JPS5920269B2 - チヨッパ型スイッチングレギユレ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は入力電源電圧を降圧し安定した出力電圧を負荷
に供給するチョッパ型スイッチングレギュレータに関す
る。

過電流保護回路付のチョッパ型スイッチングレギュレー
タの一従来例を第１図に示し、以下に説明する。

第１図の回路は直流電源Ｅと負荷埒、との間に直列接続
したトランジスタＱ１を開閉制御することによつて直流
レベルを変換するスイッチングレギユレータである。こ
のスイツチングレギユレータはトランジスタＱ１と直流
電源Ｅとの間にチヨークトランスＴの１次巻線Ｎ，を接
続し、該１次巻線Ｎ，に結合せしめて２次巻線Ｎ２を設
け、該２次巻線Ｎ２の出力がトランジスタＱ，のエミツ
タ・ペース間に印加されるようになされている。さらに
前記１次巻線ＮｌＶＣ結合せしめて３次巻線Ｎ３を設け
、該３次巻線Ｎ３ＶＣよつてチヨークトランスＴの蓄積
エネルギが放出されるようになされている。またトラン
ジスタＱ１のベースにレベル設定回路ＬＳを接続し、か
つトランジスタＱ，に抵抗？ を直列接続して、過電流
時に前記抵抗式 の電圧降下によつてトランジスタＱ，
を非飽和領域動作にし、さらにオフ状態とする過電流保
護回路にバイバスさせる回路を接続し、トランジスタＱ
１を開閉Ｆｌｉｌ脚することによつて直流レベルを変換
するように構成されている。このように構成すれば、パ
ルス幅変調回路等が無くともトランジスタＱ，を開閉制
御することができ、回路構成が簡単で、しかも過電流保
護をすることができる。しかしながら、第１図の回洛は
トランス巻線（Ｎｌ，Ｎ２，Ｎ３）が３本必要であり、
チヨークトランスＴの構造が複雑となるばかりでなく、
過電流検出回路に使用されている素子へ定常では役立つ
て訃らず無駄である。

さらに第１図の回路はトランジスタ１石のレペル設定回
洛ＬＳで直接スイツチングトランジスタＱ，を制御して
いるので、利得が低く、したがつてレギユレーシヨンが
悪い。

また大電力の直流一直流変換器とした場合には、制御系
に電力を要するので、直流電流増幅率Ｈｆｅの高いスイ
ツチングトランジスタを選択して使用しなければ効率も
良くならなかつた。さらに発振回路は、一般にトランジ
スタ飽和型プロツキング発振と呼ばれる動作をしている
。

この発振動作はスイツチングトランジスタＱ１のベース
電流を制御することにより、スイツチングトランジスタ
Ｑ，のコレクタ電流飽和を利用してターンオフさせ、か
つ出力電圧。と基準電圧の偏差値に応じた直流出力によ
り前記ベース電流を匍脚しているので、スイツチングト
ランジスタＱ，の導通期間にペース電流は常に必要最低
限の電流値に抑えられるため、スイツチングトランジス
タＱ１のコレクタ・エミツタ間飽和電圧を充分小さくで
きない。

しかもスイツチングトランジスタＱ１のターンオフ時に
はコレクタ電流の飽和が遅く、蓄積キヤリヤを引き出す
ことが不充分であるため、スイツチングトランジスタＱ
１の電力損失は大きく、この種のチヨツパ型スイツチン
グレギユレータの効率を改善するために大きな障害とな
つていた。また入力電圧Ｖｉが高い、あるいは負荷現が
軽い場合等、負帰還系の帰還量の多い場合へスイツチン
グトランジスタＱ，のペース電流を分流するレベル設定
回路ＬＳの出力インピーダンスがスイツチングトランジ
スタＱ１のベース入力インピーダンスより低くなるため
、プロツキング発振時にトランス巻線より得られる導通
トリガ信号は前記レベル設定回路ＬＳに吸い込まれスイ
ツチングトランジス３ｔＱ，を導通させることができな
くなる。

さらにスイツチングトランジスタＱ１へそのまま導通で
きない状態でしばらく時間が経過すると、出力電圧Ｖ。
は低下して負帰還量が減少し、再び導通が可能となる。
すなわちこのような状態は、第２図のａに示されるごと
く、正常のプロツキング発振とはならず、間歇発振に陥
いつてしまう。第１図の回路は、第２図のｂに示すよう
に出力電圧Ｖ。ＶＣ大きなリツプル電圧が発生し、安定
化電源としての機能を果せず、誤動作状態に陥いつてし
まうという重大な欠点があつた。さらにまた、入力変動
、負荷変動等の全ての変動要因に対し、安定した出力電
圧Ｖ。を得るため、負帰還系とスイツチング動作させる
ための発振系とを誤動作なく設計することは困難であつ
た。本発明は上述の数々の点に鑑みなされたもので、簡
単な回路構成で、効率を改善できるとともに、特別な過
電流保護回路をわざわざ設けることなく、過電流保護機
能を併有でき、かつ出力電圧の安定度が高く、間歇発振
に陥いることのないチヨツパ型スイツチングレギユレー
タを提供することを目的としている。すなわち本発明は
負荷に電力を供給する入力電源と、電流検出回路と、入
力電源電圧を断続し交流電圧に変換するスイツチングト
ランジスタと、該交流電圧を平滑し直流電圧に変換する
チヨークトランスと平滑コンデンサとを直列接続し、ス
イツチングトランジスタとチヨークトランスの接続点と
入力電源と平滑コンデンサの接続点間にフリーホイール
ダイオードを接続し、スイツチングトランジスタを駆動
する発振回路をそのベース・エミツタ間に接続して平滑
コンデンサの両端に直流出力電圧を得るチヨツパ型スイ
ツチングレギユレータにおいて、前記出力電圧と第１の
基準電圧を比較しその偏差値に相応した出力を得る第１
の比較回路と、１個のトランジスタを用いてあり該トラ
ンジスタのベース・エミツタ間に前記電流検出回路の出
力と第１の比較回路の出力の和が加えられると共にベー
ス・エミツタ間の電圧降下を第２の基準電圧とし、該出
力の和が第２の幕準電圧を越えたときのみ前記発振回路
をターンオフさせるトリガ信号を生ずる第２の比較回路
を有することを特徴とする。

本発明の一実施例を第３図に示し、以下にこれについて
詳細に説明する。

図中、入力電源Ｅと、起動抵抗Ｒ，をベースに接続した
スイツチングトランジスタＱ１のエミツタ・コレクタと
、チヨークトランスＴの１次巻線Ｎ，と、平滑コンデン
サＣ２とで閉回路を構成している。

さらに平滑コンデンサＣ，の両端には負荷現が接続され
ている。チヨークトランスＴの２次巻線Ｎ２、｝よびダ
イオードＤ，，Ｄ２、コンデンサＣ１の並夕１回路、お
よび抵抗Ｒ２を直列接続したベース入力回路は、スイツ
チングトランジスタＱ，のベース・エミツタ間に接続さ
れている。前記ベース入力回路、スイツチングトランジ
スタＱ１、チヨークトランスＴの１次巻線Ｎ，、平滑コ
ンデンサＣ２、｝よび起動抵抗Ｒ１とでプロツキング発
振回洛を構成するとともへ フリーホイールダイオード
Ｄ３、チヨークトランスＴの１次巻線Ｎ，、訃よび平滑
コンデンサＣ２とでチヨークトランスＴの励磁エネルギ
のリセツトルーブを構成している。

上述のごとく構成されたスイツチングレギユレータは、
一般にチヨツパと呼ばれる電源であり、平滑コンデンサ
Ｃ２の両端に入力電源Ｅの入力電圧Ｖｉよりも低い出力
電圧Ｖ。

が得られることは周知であり、しかも基本動作もよく知
られているので、説明は省略する。さらに第３図の回路
は、直流電源ＥとスイツチングトランジスタＱ，のエミ
ツタとの間に電流を検出するための抵抗Ｒ４が直列接続
されて｝り、該抵抗Ｒ４と直流電源Ｅとの直列回路には
、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ２のコレクタ・エミツタ、
訃よびツエナーダイオード八 の直列回路が並列接続さ
れている。

また平滑コンデンサＣ２の両端には、可変抵抗器ＶＲが
接続され、その可動端子は前記トランジスタＱ２のベー
スに接続されている。ここで第３図の回路各部の動作電
流、電圧波形を第４図に示す。

第４図のａはスイツチングトランジスタＱ１のコレクタ
電流１ｃＮｂはチヨークトランスＴの１次電流１ｒ．．
ｃは電流検出回路出力Ｖ２と、抵抗Ｒ，の両端電圧Ｖ，
と、トランジスタＱ３のベース・エミツタ間電圧ＶＢＥ
波形である。

このように構成されたチヨツパ型スイッチングレギュレ
ータは、平滑コンデンサＣ２の両端電圧を検出する可変
抵抗器Ｒの出力電圧Ｖ。

と、ツエナーダイオード？の基準電圧２をトランジスタ
Ｑ２により比較し、その偏差値に応じた出力電圧Ｖ，を
トランジスタＱ２のコレクタに接続された抵抗Ｒ３の両
端に得ている。また抵抗Ｒ４の両端には、スイツチング
トランジスタＱ１の三角波入力電流に比例した電圧Ｖ２
を得ている。したがつて、前記抵抗Ｒ３，Ｒ４で得られ
る両端電圧Ｖｌ，Ｖ２の和電圧がトランジスタＱ３のベ
ースエミツタ間に印加される。これにより、前記両端電
圧Ｖ，，Ｖ２の和電圧と、ＦランジスタＱ３のベース・
エミツタ間電圧ＢＯとを比較して、前記和電圧（Ｖ，＋
Ｖ２）が前記電圧ＢＯを越えたとき、トランジスタＱ３
のコレクタに第４図のｄに示す出力を得、該コレクタ出
力によりスイツチングトランジスタＱ１のベース電流を
遮断する。さらにプロツキング発振回路はスイツチング
トランジスタＱ１のベース蓄積キヤリヤを引き出すこと
により急速に遮断される。したがつて、出力電圧。

とツエナーダイオード八の幕準電圧の偏差値に応じてト
ランジスタＱ２の出力Ｖ，が変化するとともに、電圧Ｖ
２も変化することになる。

前記電圧Ｖ２に比例する三角波入力電流のピーク値が前
記基準電圧ηの偏差値に応じて制御され、周知のチヨッ
パの関係式（４）に基づいて安定な出力電圧Ｖ。が得ら
れる。一（但し、ＴＯは発振周期、ＴＯＮはスィツチン
グトランジスタＱ，の導通期間である。

すなわち本発明へプロツキング発振回路においてスイツ
チングトランジスタＱ１の導通期間、負帰還制御による
ペース電流の分流はなく、トランスＴの２次巻線Ｎ２か
ら充分に大きなペース電流を供給してスイツチングトラ
ンジスタＱ１のコレクタ・エミツタ間飽和電圧を小さく
している。

しかも第４図のＣ，ｄに示すように、前記和電圧（Ｖ，
＋Ｖ２）がトランジスタＱ，のベース・エミツタ間電圧
ＶＢＴ！ｊを越えたとき、始めてスイツチングトランジ
スタＱ１のベース電流を引き出し、しかもベース蓄積キ
ヤリヤまでも充分に引き出すことができる。これにより
、スイツチングトランジスタＱ１は急速に遮断されるた
め、電力損失は大幅に減少でき、この結果電力変換効率
が改善できる。さらに負荷現が重くなると、スイツチン
グトランジスタＱ，のコレクタ電流のピーク値が増大し
、このピーク電流に比例した抵抗Ｒ４の両端電圧Ｖ２が
トランジスタＱ，のベース・エミツタ間電圧ＶＢＴ！ｊ
を越えたとき、上述の動作と同様にスイツチングトラン
ジスタＱ１はターンオフされて、前記ピーク値が一定に
抑えられるため、前記ピーク電流に比例する負荷現に流
れる出力電流１。

は一定に抑えることができる。これにより、出力電圧垂
下型と呼ばれる通電流保護機能を有することができる。
すなわへ過電流保護機能を達成するトランジスタＱ３＆
ぱ定常負荷の場合でもトランジスタＱ，の出力をさらに
増幅するように働いているため、負帰還系の利得が大き
く、しかも従来例に比べ部品点数を増やすことなく、出
力電圧ＶＯの安定度を高めることができる。さらにスイ
ツチングトランジスタＱ，のターンオン時にはコレクタ
電流が零であるため、電流検出回路１の出力Ｖ２も零と
なり、和電圧（Ｖ１＋Ｖ２）はトランジスタＱ３のベー
ス・エミツタ間電圧ＢＯを越えず、負帰還制御は停止さ
れている。

このため、トランスＴの２次巻線Ｎ２から得られる電流
は、全てスイツチングトランジスタＱ１のターンオフに
寄与することになり、入力電圧１が上昇した場合、ある
いは負荷現が軽くなつた場合等、負帰還系の負帰還量が
増大しても正常なプロツキング発振を持続することがで
きる。したがつて、間歇発振は発生することがない。発
明者の実験によれば、従来例では定格負荷の５０〜６０
％以下の軽負荷状態で間歇発振が発生してしまうのに対
し、第３図の実施例では定格負荷の２〜３％以下の軽負
荷状態とならない限り、発振には異常がなく、確実に動
作できる。

さらに第１図に示す従来例は、トランス巻線が３本必要
であつたのに対し、第３図の実施例は２本で済み、従来
に比べ簡単なトランス構成でよい。

すなわち、本発明は、上述のごとく数々の改善が図られ
、しかも非常に簡単な回路構成で実現できる。次に第３
図の変形実施例を第５図に示す。

図中、０Ｍはトリガ入力により一定の期間、スイツチン
グトランジスタＱ，をオフ状態に保つ遮断トリガ信号を
出力する出力端子ａと、トリガ入力端子ｂとを具えた周
知のワンシヨツトマルチ回路である。

また他の回路部品は第３図の回路部品と同等であり、第
５図の回路は第３図の回路と基本動作が同様であるので
、説明は省略する。前記ワンシヨツトマルチ回路０Ｍは
、出力電圧ＶＯと基準電圧Ｖ２との偏差値に応じて三角
波入力電流のピーク値を匍御するトランジスタＱ３のコ
レクタに得られるトリガ出力をトリガ入力端子ｂに印加
すれば、スイツチングトランジスタＱ１を一定期間Ｔ。
ＦＦだけオフさせる遮断信号が出力端子ａに得られる。
これにより、スイツチングトランジスタＱ１のオン期間
Ｔ。Ｎは出力電圧。と基準電圧２との偏差値に応じて制
御される。したがつて、スイツチングトランジスタＱ１
のオフ期間は一定であるため、チヨツパの関係？つに基
づき安定した出力電圧Ｖ。が得られる。すなわち第５図
の実施例は、上述の効果と同様な効果が得られるばかり
でなく、トランス巻線は１本で済み、最も簡単なトラン
ス構成で本発明を実現できる。

さらに本発明の他の実施例を第６図に示す。

第６図の回路は、第３図の回路とほぼ同様な回路構成で
あるが、電流検出回路１０は１次巻線Ｎ３、２次巻線Ｎ
４を有するカレントトランスＣＴと、該２次巻線Ｎ４に
並列接続された抵抗Ｒ４′で構成されている。このよう
にすれば、電流検出回路１０として第３図に示すような
抵抗現 を用いた場合に比べ、第６図の実施例はカレン
トトランスＣＴを用いたので、カレントトランスＣＴの
２次巻線Ｎ４で検出した電流を抵抗ＲＪで電圧変換でき
、しかもその電圧を１次、２次巻数比で昇圧できる。し
たがつて、カレントトランスＣＴの１次巻線電圧は、ト
ランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＯと比較
する電圧を得るのに充分小さくて済む。すなわち第６図
の回路は、電流検出回路１０の挿入損失を激減でき、効
率をより高めることができる。さらに第６図の変形実施
例を第７図に示す。

第７図の回路は電流検出回路２０をチヨークトランスＴ
の１次巻線Ｎ，と平滑コンデンサＣ２との間に直列接続
している。電流検出回路２０にはスイツチングトランジ
スタＱ１からチヨークトランスＴの１次巻線Ｎ１を通し
て流れる電流と、フリーホイールダイオードＤ３を通し
てチヨークトランスＴの励磁エネルギをりセツトする電
流とが連続して流れている。したがつて、電流検出回路
２０ＶＣよつて検出されるピーク電流は、ターンオフ開
始時期と完全にターンオフ完了した時期とにまたがつて
検出されるため、トランジスタＱ３による遮断トリガ信
号はスイツチングトランジスタＱ，がオフすべく印加さ
れ、さらに遮断された後までも遮断トリガ信号は持続し
て印加される。このため、スイツチングトランジスタＱ
１のスイツチング損失がより少なくなるばかりでなく、
トランジスタの安全領域の余裕度を大きくとることがで
きる。以上本発明を各実施例に基づき説明したが、本発
明は上述の実施例に限定されることなく特許請求の範囲
に記載した技術思想に基づいて更に変形が可能であるこ
とは理解されるであろう。

本発明によれば、上述のごとく簡単な回路構成で、効率
を改善できるとともに、特別の過電流保護機能を共有す
ることができ、かつ出力電圧の安定度が高く、間歇発振
に陥いることがない等数々の特徴を併有するチヨツパ型
スイツチングレギユレータを提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図：ー従来例を示す回路図、第２図：第１図の回路
の動作電圧波形を示す図、第３図：本発明の一実施例を
示す回路図、第４図：第３図の回路各部の動作電流、電
圧波形を示す図、第５図：第３図の変形実施例を示す回
路図、第６図：本発明の他の実施例を示す回路図、第７
図：第６図の変形実施例を示す回路図。 Ｅ・・・・・・入力電源、Ｑ１・・・・・・スイッチン
グトランジスタ、Ｑ２，Ｑ，・・・・・・トランジスタ
、Ｒ１・・・・・・起動抵抗、Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４・・・
・・・抵抗、Ｔ・・・・・・チヨークトランス（Ｎ，．
ｌ次巻線、Ｎ２：２次巻線）、？ ・・・・・・ツエナ
ーダイオード、Ｄｌ，Ｄ２・・・・・・ダイオード、Ｄ
３・・・・・・フリーホイールダイオード、ＶＲ・・・
・・・可変抵抗器、Ｃ１・・・・・・コンデンサ、Ｃ２
・・・・・・平滑コンデンサ、Ｒ，・・・・・・負荷。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 負荷に電力を供給する入力電源と、電流検出回路と
   、入力電源電圧を断続し交流電圧に変換するスイッチン
   グトランジスタと、該交流電圧を平滑し直流電圧に変換
   するチョークトランスと平滑コンデンサとを直列接続し
   、スイッチングトランジスタとチョークトランスの接続
   点と入力電源と平滑コンデンサの接続点間にフリーホィ
   ールダイオードを接続し、スイッチングトランジスタを
   駆動する発振回路をそのベース・エミッタ間に接続して
   平滑コンデンサの両端に直流出力電圧を得るチョッパ型
   スイッチングレギュレータにおいて、前記出力電圧と第
   １の基準電圧を比較しその偏差値に相応した出力を得る
   第１の比較回路と、１個のトランジスタを用いてあり該
   トランジスタのベース・エミッタ間に前記電流検出回路
   の出力と第１の比較回路の出力の和が加えられると共に
   ベース・エミッタ間の電圧降下を第２の基準電圧とし、
   該出力の和が第２の基準電圧を越えたときのみ前記発振
   回路をターンオフさせるトリガ信号を生ずる第２の比較
   回路を有することを特徴とするチョッパ型スイッチング
   レギュレータ。 ２ 前記チョークトランスに２次巻線を設け、かつ該２
   次巻線を前記スイッチングトランジスタのベース・エミ
   ッタ間に接続したブロッキング発振回路で前記発振回路
   を構成し、チョークトランスを平滑回路と発振回路に共
   用してある特許請求の範囲第１項記載のチョッパ型スイ
   ッチングレギュレータ。 ３ 前記スイッチングトランジスタのオフ期間を定め、
   かつ前記第２の比較回路出力によつてトリガされるトリ
   ガ入力端子を有するワンショットマルチ回路で前記発振
   回路を構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のチョッパ型スイッチングレギュレータ。 ４ 前記電流検出回路を抵抗器で構成したことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載のチョッパ型スイッチン
   グレギュレータ。 ５ 検出電流を通電する１次巻線と、該１次巻線で検出
   された電流を変換する２次巻線と、該２次巻線で得られ
   た電流を電圧に変換する抵抗器とを有するカレントトラ
   ンスで前記電流検出回路を構成したことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載のチョッパ型スイッチングレギ
   ュレータ。 ６ 負荷に電力を供給する入力電源と、該入力電源を断
   続し交流電圧に変換するスイッチングトランジスタとの
   間に前記電流検出回路を直列接続したことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載のチョッパ型スイッチングレ
   ギュレータ。 ７ 前記チョークトランスと平滑コンデンサの間に前記
   電流検出回路を直列接続したことを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載のチョッパ型スイッチングレギュレー
   タ。