JPS59212780A - レベル検出回路 - Google Patents
レベル検出回路Info
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- JPS59212780A JPS59212780A JP58087031A JP8703183A JPS59212780A JP S59212780 A JPS59212780 A JP S59212780A JP 58087031 A JP58087031 A JP 58087031A JP 8703183 A JP8703183 A JP 8703183A JP S59212780 A JPS59212780 A JP S59212780A
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- JP
- Japan
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- differential
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 31
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 3
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 claims description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 3
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 abstract description 13
- 230000008878 coupling Effects 0.000 abstract description 10
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 abstract description 10
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 abstract description 10
- 238000005259 measurement Methods 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G11/00—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general
- H03G11/06—Limiters of angle-modulated signals; such limiters combined with discriminators
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、ＦＭ受信機とかテレビジョン受像様の音声系
などに使用され、振幅制限増幅回路の入力信号振幅を検
出するためのレベル検出回路に係フ、特に集積回路化さ
れたレベル検出回路に関する。
などに使用され、振幅制限増幅回路の入力信号振幅を検
出するためのレベル検出回路に係フ、特に集積回路化さ
れたレベル検出回路に関する。
たとえばＦＭラジオ受信機のレベルメータとか同調指示
メータなどの指示入力は、■Ｆ段を形成する振幅制限増
幅回路の入力信号振幅をレベル検出回路によシ検出して
得た直流レベルが供給される。
メータなどの指示入力は、■Ｆ段を形成する振幅制限増
幅回路の入力信号振幅をレベル検出回路によシ検出して
得た直流レベルが供給される。
この独の従来のレベル検出回路は、特許公告公報昭和５
７年第１８７２１号に開示されているように、振幅制限
増幅回路の出力信号の一部を容量結合によシ整流回路に
導いている。即ち、第１図において、ｌは１段分のＩＦ
段を形成する差動増幅回路からなる振幅制限増幅回路で
あって、その出力信号は次段のＩＦ段あるいは音声検波
段に導かれると共に、エミッタホロワ回路２および結合
容量３を介して整流回路４に導かれる。この整流回路４
は、３個のＮＰＮ ）ランジスタ５〜７と、定電流源回
路８と、バイアス用ダイオード９〜１ノと、平滑用コン
デンサ１２とからなる。そして、入力信号が負の半サイ
クルＪｔＪＪ間に結合芥−肘３は入力端側か負極となる
ように充電さ扛、入力信号が正の半サイクル期間に結合
容量３を通った入力信号によりトランジスタ６のベース
に所要の順バイアスが与えられる。これによって、トラ
ンジスタ６がオンになり、平滑用コンデンサ１２に電圧
が発生し、この’ｒｇ：圧に応じ゛Ｃトランジスタ７の
コレクタからｉｆＬ流電ｂ’り出力が発生する。
７年第１８７２１号に開示されているように、振幅制限
増幅回路の出力信号の一部を容量結合によシ整流回路に
導いている。即ち、第１図において、ｌは１段分のＩＦ
段を形成する差動増幅回路からなる振幅制限増幅回路で
あって、その出力信号は次段のＩＦ段あるいは音声検波
段に導かれると共に、エミッタホロワ回路２および結合
容量３を介して整流回路４に導かれる。この整流回路４
は、３個のＮＰＮ ）ランジスタ５〜７と、定電流源回
路８と、バイアス用ダイオード９〜１ノと、平滑用コン
デンサ１２とからなる。そして、入力信号が負の半サイ
クルＪｔＪＪ間に結合芥−肘３は入力端側か負極となる
ように充電さ扛、入力信号が正の半サイクル期間に結合
容量３を通った入力信号によりトランジスタ６のベース
に所要の順バイアスが与えられる。これによって、トラ
ンジスタ６がオンになり、平滑用コンデンサ１２に電圧
が発生し、この’ｒｇ：圧に応じ゛Ｃトランジスタ７の
コレクタからｉｆＬ流電ｂ’り出力が発生する。
しかし、上述したエミッタホロワ回路２、結合？ｄ ’
、Ｉｉ’Ｊ： ３、整流回路４かもなる従来のレベル検
出回路は２個の容量３，１２を使用しているので、集積
回路化に際してテップ上の占有面積が大きくなる。特に
、入力信号（ＩＦ）の周波数が４５５ ｋＨｚのように
低い場合には、上記結合容量３の値を比較的大きくする
必要があり、それだけナツプ占有面積が大きくなる。ま
た、容量３．１２を使用しているので、入力信号周波数
によシ整流効率が大きく変わり、上記回路を４５５ ｋ
ＨｚのＩＦ段に用いる場合と１０．７ ＭＨｚのＩＦ段
に用いる場合とではレベルメータ等との間でレベルマツ
チングをとる必要が生じる。
、Ｉｉ’Ｊ： ３、整流回路４かもなる従来のレベル検
出回路は２個の容量３，１２を使用しているので、集積
回路化に際してテップ上の占有面積が大きくなる。特に
、入力信号（ＩＦ）の周波数が４５５ ｋＨｚのように
低い場合には、上記結合容量３の値を比較的大きくする
必要があり、それだけナツプ占有面積が大きくなる。ま
た、容量３．１２を使用しているので、入力信号周波数
によシ整流効率が大きく変わり、上記回路を４５５ ｋ
ＨｚのＩＦ段に用いる場合と１０．７ ＭＨｚのＩＦ段
に用いる場合とではレベルメータ等との間でレベルマツ
チングをとる必要が生じる。
ま７こ、容％−３１１２の値にばらつきが生じ易く、こ
れに伴って整流効率がばらつき、レベルメータ等の指示
レベルをばらつかせてし貰う欠点がある。
れに伴って整流効率がばらつき、レベルメータ等の指示
レベルをばらつかせてし貰う欠点がある。
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、結合用容
量を必要とせず、チップ占有面積が小さくて済み、振幅
制限増幅回路の入力信号振幅金床い周波数範囲にわたっ
てほぼ一定の効率で検出し得るレベル検出回路を提供す
るものである。
量を必要とせず、チップ占有面積が小さくて済み、振幅
制限増幅回路の入力信号振幅金床い周波数範囲にわたっ
てほぼ一定の効率で検出し得るレベル検出回路を提供す
るものである。
即ち、本発明は、角度変調信号用の振幅制限増幅系にお
いて差動対入力信号を差動対トランジスタによシ増幅す
る差動増幅回路の入力信号振幅を検出するレベル検出回
路であって、エミッタが共通接続されると共に電流源回
路に接続された差動対トランジスタＱ３＃Ｑ４ を有し
、一方のトランジスタＱ３はそのベース入力端が前記差
動増幅回路のエミッタ共通接続点に直流接続され、他方
のトランジスタＱ４はそのベース入力端に所定のバイア
ス電位が与えられておシ、前記一方のトランジスタＱ３
のコレクタからそのベース入力電位に応じた出力を取り
出すようにしてなることを特徴とするものである。
いて差動対入力信号を差動対トランジスタによシ増幅す
る差動増幅回路の入力信号振幅を検出するレベル検出回
路であって、エミッタが共通接続されると共に電流源回
路に接続された差動対トランジスタＱ３＃Ｑ４ を有し
、一方のトランジスタＱ３はそのベース入力端が前記差
動増幅回路のエミッタ共通接続点に直流接続され、他方
のトランジスタＱ４はそのベース入力端に所定のバイア
ス電位が与えられておシ、前記一方のトランジスタＱ３
のコレクタからそのベース入力電位に応じた出力を取り
出すようにしてなることを特徴とするものである。
このようなレベル検り旧団路によれば、差動増幅回路の
エミッタ共通接続点に生じる入力信号の全波整流波形を
有する電圧に応じてレベル検出出力が得られるようにな
シ、上記電圧は差動増幅回路が飽和状態のときにほぼ直
流となるので、このときのレベル検出出力はほぼ直流に
なる。
エミッタ共通接続点に生じる入力信号の全波整流波形を
有する電圧に応じてレベル検出出力が得られるようにな
シ、上記電圧は差動増幅回路が飽和状態のときにほぼ直
流となるので、このときのレベル検出出力はほぼ直流に
なる。
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。
る。
第２図は、たとえばＦＭラジオ受信機の多段のＩＦ段に
おける１段分を取９出して示しておシ、２１は振幅制限
増幅回路を形成する差動増幅回路であって、前段からの
入力信号（ＩＦ信号）を増幅して図示しないが次段のＩ
Ｆ段あるいは音声検波段へ供給するものである。この差
動増幅回路２ノは、ＮＰＮ形の差動対をなすトランジス
タＱｌ−Ｑ２と、負荷抵抗２２．２３と、定電流源回路
２４とからなる。一方、２５はレベル検出回路であって
、エミッタが共通接続された１対のＮＰＮ形のトランジ
スタＱ３＝Ｑ４ と、その定電流源回路２６と、一方の
トランジスタＱ３のベースと前記差動増幅回路２ノのエ
ミッタ共通接続点との間に接続された入力抵抗２７ト、
他方のトランジスタＱ４のベースにバイアスを与えるバ
イアス回路２８とからなる。この場合、一方のトランジ
スタＱ３のコレクタは検出レベル（直流レベル）出力端
２９となっておシ、他方のトランジスタＱ４のコレクタ
は正の電源電位■ｃｃが与えられておシ、定電流源２６
の一端は接地されており、バイアス回路２８はコレクタ
・ベース相互が接続されたＮＰＮ形トランジスタ３０と
定電流詠回Ｆｆ６３１とがｖｏ。電位端と接地端との間
に直列接続されてなシ、上記トランジスタ３０のエミッ
タがバイアス比力端となっている。
おける１段分を取９出して示しておシ、２１は振幅制限
増幅回路を形成する差動増幅回路であって、前段からの
入力信号（ＩＦ信号）を増幅して図示しないが次段のＩ
Ｆ段あるいは音声検波段へ供給するものである。この差
動増幅回路２ノは、ＮＰＮ形の差動対をなすトランジス
タＱｌ−Ｑ２と、負荷抵抗２２．２３と、定電流源回路
２４とからなる。一方、２５はレベル検出回路であって
、エミッタが共通接続された１対のＮＰＮ形のトランジ
スタＱ３＝Ｑ４ と、その定電流源回路２６と、一方の
トランジスタＱ３のベースと前記差動増幅回路２ノのエ
ミッタ共通接続点との間に接続された入力抵抗２７ト、
他方のトランジスタＱ４のベースにバイアスを与えるバ
イアス回路２８とからなる。この場合、一方のトランジ
スタＱ３のコレクタは検出レベル（直流レベル）出力端
２９となっておシ、他方のトランジスタＱ４のコレクタ
は正の電源電位■ｃｃが与えられておシ、定電流源２６
の一端は接地されており、バイアス回路２８はコレクタ
・ベース相互が接続されたＮＰＮ形トランジスタ３０と
定電流詠回Ｆｆ６３１とがｖｏ。電位端と接地端との間
に直列接続されてなシ、上記トランジスタ３０のエミッ
タがバイアス比力端となっている。
次に、上記回路の動作を第３図を参照して説明する。差
動増幅回路２１の差動対入力端にＩＦ倍信号入力すると
、そのエミッタ共通接続点には上記入力信号が全波整流
された波形を有する電圧■えが生じる。この場合、上記
増幅回路２１は入力信号振幅が所定値以上のときには飽
和増幅動作によシ振幅制限作用を呈するようになシ、こ
の振幅制限作用の程度に応じて上記電圧ｖＡの波形はた
とえば第３図に示すＶＡｌ、■Ａ□のように変化する。
動増幅回路２１の差動対入力端にＩＦ倍信号入力すると
、そのエミッタ共通接続点には上記入力信号が全波整流
された波形を有する電圧■えが生じる。この場合、上記
増幅回路２１は入力信号振幅が所定値以上のときには飽
和増幅動作によシ振幅制限作用を呈するようになシ、こ
の振幅制限作用の程度に応じて上記電圧ｖＡの波形はた
とえば第３図に示すＶＡｌ、■Ａ□のように変化する。
一方、レベル検出回路２５において、・ぐイアス回路２
８は差動増幅回路２１の入力信号振幅が零（無信号）の
ときにトランジスタＱ４のみに電流を流すためのバイア
ス１ＦＭ、ＥＩｆ）ランジスタＱ４のベースに与えてい
る。したがって、上記無信号時にはトランジスタＱ３は
オフになっているが、差動増幅回路２１に入力信号が加
えられることによって発生ずるグ前述したような全波整
流波形を有ブる電圧ｖＡがトランジスタＱ３のベースに
加わると、トランジスタＱ３のベース電位がトランジス
タＱ４のベースバイアスよシ高い期間（第３図中胴線で
示す）に上記入力信号の振幅に応じてトランジスタＱ３
に電流が流れる。この場合、前記差動増幅回路２１の入
力信号振幅が太きいとき、つまシ前記差動増幅回路２１
が飽和状態のときには前記電圧ｖＡ□の全波整流波形が
ほぼ直流となるので、前記トランジスタＱ３の電流出力
はほぼ直流となる。
８は差動増幅回路２１の入力信号振幅が零（無信号）の
ときにトランジスタＱ４のみに電流を流すためのバイア
ス１ＦＭ、ＥＩｆ）ランジスタＱ４のベースに与えてい
る。したがって、上記無信号時にはトランジスタＱ３は
オフになっているが、差動増幅回路２１に入力信号が加
えられることによって発生ずるグ前述したような全波整
流波形を有ブる電圧ｖＡがトランジスタＱ３のベースに
加わると、トランジスタＱ３のベース電位がトランジス
タＱ４のベースバイアスよシ高い期間（第３図中胴線で
示す）に上記入力信号の振幅に応じてトランジスタＱ３
に電流が流れる。この場合、前記差動増幅回路２１の入
力信号振幅が太きいとき、つまシ前記差動増幅回路２１
が飽和状態のときには前記電圧ｖＡ□の全波整流波形が
ほぼ直流となるので、前記トランジスタＱ３の電流出力
はほぼ直流となる。
上述したようなレベル検出回路によれば、結合用容量を
使用していないので、集積回路化に際してチップ占有面
積が小さくて済み、容量の値のばらつきとか周波数特性
の影響を受けないので、振幅制限増幅回路の入力信号振
幅を広い周波数範囲にわたってほぼ一定の効率で検出可
能である。
使用していないので、集積回路化に際してチップ占有面
積が小さくて済み、容量の値のばらつきとか周波数特性
の影響を受けないので、振幅制限増幅回路の入力信号振
幅を広い周波数範囲にわたってほぼ一定の効率で検出可
能である。
なお、本発明のレベル検出回路は上記実施例に限ら１１
るものではなく、第４図に示すようにトランジスタＱ３
−Ｑ４ の負荷としてｐｌｔＪｌ）形トランジスタＱ５
、Ｑ６からなるカレントミラー回路を接続し、トラン
ジスタＱ３のコレクタｔＰＮ）） 形）ランノスタＱ７
のベースに接続し、このトランジスタＱ７のエミッタ全
Ｖ。ｃ電位端に接続し、そのコレクタからレベル検出出
力を取り出すようにしてもよい。１だ、バイアス回路４
ノは、Ｖｃｃ電位端と接地端との間に、抵抗４２と、コ
レクタ・ベース相互が接続されたＮＰＮ形のトランジス
タ４３と、定電流源回路４４とを直列接続してなυ、ト
ランジスタＱ３の入力が無信号時にトランジスタＱ３の
ベース電位ＶＢ３よシもトランジスタＱ４のベース電位
ｖＢ４の方が高くなるようなバイアス電位をトランジス
タ４３のエミッタから取シ出すものである。
るものではなく、第４図に示すようにトランジスタＱ３
−Ｑ４ の負荷としてｐｌｔＪｌ）形トランジスタＱ５
、Ｑ６からなるカレントミラー回路を接続し、トラン
ジスタＱ３のコレクタｔＰＮ）） 形）ランノスタＱ７
のベースに接続し、このトランジスタＱ７のエミッタ全
Ｖ。ｃ電位端に接続し、そのコレクタからレベル検出出
力を取り出すようにしてもよい。１だ、バイアス回路４
ノは、Ｖｃｃ電位端と接地端との間に、抵抗４２と、コ
レクタ・ベース相互が接続されたＮＰＮ形のトランジス
タ４３と、定電流源回路４４とを直列接続してなυ、ト
ランジスタＱ３の入力が無信号時にトランジスタＱ３の
ベース電位ＶＢ３よシもトランジスタＱ４のベース電位
ｖＢ４の方が高くなるようなバイアス電位をトランジス
タ４３のエミッタから取シ出すものである。
而して、トランジスタＱ３に流れる電流を■３、トラン
ジスタＱ４の電流’ｔＩｔ、トランジスタＱ５の電流を
Ｉ５、トランジスタ。６の電流をＩ６で表わすものとす
れば、無信号時にはＩ ４ ＝ Ｉ ａ ＝ Ｉ ｓ
〉Ｉ ａ となシ、レベル検出用トランジスタＱ７に
は電流が流れない。これに対して、入力信号によってト
ランジスタＱ３のペース電位ＶＢ３の方がトランジスタ
Ｑ４のベースを位ｖＢ４よシ大きくなると、■３〉■４
となシ、レベル検出用トランジスタＱ７に電流が流
れる。この場合、入力信号にリップルが含まれていたと
しても、入力抵抗２７とトランジスタ。３のばラー答量
４５（これは入力信号が低い場合にはトランジスタＱ３
とは別に形成する必要がある）によシ平滑されるので、
平滑化されたレベル検出出力が得られるようになる。
ジスタＱ４の電流’ｔＩｔ、トランジスタＱ５の電流を
Ｉ５、トランジスタ。６の電流をＩ６で表わすものとす
れば、無信号時にはＩ ４ ＝ Ｉ ａ ＝ Ｉ ｓ
〉Ｉ ａ となシ、レベル検出用トランジスタＱ７に
は電流が流れない。これに対して、入力信号によってト
ランジスタＱ３のペース電位ＶＢ３の方がトランジスタ
Ｑ４のベースを位ｖＢ４よシ大きくなると、■３〉■４
となシ、レベル検出用トランジスタＱ７に電流が流
れる。この場合、入力信号にリップルが含まれていたと
しても、入力抵抗２７とトランジスタ。３のばラー答量
４５（これは入力信号が低い場合にはトランジスタＱ３
とは別に形成する必要がある）によシ平滑されるので、
平滑化されたレベル検出出力が得られるようになる。
また、本発明のレベル検出回路は、多段ＩＦのうちの１
段にのみ適用してもよいが、数段にそれぞれ適用して各
レベル検出回路の出力端同志を接続することによって、
入力信号振幅の広い範囲にわたってレベル検出を行なう
ことが可能になる。
段にのみ適用してもよいが、数段にそれぞれ適用して各
レベル検出回路の出力端同志を接続することによって、
入力信号振幅の広い範囲にわたってレベル検出を行なう
ことが可能になる。
まブζ、本発明は上記実施例に限らず、角度変調信号用
の振幅制限増幅系に一般的に適用可能である。
の振幅制限増幅系に一般的に適用可能である。
上述しフチ−ように本発明のレベル検出回路によれば、
結合用客足を必要とせず、チップ占有面積が小さくて済
み、振幅制限増幅回路の入力信号振幅を広い周波数範囲
にわたってほぼ一定の効率で検出できるので、ＦＭシラ
ジオ受信様に使用して好適である。
結合用客足を必要とせず、チップ占有面積が小さくて済
み、振幅制限増幅回路の入力信号振幅を広い周波数範囲
にわたってほぼ一定の効率で検出できるので、ＦＭシラ
ジオ受信様に使用して好適である。
第１図は従来の振幅制限増幅回路用のレベル検出回路を
示す回路図、第２図は本発明に係るレベル検出回路の一
実施例を示す回路図、第３図は第２図の動作説明のだめ
に示す電圧波形図、第４図は本発明の他の実施例を示す
回路図である。 ２１・・・差動増幅回路、Ｑ□ ＩＱ２・・・差動対ト
ランジスタ％ Ｑ ｓ ｒ Ｑ４・・・差動対トラン
ジスタ、２５・・・レベル検出回路、２６・・・定、電
祈シｆｉミ回足各、２８．４１・・・ノ々１アス回＠。 出孤代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第３日 ＶＡＩρθφ￥■〜ハ ＶＡ２ ’ ロＴ］＝「Ｙｌ ′ 第４゜
示す回路図、第２図は本発明に係るレベル検出回路の一
実施例を示す回路図、第３図は第２図の動作説明のだめ
に示す電圧波形図、第４図は本発明の他の実施例を示す
回路図である。 ２１・・・差動増幅回路、Ｑ□ ＩＱ２・・・差動対ト
ランジスタ％ Ｑ ｓ ｒ Ｑ４・・・差動対トラン
ジスタ、２５・・・レベル検出回路、２６・・・定、電
祈シｆｉミ回足各、２８．４１・・・ノ々１アス回＠。 出孤代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第３日 ＶＡＩρθφ￥■〜ハ ＶＡ２ ’ ロＴ］＝「Ｙｌ ′ 第４゜
Claims (1)
- 角度変調信号用の振幅制限増幅系に用いられ、差動対人
力信号を差動対トランジスタにより増幅する差動増幅回
路の入力信号振幅を検出するレベル検出回路において、
エミッタが共通接続されると共に′電流源回路に接続さ
れた差動対トランジスタＱ３ ｌＱ４を有し、一方のト
ランジスタＱ３はそのベース入力端が前記差動上１ａ幅
回路のエミッタ共通接ＩＪＣ点に直流接続され、他方の
トランジスタＱ４はそのベース入力端に所定のバイアス
電位が与えられておシ、前記一方のトランジスタＱ３の
コレクタからそのベース入力電位に応じた出力を取シ出
すようにしてなることｋ Ｊ＃ｉＸとするレベル検出回
路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58087031A JPS59212780A (ja) | 1983-05-18 | 1983-05-18 | レベル検出回路 |
| US06/610,669 US4621206A (en) | 1983-05-18 | 1984-05-16 | Level detector |
| DE8484105569T DE3470224D1 (en) | 1983-05-18 | 1984-05-16 | Level detector for use with a differential amplifier circuit |
| EP84105569A EP0126427B1 (en) | 1983-05-18 | 1984-05-16 | Level detector for use with a differential amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58087031A JPS59212780A (ja) | 1983-05-18 | 1983-05-18 | レベル検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59212780A true JPS59212780A (ja) | 1984-12-01 |
| JPH0442631B2 JPH0442631B2 (ja) | 1992-07-14 |
Family
ID=13903580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58087031A Granted JPS59212780A (ja) | 1983-05-18 | 1983-05-18 | レベル検出回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4621206A (ja) |
| EP (1) | EP0126427B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59212780A (ja) |
| DE (1) | DE3470224D1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61235759A (ja) * | 1985-04-11 | 1986-10-21 | Pioneer Electronic Corp | 交流レベル検出回路 |
| US5267270A (en) * | 1990-09-07 | 1993-11-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital transmission circuit |
| US5539778A (en) * | 1991-03-16 | 1996-07-23 | Robert Bosch Gmbh | Reception comparator |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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