JPS5843922B2 - パルスハバヘンチヨウゾウフクカイロ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はパルス幅変調増巾回路に関し、特にその増巾さ
れた被パルス幅変調信号の復調出力が、元のパルス幅変
調増巾回路に供給した入力信号に対し、歪の少ないもの
となるものを提案せんとするものである。

先ず第１図及び第２図を参照して、従来のこの種パルス
幅変調増巾回路について説明する。

第１図は自己発振形パルス幅変調増巾回路であって、１
はオーディオ信号等の入力信号の信号入力端子である。

２は加算回路であって、この加算回路２に於て入力端子
１よりの入力信号と後述する正帰還回路８よりの出力と
が加算され、その出力が積分器３に供給されるようにな
っている。

そして、積分器３の出力がヒステリシス回路４に供給さ
れる。

そしてこのヒステリシス回路４より被パルス幅変調信号
が得られるようになされている。

そして、この得られた被パルス幅変調信号がＤクラス増
巾器５に供給されて増巾される。

この増巾出力の一部が正帰還回路８を通じて上述の加算
回路２に供給されることにより、発振回路が構成される
。

そして、増巾器５よりの出力たる被パルス幅変調信号が
低域通過済波器６に供給されて積分されることにより、
入力端子１に供給された入力信号の増巾された信号が得
られ、これが、負荷７に供給されるものである。

積分器３では入力信号と増巾器５よりの被パルス幅変調
信号とが供給されて積分されて、ヒステリシス回路４に
供給される。

従って、その被パルス幅変調信号は積分されることによ
って鋸歯状波信号に変換される。

そしてヒステリシス回路４では上述したように入力信号
のレベルに応じた時間幅の被パルス幅変調信号が得られ
るものである。

所で、このような自己発振形パルス幅変調増巾回路は、
その発振周波数が変動することにより、その側帯波が可
聴周波数帯域に及び、低域通過フイ°ルタ６よりの出力
たる復調信号が入力端子１に供給される入力信号に対し
歪を生ずる虞れがある。

第２図は外部同期形パルス幅変調増巾回路で、第１図と
対応する部分には同一符号を付して説明するが、１０は
サンプリングホールド回路であって、これには入力端子
９よりの所定周波数の鋸歯状波信号と、入力端子１より
のオーディオ信号等の入力信号の加算回路２を通じて後
述する負帰還回路１１の出力の加算された出力とが供給
される。

そして、このサンプリングホールド回路１０より入力端
子１への入力信号のレベルに応じた時間幅の被パルス幅
変調信号が得られ、これがＤクラス増巾器５に供給され
て増巾され、更に低域通過フィルタ６を通じて、元の入
力信号に増巾されたものに復調され、負荷７に供給され
る。

父、このフィルタ６の出力は負帰還回路１１を通じて、
加算回路２に供給される。

この第２図のパルス幅変調増巾回路は、入力端子９より
の鋸歯状波信号の周波数を変化しないように規制すれば
、第１図の場合のような発振周波数の変動による復調信
号の歪は生じないが、その反面サンプリングホールド回
路１０よりの出力たる被パルス幅変調信号のデユーティ
が入力端子１への入力信号のレベルによって変化するた
め得られる被パルス幅変調信号の一周期分の積分値とそ
の一周期期間に対応する入力信号の積分値との間に比例
関係が生ぜず、このため、やはり、フィルタ６よりの復
調信号は入力端子１に供給される入力信号に対し歪を生
じることとなる。

斯る点に鑑み、本発明は上述の第１図及び第２図のパル
ス幅変調増巾回路の２つの欠点をいづれも有しない新規
なパルス幅変調増巾回路を提案せんとするものである。

以下に第３図を参照して、本発明をその一実施例につき
詳細に説明するも、上述の第１図及び第２図と対応する
部分には同一符号を附して説明する。

第３図に於て、２１は入力信号を供給してそのレベルに
応じた時間幅のパルス信号を発生して増巾するパルス信
号発生手段を示す。

この手段２１は本例では鋸歯状波発生回路１６と、第１
の比較器１４とフリップフロップ回路（二安定回路）１
５とＤクラス増巾器５とから構成されている。

２２は入力信号の積分出力及びパルス信号の積分出力を
比較する比較手段であって、本例では、加算回路２と積
分器３とから構成されている。

パルス信号の一周期期間の積分値と、その−周期期間の
入力信号の積分値とが比例するように、比較手段２２の
比較出力に応じてパルス信号の周期を制御する制御手段
であって、この手段２３は本例では第２の比較器１３と
フリップフロップ回路１５とから構成されている。

１はオーディオ信号等の入力信号の供給される信号入力
端子であって、これよりの入力信号が加算回路２及び可
変減衰器１７に供給される。

可変減衰器１７の出力は比較器１４に供給される。

フリップフロップ回路１５は入力信号Ｓの供給される入
力端子ｔ１１、入力信号Ｒの供給される入力端子ｔ１□
、出力Ｑの得られる出力端子ｔ２１、出力Ｑの得られる
出力端子ｔ２２を有するＲ−Ｓフリップフロップ回路で
あって、比較器１４の出力がフリップフロップ回路１５
の入力端子ｔ１２に供給されるようになされている。

鋸歯状波発生回路１６はトランジスタ（この場合ＰＮＰ
形）Ｑｌ、トランジスタ（この場合ＮＰＮ形）Ｑ２、抵
抗器１８、定電流回路２０、コンデンサ１９より構成さ
れ、トランジスタＱ１のエミッタが抵抗器１８を通じて
電源子Ｂに接続され、トランジスタＱ１のコレクタがト
ランジスタＱ２のベースに接続される。

トランジスタＱ２のエミッタが電源−Ｂに接続されると
共に、コンデンサ１９を通じて、そのコレクタに接続さ
れる。

又、トランジスタＱ２のコレクタは定電流回路２０を通
じて電源子Ｂに接続される。

そして、フリップフロップ回路の出力端子ｔ２１がこの
鋸歯状波発生回路１６のトランジスタＱ１のベースに接
続され、トランジスタＱ２のコレクタが比較器１４の他
方の入力端子に接続される。

又、フリップフロップ回路１５の出力端子ｔ２１はＤク
ラス増巾器５の入力側に接続される。

そしてこの増巾器５の出力が減衰量を可変し得る正帰還
回路８を通じて加算回路２に供給されるようになされて
いる。

そして、加算回路２の出力が積分器３に供給される。

この積分器３の出力が比較器１３に供給される。

尚、この比較器１３の他方の入力端子には基準レベルと
しての接地電位を与えるべく接地されている。

そして、この比較器１３の出力が、フリップフロップ回
路１５の入力端子ｔｌｌに供給されるようになされてい
る。

フリップフロップ回路１５の出力端子ｔ２１には入力端
子１に供給された入力信号のレベルに応じた時間幅のパ
ルス信号、即ち被パルス幅変調信号が得られ、増巾器５
によって、増巾された後、低域通過フィルタ６に供給さ
れて、入力端子１に供給された入力信号の増巾された信
号が復調され、これが負荷７に供給される。

次に、この第３図のパルス幅変調増巾回路の動作を第４
図の波形図をも参照して説明する。

第４図Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ及びＥに示す各波形は、次の通り
である。

Ｓｌは入力端子１に供給される入力信号の波形を扇す。

Ｓ２は鋸歯状波発生回路１６の出力たる鋸歯状波信号（
例えば５００ ｋＨｚ）の波形を示す。

この場合、第４図Ａに於て、鋸歯状波発生回路１６の電
源子８１−Ｂの電源電圧を夫々＋■ｃｃ、−■ｃｃとし
、人力信号Ｓ１のレベルをＶｉとする。

Ｓ３はフリップフロップ回路１５の入力端子ｔ１□に供
給されるパルス信号即ち比較器１４の比較出力を示す。

Ｓ４は積分器３の積分出力の波形を示す。

Ｓ５はフリップフロップ回路１５の入力端子ｔ１、に供
給されるパルス信号、即ち比較器１３の比較出力の波形
を示す。

Ｓ６はフリップフロップ回路１５の出力端子ｔ２１の出
力たるパルス信号、即ち被パルス幅変調信号の波形を示
す。

この被パルス幅変調信号Ｓ６は、基準レベルＯを中心と
して、＋■１．−■１にレベルが変化する矩形波信号で
ある。

この場合、この矩形波信号の周期をＴ１時間幅をＴ１、
Ｔ−Ｔ１をＴ２とする。

鋸歯状発生回路１６の出力たる鋸歯状波信号Ｓ２はフリ
ップフロップ回路１５の入力端子ｉｌｌに供給される比
較器１３よりの比較出力たるパルスＳ５が供給された時
点に於て立ち上がり（その立ち］二がりレベルは−Ｖｃ
ｃである）、そのレベルが第４図Ａに於て、０を中心と
した人力信号Ｓ１のレベル■−こ達すると、比較器１４
から比較出力たるパルスＳ３が得られて、立ち下がるも
のである。

以降、これを繰り返していくものである。この結果、フ
リップフロップ回路１５の端子ｔ２１には入力信号Ｓ、
のレベルに応じた時間幅Ｔ１を有し、且つ、その−周期
期間の積分値と、その−周期期間の入力信号Ｓ１の積分
値とが比例するような周期を有するパルス信号、即ち被
パルス幅変調信号Ｓ６が得られるものである。

次に、以上のことを式を使って説明しよう。

被パルス幅変調信号Ｓ６の時間幅Ｔ１は入力信号のレベ
ルＶｉに応じて変化するので、この時間幅Ｔ１を次式の
如く表わす。

Ｔ ＝Ｔ ＋ｍＶｉ −・”−（１） ０ 式（１）に於て、Ｔｏは定数、ｍは比例係数である。

さて、Ｔ１Ｔ１及びＴ２の関係は上述したところから明
らかな如く、次式の如く表わされる。

Ｔ−Ｔ１＋Ｔ２ ・・・・・・・・・ （２）さて、パ
ルス信号即ち、被パルス幅変調信号の一周期期間の積分
値と、その−周期期間の入力信号の積分値が比例すると
いうことを式で表わせば、次式の如くなる。

ＶＩ ＴＩ ＶＩ Ｔ２ ＝ ｋＶｔ （Ｔ１＋ Ｔ
２ ）・・・・・・（３）この式に於てｋは比例定数で
ある。

又、この式（３）の左辺は第４図Ｅに示す被パルス幅変
調信号Ｓ６の一周期期間の積分値を示し、右辺の係数ｋ
を除去したものは、その−周期期間Ｔに於ける入力信号
Ｓ１の積分値を示す。

この第、３）式を整理して、Ｔ２について解くと、次式
の如くなる。

となり、Ｔが一定となることが解かる。

第（７）式のＴ 如く、ｍをヤ」に等しくするようにするためには、例え
ば、可変減衰器１７の減衰量を可変調整して行えばよい
。

尚、パルス信号、即ち被パルス幅変調信号の一周期期間
の積分値とその一周期期間に於ける入力信号の積分値と
が等しくなるようにするには、定数ｋを１にすればよい
。

上述せる本発明パルス幅変調増巾回路によれば、入力信
号と鋸歯状波発生回路の出力とを比較する第１の比較器
と、この第１の比較器の出力によりリセットされる２安
定回路と、この２安定回路の出力を増巾するパルス信号
増巾器と、このパルス信号増巾器の出力と入力信号の差
を積分して基準電圧と比較する第２の比較器とを有し、
この第２の比較器の出力により２安定回路をセットする
ことによりパルス信号槽［↑Ｊ器の出力パルス信号の一
周期期間の積分値とこの一周期期間の入力信号の積分値
とが比例するようにしたものであるから、得られる被パ
ルス幅変調信号の周波数が一定となり、しかも、パルス
信号の一周期期間の積分値とこの一周期期間の入力信号
の積分値とが比例するから、得られた被パルス幅変調信
号を復調してもその復調出力は元の入力信号に忠実な歪
の少ない信号となるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は夫々従来のパルス幅変調増巾回路を
示すブロック線図、第３図は本発明の一実施例を示すブ
ロック線図、第４図は第３図の説明に供する波形図であ
る。 ２１はパルス信号発生手段、２２は比較手段、２３は制
御手段である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 人力信号と鋸歯状波発生回路の出力とを比較する第
   １の比較器と、該第１の比較器の出力によりリセットさ
   れる２安定回路と、該２安定回路の出力を増巾するパル
   ス信号増巾器と、該パルス信号増巾器の出力と上記入力
   信号の差を積分して基準電圧と比較する第２の比較器と
   を有し、該第２の比較器の出力により上記２安定回路を
   セットすることにより上記パルス信号増巾器の出力パル
   ス信号の一周期期間の積分値と該−周期期間の上記入力
   信号の積分値とが比例するようにしたことを特徴とする
   パルス幅変調増巾回路。