Ａとより成る）が２次差分ＰＣ
Ｍモードに相当するフィルタであり、低域の予測ゲイン
すなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量が大きい。特性曲線Ｂに対
応する差分処理フィルタ（予測器１２Ｂおよび加算器１
３Ｂ）は１次差分ＰＭＣモードに相当するフィルタであ
り、また、特性曲線Ｃに対応する差分処理フィルタ（予
測器１２Ｃおよび加算器１３Ｃ）は中域の予測ゲインが
大きくなっている。予測器１２Ｄおよび加算器１３Ｄよ
り成る差分処理フィルタは、係数K₇,K₈が共に０である
ことにより、第４図の特性曲線Ｄに示すように、周波数
特性を持たず基準利得１のいわゆる単なるフラット・パ
ス特性となっており、ストレートＰＣＭモードに相当し
ている。That is, the difference processing filter (comprising the predictor 12A and the adder 13A) corresponding to the characteristic curve A is the secondary difference PC.
It is a filter corresponding to the M mode, and has a large improvement amount in the low-frequency prediction gain, that is, the instantaneous S / N. The difference processing filter (the predictor 12B and the adder 1 corresponding to the characteristic curve B
3B) is a filter corresponding to the first-order difference PMC mode, and the difference processing filter (the predictor 12C and the adder 13C) corresponding to the characteristic curve C has a large prediction gain in the middle band. Differential processing filter consisting of predictor 12D and the adder 13D, by the coefficient K _7, K ₈ are both 0, as shown in a characteristic curve D of FIG. 4, the reference gain 1 without a frequency characteristic so-called It has a mere flat path characteristic and is equivalent to the straight PCM mode.

第５図は、１ブロック毎に伝送されるワード構成の具体
例を示し、再量子化された１ワード４ビットで２８ワー
ドのオーディオ・データ・ワードＷ_０〜Ｗ₂₇と、１ワー
ド１６ビットから４ビットへのブロック毎の再量子化の
際の４ビットの取り出し位置を示すいわゆるレンジ情報
ワードＷ_Ｒと、上記４つのフィルタに対応する４モード
のうちのいずれが選択されたかを示すモード選択情報ワ
ードＷ_Ｍとが１ブロック毎に伝送される。したがって、
伝送されるオーディオ・データ１ワード当りの平均ビッ
ト数は、 （４×２８＋４＋２）÷２８≒4.214〔ｂｉｔ〕 となる。FIG. 5 shows a specific example of the word structure transmitted for each block. From re-quantized 1 word 4 bits, 28 words of audio data words W _{0 to} W ₂₇ and 1 word 16 bits are shown. mode selection information indicating 4 so-called range information word W _R that indicates the 4 bits of the take-out position when the re-quantization for each block to the bit, either has been selected out of four modes corresponding to the four filters a word W _M is transmitted block by block. Therefore,
The average number of bits per transmitted audio data word is (4 × 28 + 4 + 2) ÷ 28≈4.214 [bit].

この第４図において、単一の正弦波信号が入力される場
合には、入力信号周波数が０からf₁までは特性曲線Ａの
フィルタが、周波数がf₁からf₂までは特性曲線Ｃのフィ
ルタが、また周波数がf₂からf_s／２程度までは特性曲線
Ｄのフィルタがそれぞれ選択される。なお入力信号の周
波数f_s／２以上については、いわゆるエリアシング防止
のため、Ａ／Ｄ変換前にＬＰＦ（ローパスフィルタ）に
より予め除去されることは勿論である。このようにして
選択された各フィルタの周波数応答がその周波数での予
測ゲインすなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量となり、周波数に
対する瞬時Ｓ／Ｎの改善量は第４図の斜線部のようにな
る。In FIG. 4, when a single sine wave signal is input, the filter having the characteristic curve A is used when the input signal frequency is 0 to f ₁ and the characteristic curve C is used when the frequency is f ₁ to f ₂ . A filter and a filter having a characteristic curve D are selected for frequencies up to f ₂ to f _s / 2. It is needless to say that the frequency f _s / 2 or more of the input signal is previously removed by an LPF (low pass filter) before A / D conversion in order to prevent so-called aliasing. The frequency response of each filter selected in this way becomes the predicted gain at that frequency, that is, the improvement amount of the instantaneous S / N, and the improvement amount of the instantaneous S / N with respect to the frequency is as shown by the hatched portion in FIG.

ただし、実際のオーディオ入力信号は複合スペクトルの
信号であるため、上述のような明瞭な境界による選択は
行われず、特性曲線Ｂのフィルタも比較的頻繁に使用さ
れる。However, since the actual audio input signal is a composite spectrum signal, the selection based on the above-described clear boundary is not performed, and the filter of the characteristic curve B is also used relatively frequently.

また、上述のフィルタ選択は、各モードのフィルタから
のブロック内最大絶対値（ピーク値）をそのまま比較し
た場合に行われるものであるが、各モードのブロック内
ピーク値に対してそれぞれ所定の係数を乗算して比較す
ることにより、低次のフィルタあるいはストレートＰＣ
Ｍデータを出力するフィルタをより多く選択するように
してもよい。この場合、上記係数の一例としては、特性
Ａのフィルタからの２次差分ＰＣＭデータのピーク値に
は係数２を乗算し、特性Ｄのフィルタからのストレート
ＰＣＭデータのピーク値には係数0.7を乗算し、他のフ
ィルタからのデータのピーク値には係数１を乗算して
（あるいは係数を乗算せずに）、各値を互いに比較し、
その値が最小となるようなフィルタを選択する。このよ
うな係数の乗算は、第４図のグラフ内の対応する特性曲
線を縦軸方向に平行移動させる（レスポンス値を変え
る）ことに対応し、例えば特性曲線Ａのフィルタからの
ピーク値に係数２を乗算することは、特性曲線Ａを第４
図内で約６ｄＢ上方に平行移動させることに相当する。
したがって、結果的には、フィルタ切換周波数f₁やf₂が
低周波側に移行することになり、特性Ａのフィルタに比
べて特性Ｃのフィルタがより頻繁に、また特性Ｃのフィ
ルタに比べて特性Ｄのフィルタがより頻繁に選択される
ことになる。このように低次のフィルタの使用頻度を上
げることにより、伝送路のコードエラーに対し、その影
響を抑えることができる。Further, the above-mentioned filter selection is performed when the maximum absolute value (peak value) in the block from the filter of each mode is directly compared, but a predetermined coefficient is set for each peak value in the block of each mode. Low-order filter or straight PC by multiplying by and comparing
You may make it select more filters which output M data. In this case, as an example of the coefficient, the peak value of the second-order differential PCM data from the filter of the characteristic A is multiplied by the coefficient 2, and the peak value of the straight PCM data from the filter of the characteristic D is multiplied by the coefficient 0.7. Then, the peak value of the data from the other filter is multiplied by the coefficient 1 (or not multiplied by the coefficient), and the respective values are compared with each other.
Select a filter that minimizes its value. The multiplication of such a coefficient corresponds to translating the corresponding characteristic curve in the graph of FIG. 4 in the vertical axis direction (changing the response value). For example, the peak value from the filter of the characteristic curve A is calculated as a coefficient. Multiplying by 2 gives the characteristic curve A a fourth
This corresponds to a parallel translation of about 6 dB upward in the figure.
Therefore, as a result, the filter switching frequencies f ₁ and f ₂ are shifted to the low frequency side, the characteristic C filter is more frequent than the characteristic A filter, and the characteristic C filter is more frequent than the characteristic C filter. The filter of characteristic D will be selected more often. By thus increasing the frequency of use of the low-order filter, it is possible to suppress the influence of code errors on the transmission line.

なお、デコーダ側では、入力された１ブロック分のオー
ディオ・データ・ワードＷ_０〜Ｗ₂₇が上記レンジ情報ワ
ードＷ_Ｒのデータに基いてシフタ３２によりブロック単
位で伸張処理あるいはエンコーダ側とは逆のレンジング
処理が施され、次に加算器３３と予測器３４より成るフ
ィルタにおいて、上記モード選択情報ワードＷ_Ｍのデー
タに基いてブロック単位で逆予測処理が施され、元のス
トレートＰＣＭデータが復元される。In the decoder side, the audio data words W ₀ to _W-27 of one block which is input to the contrary to the expansion processing or the encoder side in block units by the shifter 32 based on the data of the range information word W _R ranging process is performed, the filter next made of the adder 33 and predictor 34, inverse predictive processing in blocks on the basis of the data of the mode selection information word W _M is performed, the original straight PCM data is restored It

この第１の実施例のシステムによれば、低〜中程度の忠
実度の音質の伝送が可能となり、通常の音声信号等を極
めて低いビットレート（１ワード当り4.214ビット、１
チャンネル当りの伝送ビットレート約79.6ｋビット／
秒）で伝送することができる。According to the system of the first embodiment, it is possible to transmit a sound quality of low to medium fidelity, and a normal voice signal or the like is transmitted at an extremely low bit rate (4.214 bits per word, 1
Transmission bit rate per channel About 79.6 kbit /
Seconds) can be transmitted.

第２の実施例 次に、中〜高忠実度（ミドル〜ハイ・ファイ）の音質で
の音楽信号伝送が可能なシステムの例として、第４図の
特性曲線Ａ，Ｂ，Ｄに対応する予測係数を有する３種類
のフィルタを用い、サンプリング周波数f_sを上記第１の
実施例の倍の37.8kHzとする場合について説明する。他
の具体的数値および具体的構成は、上記第１の実施例と
同様とする。Second Embodiment Next, as an example of a system capable of transmitting a music signal with sound quality of middle to high fidelity (middle to high fidelity), predictions corresponding to the characteristic curves A, B and D of FIG. A case will be described in which three types of filters having coefficients are used and the sampling frequency f _{s is set} to 37.8 kHz, which is double the frequency of the first embodiment. Other specific numerical values and specific configurations are the same as those in the first embodiment.

この場合、上記３種類のフィルタの周波数特性は、サン
プリング周波数f_sが倍となったことに伴って、第６図の
特性曲線Ａ，Ｂ，Ｄのようになる。すなわち、特性曲線
ＤはストレートＰＣＭモードに、特性曲線Ｂは１次差分
モードに、特性曲線Ａは２次差分モードにそれぞれ対応
する。In this case, the frequency characteristics of the above three types of filters are as shown by characteristic curves A, B and D in FIG. 6 as the sampling frequency f _s is doubled. That is, the characteristic curve D corresponds to the straight PCM mode, the characteristic curve B corresponds to the first-order difference mode, and the characteristic curve A corresponds to the second-order difference mode.

ところで、量子化器１６において１ワード１６ビットか
ら４ビットへの再量子化を行う際に、所定位置の４ビッ
トを取り出すわけであるが、このときシフタ１５では、
ノイズ・シェイピング処理前のデータすなわち選択され
たモードのブロック内ピーク値に基いてレンジ（ビット
・シフト量）が決定されるため、ノイズ・シェイパ１７
からのフィードバック・エラーが加算器１４にて重畳さ
れることにより、特にレンジング処理の際に取り出され
るビットの最大値に近いデータ入力時において、データ
がオーバーフロウする虞れがある。By the way, when the quantizer 16 requantizes one word from 16 bits to 4 bits, 4 bits at a predetermined position are taken out. At this time, in the shifter 15,
Since the range (bit shift amount) is determined based on the data before the noise shaping process, that is, the peak value in the block of the selected mode, the noise shaper 17
Since the feedback error from the above is superposed by the adder 14, there is a possibility that the data may overflow, especially at the time of inputting data close to the maximum value of the bits taken out during the ranging processing.

これを防止するため、選択されたモードのブロック内の
ピーク値（最大絶対値）に対して所定の１以上の係数γ
を予め乗算し、この乗算結果をピーク値とみなしてレン
ジング位置すなわち１６ビット中の４ビットの取り出し
位置を決定する。このように、真のピーク値の上記所定
数γ倍の値によってレンジング位置が決定されるため、
ノイズ・シェイパ１７からのエラーが帰還されても、上
記オーバーフロウが発生しにくくなる。この場合、上記
係数γは、選択されたモードの予測器特性に応じて設定
しておくことが好ましい。In order to prevent this, a coefficient γ equal to or greater than a predetermined value 1 with respect to the peak value (maximum absolute value) in the block of the selected mode
Is preliminarily multiplied, and the multiplication result is regarded as a peak value to determine the ranging position, that is, the 4-bit extraction position out of 16 bits. In this way, since the ranging position is determined by the predetermined number γ times the true peak value,
Even if the error from the noise shaper 17 is returned, the above overflow is less likely to occur. In this case, the coefficient γ is preferably set according to the predictor characteristic of the selected mode.

ここで、ノイズ・シェイパ１７内の予測器２０は、差分
処理用の予測器１２Ａ〜１２Ｄに等しい特性のものがモ
ード選択に応じて選択されることにより、ストレートＰ
ＣＭモード時には、第２図の係数Ｋａ，Ｋｂが共に０と
なり、エラー・フィードバック量が０となってノイズ・
シェイピングの影響はなく、係数γ＝１とすればよい。
また、１次差分モード時には、ノイズ・シェイピング処
理を施した後のエンコーダ出力でのノイズ・スペクトル
が第６図の特性曲線Ｂに等しくなる点を考慮して、γ≒
1.14とすればよく、２次差分モード時には、第６図の特
性曲線Ａを考慮して、γ≒1.33とすればよい。Here, as the predictor 20 in the noise shaper 17, a predictor 20 having a characteristic equal to that of the predictors 12A to 12D for difference processing is selected according to the mode selection, so that the straight P
In the CM mode, the coefficients Ka and Kb in FIG. 2 are both 0, the error feedback amount is 0, and the noise
There is no influence of shaping, and the coefficient γ may be set to 1.
In the first-order difference mode, γ≈, considering that the noise spectrum at the encoder output after the noise shaping process is equal to the characteristic curve B in FIG.
In the second-order difference mode, γ≈1.33 may be set in consideration of the characteristic curve A in FIG.

すなわち、上記１次差分モード選択時において、エンコ
ーダ出力でのノイズ・スペクトルは概略第７図のように
なる。これは、４ビットで再量子化するときの瞬時Ｓ／
Ｎが約２４ｄＢであることにより、フル・スケール（４
ビットで表現可能な最大レベル）を基準の０ｄＢとする
とき、ノイズ・シェイピング前のノイズ・レベルが−２
４ｄＢとなり、これに１次予測のエラー・フィードバッ
クによるノイズ・シェイピング処理が施されて、第７図
の斜線部に示すようなスペクトル分布のノイズ・レベル
となる。したがって、周波数f_s／２近傍のノイズ・レベ
ルはノイズ・シェイピング前のレベルに比べて約６ｄＢ
持ち上げられることになり、これが上記オーバーフロウ
を起こす原因となる。これは、ノイズ・シェイピング前
の量子化ノイズの振幅分布が上記再量子化された４ビッ
トのＬＳＢの ビット内でランダムであることより、これの１次差分を
とるときのノイズの最大振幅は、 より±１ＬＳＢとなり、これがf_s／２付近での約６ｄＢ
の持ち上りに対応する。したがって、無入力時でも＋６
ｄＢのノイズを伝送することになり、４ビットのフル・
スケールの０ｄＢに対してf_s／２付近で約−１８ｄＢの
位置にノイズのピーク値が存在し得ることになる。ここ
で、−１８ｄＢは約0.125であるから、信号のピーク値
を１−0.125、すなわち0.875倍に抑えれば、ノイズ・シ
ェイピングによるオーバーフロウを未然に防ぐことがで
きる。したがって、レンジング位置決定のためのピーク
値に対する乗算係数γとしては、１／0.875≒1.14とす
ればよい。That is, when the first-order difference mode is selected, the noise spectrum at the encoder output is as shown in FIG. This is the instantaneous S / when requantizing with 4 bits.
Since N is about 24 dB, full scale (4
When the maximum level that can be expressed in bits is set to 0 dB, the noise level before noise shaping is -2.
The noise level becomes 4 dB, and the noise shaping process by the error feedback of the primary prediction is applied to this, and the noise level of the spectrum distribution as shown by the hatched portion in FIG. 7 is obtained. Therefore, the noise level near the frequency f _s / 2 is about 6 dB compared to the level before noise shaping.
It will be lifted and this will cause the above-mentioned overflow. This is because the amplitude distribution of the quantization noise before noise shaping is the requantized 4-bit LSB of Since it is random within the bit, the maximum amplitude of noise when taking the first-order difference of this is Becomes ± 1LSB, which is about 6 dB near f _s / 2.
Corresponding to the lifting of. Therefore, +6 even when there is no input
4 dB full,
This means that a noise peak value may exist at a position of about -18 dB near f _s / 2 with respect to 0 dB on the scale. Here, since -18 dB is about 0.125, if the peak value of the signal is suppressed to 1-0.125, that is, 0.875 times, overflow due to noise shaping can be prevented in advance. Therefore, the multiplication coefficient γ for the peak value for determining the ranging position may be 1 / 0.875≈1.14.

次に、上記２次差分モード選択時のレンジング位置決定
用のピーク値に対する乗算係数γについては、第６図の
特性曲線Ａのf_s／２付近での持ち上りが約＋１２ｄＢで
あることより、４ビット再量子化のフル・スケール０ｄ
Ｂに対してノイズ・レベルのピーク値は約−１２ｄＢの
位置に存在し得ることになる。−１２ｄＢは約0.25であ
るから、信号のピーク値を１−0.25＝0.75倍に抑えるこ
とによって、ノイズ・シェイピングによるオーバーフロ
ウを防止でき、上記係数γは１／0.75より約1.33とな
る。Next, regarding the multiplication coefficient γ with respect to the peak value for determining the ranging position when the second-order difference mode is selected, since the rise in the vicinity of f _s / 2 of the characteristic curve A of FIG. 6 is about +12 dB, 4-bit requantization full scale 0d
The peak value of the noise level for B would be located at about -12 dB. Since -12 dB is about 0.25, by suppressing the peak value of the signal by 1-0.25 = 0.75 times, overflow due to noise shaping can be prevented, and the coefficient γ becomes about 1.33 from 1 / 0.75.

ところで、信号が急激に変化することによって、再量子
化の際のレンジング位置が急激に変化する場合に、前の
ブロックのノイズが次のブロックにくり越されることに
よってオーバーフロウを生ずることがある。これは特
に、ブロックの境界近傍で信号レベルが急激に低下した
場合に生じ易く、このとき、レンジング位置すなわち再
量子化のための４ビット取り出し位置は、例えば第８図
Ａ，Ｂに示すように、１６ビット中のＭＳＢ側からＬＳ
Ｂ側に急激に移動するが、前ブロックのデータ（第８図
Ａ）のエラー分が次のブロックのデータ（第８図Ｂ）に
そのまま帰還されることによって、再量子化により取り
出される４ビットのデータかオーバーフロウしてしま
う。これは、シフタ１５の利得Ｇとしては、前ブロック
で小さかったものが次のブロックで急激に増大すること
に相当する。By the way, when the ranging position at the time of requantization changes abruptly due to the rapid change of the signal, the noise of the previous block may be carried over to the next block, which may cause overflow. . This is especially likely to occur when the signal level sharply drops near the block boundary, and at this time, the ranging position, that is, the 4-bit extraction position for requantization, is as shown in FIGS. 8A and 8B, for example. , LS from MSB side in 16 bits
Although it moves abruptly to the B side, 4 bits extracted by requantization are obtained by directly returning the error amount of the data of the previous block (FIG. 8A) to the data of the next block (FIG. 8B). Data or overflow. This corresponds to the gain G of the shifter 15 which was small in the previous block but sharply increased in the next block.

そこで、オーバーフロウを許容して、オーバーフロウが
発生したときには、再量子化４ビットで表現可能な正又
は負の最大値に固定していわゆるクリッピングすること
により、符号の反転を防ぐとともに異音の発生を最小限
に抑えることが望ましい。Therefore, when overflow is allowed, and when overflow occurs, it is fixed to the maximum positive or negative value that can be expressed by 4 bits of requantization and so-called clipping is performed to prevent the inversion of the sign and to prevent abnormal noise. It is desirable to minimize the occurrence.

また、このクリッピング処理に先立ち、レンジが小さく
なる（利得Ｇが大きくなる）ときのビット取り出し位置
の移動に制限を加え、例えば第８図Ｃに示すように、前
ブロックの位置より１ビットだけＬＳＢ側に移動した位
置をビット取り出し位置あるいはレンジング位置とす
る。Prior to this clipping processing, the movement of the bit extraction position when the range becomes small (gain G becomes large) is limited, and, for example, as shown in FIG. The position moved to the side is defined as the bit extraction position or the ranging position.

このように、レンジング位置が元の１６ビットのデータ
のＭＳＢ側からＬＳＢ側に移動するときの移動量に制限
を加えることにより、急激なレンジの変化が防止でき、
ノイズ・シェイピングによるオーバーフロウの大きさを
小さくできる。Thus, by limiting the amount of movement when the ranging position moves from the MSB side of the original 16-bit data to the LSB side, it is possible to prevent a rapid range change,
The size of overflow due to noise shaping can be reduced.

ここで、最もオーバーフロウの生じ易い、すなわち最も
急峻なノイズ・シェイピング処理を行っている上記２次
差分モード選択時のレンジング位置移動の制限作用につ
いて説明する。Here, the limiting action of the ranging position movement when the above-mentioned secondary difference mode in which the overflow is most likely to occur, that is, the steepest noise shaping process is performed will be described.

この２次差分モード選択時におけるエンコーダ出力での
ノイズ・スペクトル分布は、第６図の特性曲線Ａと同様
の曲線形状に表われ、ノイズ・シェイピング前に比べて
f_s／２付近のノイズのピーク値は略４倍すなわち約＋１
２ｄＢだけ持ち上げられる。したがって、再量子化デー
タの４ビットによるフル・スケールを０ｄＢとすると
き、ノイズのピーク値は−１２ｄＢの位置に存在し得る
ことになり、0.25をノイズが占めることになる。次に、
レンジング位置の移動については、上述のように、１ブ
ロックにつきＬＳＢ側に１ビット以内にするという制限
があるため、次のブロックにおいて帰還されるノイズの
大きさは、このときのフル・スケールを０ｄＢとして、
最大でも上記１ビット分の−６ｄＢ、すなわち0.5であ
る。なお、上記制限を設けない場合には、レンジの変化
ステップが最大１２ビットあることより−１２＋６×１
２＝６０、すなわち約６０ｄＢのノイズが伝播されるこ
とになる。これに対して、上記制限を設けた場合には、
過渡部で最大でも0.5をノイズが占めることになり、信
号に対し上記乗算係数γを設定しない（γ＝１とする）
場合でも、信号の最大値１とノイズの最大値0.5との和
1.5、すなわち約＋3.5ｄＢのオーバーフロウですむ。The noise spectrum distribution at the encoder output when the second-order difference mode is selected appears in the same curve shape as the characteristic curve A in FIG. 6, and is larger than that before the noise shaping.
The noise peak value around f _s / 2 is about four times, that is, about +1
It can be lifted by 2 dB. Therefore, when the full scale of 4 bits of the requantized data is 0 dB, the peak value of noise can exist at a position of -12 dB, and noise occupies 0.25. next,
As to the movement of the ranging position, as described above, there is a limitation that the LSB side is within 1 bit per block. Therefore, the magnitude of the noise fed back in the next block is 0 dB at the full scale at this time. As
The maximum is -6 dB for one bit, that is, 0.5. If the above limitation is not set, the range change step has a maximum of 12 bits, so -12 + 6 x 1
2 = 60, that is, about 60 dB of noise is propagated. On the other hand, when the above restrictions are set,
Since noise occupies 0.5 at the maximum in the transient part, the above multiplication coefficient γ is not set for the signal (γ = 1)
Even if the maximum value of the signal is 1 and the maximum value of the noise is 0.5
Overflow of 1.5, or about +3.5 dB, is enough.

次に、このようなオーバーフロウの大きさを制限したの
ちに、上述のようなクリッピング処理を行う。Next, after limiting the size of such overflow, the clipping processing as described above is performed.

ここで、クリッピング処理とは、上記オーバーフロウが
生じたときに、再量子化によって取り出される４ビット
の正又は負の最大値にデータを固定あるいはクリッピン
グすることにより、符号の反転を防止し、エラーを小さ
く抑えるものであるが、この時発生したエラー、すなわ
ち真の値とクリップした上記正又は負の最大値との差を
帰還（エラー・フィードバック）し、次回にくり越すこ
とにより、すなわち通常のエラー・フィードバックをそ
のまま行なうことにより、クリップによる歪等の悪影響
はほとんど発生しないことが確認されている。Here, the clipping process means that when the above-mentioned overflow occurs, the data is fixed or clipped to the maximum positive or negative value of 4 bits extracted by requantization, thereby preventing the inversion of the sign and thus the error. However, the error that occurs at this time, that is, the difference between the true value and the clipped positive or negative maximum value is fed back (error feedback) and carried over to the next time, that is, the normal value. It has been confirmed that the adverse effects such as the distortion due to the clip hardly occur by directly performing the error feedback.

これに対して、上記クリップ時にエラーの帰還を停止し
てしまうと、一時的にノイズ・シェイピングがかからな
くなり、デコーダ出力には大レベルの低域ノイズ、すな
わちデコード・フィルタの特性に応じたノイズが発生
し、その歪が伝播するため、聴感上非常に問題となる。On the other hand, if the error feedback is stopped at the time of the above clipping, noise shaping is temporarily lost, and the decoder output has a large level of low-frequency noise, that is, noise according to the characteristics of the decoding filter. Occurs, and the distortion propagates, which is very problematic in hearing.

このようなクリッピング処理時のエラー・フィードバッ
クの有無による作用上の差異について以下説明する。Differences in operation due to the presence / absence of error feedback during such clipping processing will be described below.

ここで説明を簡略化するために、第９図に示すような１
次のノイズ・シェイピングを行う場合について考察す
る。Here, in order to simplify the explanation, as shown in FIG.
Consider the following case of noise shaping.

この第９図において、シフタ１５からの出力ｄ″(n)
は、量子化器１６において１６ビットから４ビットに再
量子化されて出力ｄ(n)となり、オーバーフロウ時の
クリッピング回路（クリッパ）２６を介して出力 となるものとする。また、量子化器１６への入力ｄ″
(n)とクリッパ２６からの出力 の誤差分である量子化ノイズあるいはエラーｅ(n)は、
ノイズ・シェイパ１７においてシフタ１９を介し、１ワ
ード遅延手段２７を介して加算器１４に減算信号として
供給されている。In FIG. 9, the output d ″ (n) from the shifter 15
Is requantized from 16 bits to 4 bits in the quantizer 16 and becomes the output d (n), which is output via the clipping circuit (clipper) 26 at the time of overflow. Shall be In addition, the input d ″ to the quantizer 16
(n) and output from clipper 26 The quantization noise or error e (n) which is the error component of
In the noise shaper 17, it is supplied as a subtraction signal to the adder 14 via the shifter 19 and the 1-word delay means 27.

なお、この第９図の構成を要部とするエンコーダに対し
て、デコーダの要部は、第１０図に示すように構成さ
れ、予測器３４は１ワード遅延手段２８より成ってい
る。It should be noted that, in contrast to the encoder having the configuration of FIG. 9 as a main portion, the main portion of the decoder is configured as shown in FIG. 10, and the predictor 34 is composed of the 1-word delay means 28.

いま、時間経過に伴って任意の一ブロック（第１のブロ
ック）から次のブロック（第２のブロック）に移る際
に、信号のピーク値が小さくなり、シフタ１５の利得Ｇ
がＧからＧ・ｇ（ただしｇ＞１）に変化する場合に、上
記第１のブロックの最終のエンコーダ出力データを、 とするとき、デコーダのシフタ３２からの出力 となる。次に、上記第２のブロックの先頭のエンコーダ
出力データ となる。ここで、デコーダ出力 を考えるに際し、 とすると、式より、 また、この式と式より、 となる。これら，式で示されるように、オーバーフ
ロウのないときには、ブロック間の干渉は一切発生せ
ず、前ブロックの大きな量子化誤差が後続のブロックに
尾を引くことはない。Now, when shifting from one arbitrary block (first block) to the next block (second block) with the passage of time, the peak value of the signal becomes small, and the gain G of the shifter 15 becomes small.
When G changes from G to G · g (where g> 1), the final encoder output data of the first block is Output from the decoder shifter 32 Becomes Next, the encoder output data at the beginning of the second block Becomes Where the decoder output When thinking about Then, from the formula, Also, from this formula and the formula, Becomes As shown in these equations, when there is no overflow, no interference occurs between blocks, and a large quantization error in the previous block does not cause a trail in the subsequent block.

次に、上記第２のブロックの先頭ワードでオーバーフロ
ウを起こした場合において、上記式のｅ(n)・ｇの項
がオーバーフロウの原因となるわけであるが、ここでオ
ーバーフロウが生じクリップさせたときのエラー分をＥ
として式を書きなおすと、 よって上記式は、 となる。また、上記式のデコーダ出力は、 となり、この式と上記式との差は、 Ｅ・Ｇ^-1・ｇ^-1 …………… で、これがクリップによるデコーダ出力に表れる歪であ
る。Next, when overflow occurs in the first word of the second block, the term e (n) · g in the above equation causes overflow. E when the error amount when
Rewriting the formula as Therefore, the above equation becomes Becomes Also, the decoder output of the above equation is The difference between this equation and the above equation is E · G ⁻¹ · g ⁻¹ …………, which is the distortion that appears in the decoder output due to clipping.

次に、クリップによるエラー伝播については、上記式
で発生したエラーを通常通りフィードバックする場合
に、ｎ＋２に対応するエンコード出力は、 この式と式より、デコーダ出力は、 となり、Ｅの影響はなくなる。これに対して、上記式
で発生したエラーをフィードバックしない場合には、 この式と上記式より、デコーダ出力は、 となるから、結果として、Ｅ＋ｅ（ｎ＋１）を帰還しな
かったことによる影響が伝播することになる。Next, regarding the error propagation by the clip, when the error generated in the above formula is fed back as usual, the encoded output corresponding to n + 2 is From this equation and the equation, the decoder output is And the effect of E disappears. On the other hand, if you do not feed back the error that occurred in the above formula, From this equation and the above equation, the decoder output is Therefore, as a result, the effect of not returning E + e (n + 1) is propagated.

以上の考察の結果からも明らかなように、クリッピング
によるエラーも、通常の量子化誤差と同様にフィードバ
ックする方が良いことがわかる。この場合、オーバーフ
ロウを起こしたワードのみが上記式のＥ・Ｇ^-1・ｇ^-1
なる歪を発生するだけですみ、エラーが後続ワードに伝
播することはない。As is clear from the results of the above consideration, it is better to feed back the error due to clipping as well as the normal quantization error. In this case, only the word that caused the overflow is E · G ⁻¹ · g ^{−1 in the} above equation.
Error is not propagated to subsequent words.

次に、上記レンジング位置すなわち再量子化ビットの取
り出し位置がＬＳＢ側に移動するときの移動量に制限を
加えることの効果について説明する。Next, the effect of limiting the amount of movement when the ranging position, that is, the requantization bit extraction position moves to the LSB side will be described.

先ず、クリッピングによるエラー分を次のワードにフィ
ードバックすることは上記式に示されている。この
式中で帰還されるエラーとしては、｛ｅ（ｎ＋１）＋
Ｅ｝・Ｇ^-1・ｇ^-1の項であり、これがｎ＋２のワードで
オーバーフロウを引き起こす原因となり得る。すなわ
ち、前記第８図Ｂのように急激に再量子化ビット取り出
し位置（レンジング位置）がＬＳＢ側に移動した場合に
は、 ただし、Ｆｓは現在のブロックの量子化ビットで表現可
能なフルスケールの大きさとなることがあり、ｎ＋１の
ワードでのエラー分Ｅをｎ＋２のワードで吸引しきれず
に、連続してオーバーフロウを起こしてしまうわけであ
る。このようにして、次々とオーバーフロウによるエラ
ーが伝播し、大きな歪となる。この様子を第１１図に示
す。この第１１図においては、上記レンジング位置が急
激にＬＳＢ側に移動したときのブロック内の先頭ワード
をＷ_０としており、このワードＷ_０のデータＤ_０に前ワ
ード（前ブロックの最終ワード）についての量子化誤差
（エラー）が重畳されて真の値Ｐ_０となるわけである
が、この真の値Ｐ_０は現在のブロックの再量子化ビット
で表現可能なフル・スケールＦＳの範囲を越えてオーバ
ーフロウとなるため、上記クリッピング処理が施され
て、出力値Ｑ_０は正の最大値にはりつけられる。このと
きの量子化誤差Ｅ_０は、出力値Ｑ_０−真の値Ｐ_０であ
る。このエラーＥ_０の符号を反転したもの、すなわち−
Ｅ_０が次のワードＷ_１のデータＤ_１に重畳されて真の値
Ｐ_１となるが、この真の値Ｐ_１もフル・スケールＦＳを
越えてオーバーフロウとなるため、出力値Ｑ_１は正の最
大値にクリップされる。このようにしてエラーが伝播す
る。なお、第１１図においては、図示の都合上、ブロッ
ク先頭ワードＷ_０のエラー重畳された真の値Ｐ_０をフル
・スケールの数倍以内にしているが、実際にはＷ_０に帰
還されるエラーは、フル・スケールの約１０００倍（約
６０ｄＢ）となる可能性もあり、エラー伝播が長時間に
渡って接続することもある。First, feeding back the error due to clipping to the next word is shown in the above equation. The error returned in this equation is {e (n + 1) +
E} · G ⁻¹ · g ⁻¹ , which can cause overflow in n + 2 words. That is, when the requantization bit extraction position (ranging position) is rapidly moved to the LSB side as shown in FIG. 8B, However, Fs may have a full-scale size that can be represented by the quantized bits of the current block, and the error E in the word n + 1 cannot be completely sucked in the word n + 2, causing continuous overflow. It will end up. In this way, errors due to overflow propagate one after another, resulting in a large distortion. This state is shown in FIG. In FIG. 11, the first word in the block when the ranging position is rapidly moved to the LSB side is W _0, and the previous word (the last word of the previous block) is added to the data D ₀ of this word W _0. The quantization error (error) is superposed to obtain the true value P _0. This true value P ₀ exceeds the range of the full scale FS that can be represented by the requantization bit of the current block. Therefore, the output value Q ₀ is pasted to the positive maximum value by performing the clipping process. The quantization error E _{0 at} this time is the output value Q ₀ −the true value P ₀ . An inverted version of the sign of this error E ₀ , namely −
E ₀ is superposed on the data D ₁ of the next word W ₁ and becomes the true value P ₁ , but since this true value P ₁ also exceeds the full scale FS and becomes overflow, the output value Q ₁ becomes Clipped to maximum positive value. In this way, the error propagates. Note that, in FIG. 11, the true value P ₀ of the block head word W ₀ with error superposition is set within several times the full scale for the sake of illustration, but it is actually fed back to W _0. The error can be about 1000 times full scale (about 60 dB), and the error propagation can connect for long periods of time.

これに対して、上述のようにレンジング位置（再量子化
ビットの取り出し位置）がＬＳＢ側に移動するときの移
動量を例えば１ビットに制限する場合には、第１２図に
示すように、ブロック先頭ワードＷ_０で帰還されるエラ
ーが小さく抑えられ、短時間でエラー伝播が解消され
る。したがって、デコーダからの出力信号の歪が小さく
抑えられ、テンポラル・マスキング効果と相まって、聴
感上何ら支障のない信号伝送が可能となる。On the other hand, as described above, when the amount of movement when the ranging position (requantization bit extraction position) moves to the LSB side is limited to, for example, 1 bit, as shown in FIG. The error fed back at the first word W ₀ is suppressed to a small level, and error propagation is eliminated in a short time. Therefore, the distortion of the output signal from the decoder can be suppressed to a small level, and in combination with the temporal masking effect, it is possible to perform signal transmission without any trouble in hearing.

第３の実施例 次に、上述した第２の実施例をさらに高品質にした高忠
実度伝送が可能な第３の実施例について説明する。Third Embodiment Next, a third embodiment capable of high-fidelity transmission with higher quality than the second embodiment will be described.

この第３の実施例においては、量子化器１６における再
量子化ビット数を８ビットとし、差分処理フィルタとし
ては、１次差分ＰＣＭデータを出力するものとストレー
トＰＣＭデータを出力するものとの２種類を用いてい
る。サンプリング周波数f_sは、第２の実施例と同様に3
7.8kHzとしており、１次差分フィルタの特性曲線は前記
第６図の曲線Ｂに等しくなる。他の条件および構成は、
上述した第２の実施例と同様である。In the third embodiment, the requantization bit number in the quantizer 16 is set to 8 bits, and the difference processing filter outputs one of primary difference PCM data and one of straight PCM data. The type is used. The sampling frequency f _s is 3 as in the second embodiment.
The characteristic curve of the first-order differential filter is equal to the curve B in FIG. Other conditions and configurations are
This is similar to the second embodiment described above.

この第３の実施例の場合には、再量子化されたオーディ
オ・データ・ワードが８ビットであるため、第２の実施
例に比べてより高品質の信号伝送が行なえる。なお、伝
送されるデータのビットレートは、１ワード当り平均8.
214ビットで、１チャンネル当り約310.5ｋビット／秒と
なる。In the case of the third embodiment, since the requantized audio data word is 8 bits, higher quality signal transmission can be performed as compared with the second embodiment. The average bit rate of transmitted data is 8.
With 214 bits, approximately 310.5 kbit / s per channel.

ところで、本発明においては、f_s／６以下の低域の予測
ゲインＧ_ｐがｄＢ表示で負とならないようなフィルタの
みを用いており、いわゆる和分フィルタは用いていな
い。これは、広帯域の音楽信号においては、高域信号の
みが単独で存在することは非常にまれであり、常に低・
中域信号の存在を考慮した差分処理フィルタが適当なた
めである。By the way, in the present invention, only a filter that does not make the prediction gain G _{p in} the low band of f _s / 6 or less negative in dB display is used, and a so-called summing filter is not used. This is because it is very rare that only a high frequency signal exists in a wide band music signal, and it is always low and
This is because a difference processing filter that considers the presence of the mid-range signal is suitable.

なお、本発明上記実施例のみに限定されるものではな
く、入力ディジタル信号のサンプリング周波数、１ワー
ドのビット数、１ブロック内のワード数、フィルタの最
高次数Ｎや種類数、あるいは再量子化ビット数等は任意
に設定できることは勿論である。The present invention is not limited to the above embodiment, but the sampling frequency of the input digital signal, the number of bits of one word, the number of words in one block, the highest order N and the number of types of filters, or requantization bits. Of course, the number and the like can be set arbitrarily.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

本発明の信号伝送装置によれば、高次差分ＰＣＭ、１次
差分ＰＣＭ、ストレートＰＣＭの各データを出力する複
数個の差分処理フィルタを用い、これらを適応的に切換
選択しているため、効率的なビットレート低減が行え、
信号の品質を劣化させることなく極めて低いビットレー
トでの信号伝送が可能となる。また、ストレートＰＣＭ
データの出力モードも切換選択できるため、高域信号入
力時のＳ／Ｎ劣化や、エラー発生時の過大な誤差電力の
発生も解決できる。According to the signal transmission device of the present invention, a plurality of difference processing filters that output each data of high-order differential PCM, first-order differential PCM, and straight PCM are used, and these are adaptively switched and selected. Bit rate can be reduced,
Signal transmission at an extremely low bit rate is possible without deteriorating the signal quality. Also, straight PCM
Since the data output mode can be switched and selected, it is possible to solve the S / N deterioration at the time of inputting a high frequency signal and the generation of excessive error power at the time of error occurrence.

また、選択されたフィルタからの出力のブロック内のピ
ーク値（最大絶対値）に係数γ（γ≧１）を乗算し、こ
の乗算された値に基いてレンジング位置すなわち再量子
化ビットの取り出し位置を決定することにより、ノイズ
・シェイピング処理によるフィードバック・エラーが重
畳されても、オーバーフロウが起こりにくくなる。Also, the peak value (maximum absolute value) in the block of the output from the selected filter is multiplied by the coefficient γ (γ ≧ 1), and the ranging position, that is, the requantization bit extraction position is based on this multiplied value. By determining, the overflow is less likely to occur even if the feedback error due to the noise shaping process is superimposed.

さらに、入力信号レベルがブロックの境界付近で急激に
低下し、レンジング位置すなわち再量子化ビットの取り
出し位置がＬＳＢ側に急激に移動しようとする際に、こ
の移動量に制限を加えることにより、再量子化ビットの
オーバーフロウによるエラーを小さく抑えることができ
る。このとき、再量子化ビットがオーバーフロウしたと
きに、正または負の最大値でクリッピングし、このとき
のエラーをフィードバックしてノイズ・シェイピング処
理を施すことにより、エラー伝播を抑えて異音の発生等
による悪影響を有効に防止することが可能となる。Furthermore, when the input signal level sharply drops near the block boundary and the ranging position, that is, the requantized bit extraction position is about to suddenly move to the LSB side, by limiting the moving amount, It is possible to suppress the error due to the overflow of the quantization bit. At this time, when the requantization bit overflows, clipping is performed at the maximum positive or negative value, and the error at this time is fed back to perform noise shaping processing to suppress error propagation and generate abnormal noise. It is possible to effectively prevent the adverse effects of the above.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図は本発明に係る信号伝送装置が適用されるシステ
ム全体の概略的構成を示すブロック回路図、第２図およ
び第３図は第１図のエンコーダおよびデコーダのより具
体的な構成例をそれぞれ示すブロック回路図、第４図は
複数の差分処理フィルタの周波数特性を示すグラフ、第
５図は１ブロック内の伝送ワード構成の一例を示す図、
第６図は他の具体例に用いられる複数の差分処理フィル
タの周波数特性を示すグラフ、第７図はノイズ・シェイ
ピング処理されたノイズのスペクトル分布を示すグラ
フ、第８図は再量子化の際のレンジング位置の移動を説
明するための図、第９図はエンコーダの要部を示すブロ
ック回路図、第１０図はデコーダの要部を示すブロック
回路図、第１１図および第１２図は再量子化の際のオー
バーフロウによるエラー伝播を説明するための図であ
る。 １０……………………エンコーダ １２，１２Ａ〜１２Ｄ，２０，３４……予測器 １５，１９，３２……シフタ １６……………………量子化器 １７……………………ノイズ・シェイパ ２１……………………予測・レンジ適応回路 ３０……………………デコーダFIG. 1 is a block circuit diagram showing a schematic configuration of the entire system to which the signal transmission device according to the present invention is applied, and FIGS. 2 and 3 are more specific configuration examples of the encoder and decoder of FIG. FIG. 4 is a block circuit diagram showing each of them, FIG. 4 is a graph showing frequency characteristics of a plurality of difference processing filters, and FIG. 5 is a diagram showing an example of a transmission word configuration in one block.
FIG. 6 is a graph showing the frequency characteristics of a plurality of difference processing filters used in another specific example, FIG. 7 is a graph showing the spectral distribution of noise subjected to noise shaping processing, and FIG. 8 is a graph of requantization. FIG. 9 is a block circuit diagram showing the main part of the encoder, FIG. 10 is a block circuit diagram showing the main part of the decoder, and FIGS. 11 and 12 are requantization diagrams. It is a figure for explaining error propagation by overflow at the time of conversion. 10 ............... Encoder 12, 12A to 12D, 20, 34 ... Predictor 15, 19, 32 ... Shifter 16 ……………… Quantizer 17 ……………… …… Noise shaper 21 …………………… Prediction / range adaptation circuit 30 …………………… Decoder

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定
ワード数毎にブロック化し、各ブロック毎の信号に対し
て予測誤差を得るためのフィルタを介して伝送するとと
もに、上記フィルタとして、Ｎ次の予測器およびＮ次以
下の予測器を用いて成る複数のフィルタを設け、各フィ
ルタからの出力の上記ブロック内の最大絶対値あるいは
最大絶対値に係数を乗算したものを互いに比較し、その
値が最小となるフィルタを選択することを特徴とする信
号伝送装置。1. An input digital signal is divided into blocks by a certain number of words along a time axis, and is transmitted through a filter for obtaining a prediction error with respect to the signal of each block. Multiple predictors and a predictor of order N or less are provided, and the maximum absolute value of the output from each filter in the above block or the product obtained by multiplying the maximum absolute value by a coefficient is compared with each other, and the values are compared. A signal transmission device characterized by selecting a filter with a minimum value. 【請求項２】上記複数のフィルタのうち、少なくとも一
つは、概略ストレートＰＣＭデータを出力するフィルタ
を設けて成ることを特徴とする特許請求の範囲第(1)項
記載の信号伝送装置。2. The signal transmission device according to claim 1, wherein at least one of the plurality of filters is provided with a filter for outputting substantially straight PCM data.