JPS58184841A - Am transmitter - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は通信方式特に単一搬送波で２種類の信号を伝送
するΔ〜１スデレオ放送方式、例えばモノラルおよびス
Ｔレオ受信機のＡＭ放送バンドで完↑に両＼”！シ１り
るＡＭステレオ信号をほぼ歪みなく送信および受信づる
方式に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention provides a communication method, particularly a Δ~1 stereo broadcasting method that transmits two types of signals using a single carrier wave, for example, a monophonic and stereo stereo receiver in the AM broadcast band. This invention relates to a system for transmitting and receiving AM stereo signals almost without distortion.

ＡＭステレオ信号を送受信する方式としては種々のもの
がある。最も簡単な方式は周波数が同一で位相が直交関
係にある２つの搬送波で２種類の信号ＡおよびＢ例えば
左側（Ｌ）信号および右側（ＩＲ）信号を送信ηる無修
正直交信号方式である。There are various methods for transmitting and receiving AM stereo signals. The simplest method is an unmodified orthogonal signal method in which two types of signals A and B, such as a left (L) signal and a right (IR) signal, are transmitted using two carrier waves having the same frequency and orthogonal phase.

この方式は米国７Ｊラーテレビジヨン伝送で規定されて
いるＮＴＳＣｂ式における１種類の搬送波で２種類のの
カラー信号を送信するために用いられ（いる方式に類似
している。しかし信号電流整流器を用いてオーディオ信
号を取出す現在のモノラル受信機ではステレオ差（Ｌ−
Ｒ）信号の拳に比例づる２倍の周波数企みが存在する。This system is similar to the system used to transmit two types of color signals on one type of carrier wave in the NTSCb system specified in the US 7J color television transmission.However, it uses a signal current rectifier. Current monaural receivers that extract audio signals with stereo difference (L-
R) There are twice the frequency attempts proportional to the signal fist.

この歪みはスＩし４１ハ号かも４本的に次式で表わされ
ると言う事実から発生する。This distortion arises from the fact that both S I and No. 41 C are expressed in four parts by the following equation.

（１首　１　　ｔ　　Ｒ）　　２　セ　（Ｌ−Ｒ）’ｃ
ｏｓ（ω　１［］　＋　φ　）ここに根号内の項は振幅
を表わし く、）　−［ａｎ　”　（Ｌ　　ｉでｉ　　　（１ト１
−ｔＲ）とする。(1 neck 1 t R) 2 se (L-R)'c
os(ω 1 [] + φ) Here, the term in the radical sign represents the amplitude, ) − [an ” (Li in i (1 to 1
-tR).

しかしモノラル受信＊ｒは受信信号の振幅をほば［ｉＸ
彼の１辰幅と４−ディオ信号の振幅との和、すなわら（
１＋　Ｌ、　＋−Ｒ）とする必要がある。これがため（
Ｌ　−Ｒ）項は歪みを表わし、従ってこの頂か２東項Ｃ
′あるため周波数歪みは２倍となる。またφ項は、位相
変調を表わしかつ方式全体で信号に茗しい振幅または位
相歪みが存在しない場合モノフル受信機の慣例の包絡線
検波器から出力を発生じない。However, for monaural reception *r, the amplitude of the received signal is approximately [iX
The sum of his 1-line width and the amplitude of the 4-dio signal, i.e. (
1+L, +-R). This is because (
The term C
′, the frequency distortion is doubled. The φ term also represents phase modulation and will not produce an output from the customary envelope detector of a monofull receiver unless there are strange amplitude or phase distortions in the signal throughout the scheme.

また他の従来の方式では（Ｌ、　＋　Ｒ）情報で振幅変
調されかつ（Ｌ、　−Ｒ）情報で周波数変調される中　
搬送波を送信する技術を門用している。この場合受信し
た１８号に周波数または位相歪みが存在づるちのとする
と送信された信号の複素スペクトル（こよりモノラルお
よびステレオ受信機に不所望な歪みが一１ヂるようにな
る。（Ｌ　−Ｒ）信号に低周波数成分が含まれる場合に
はｔｌｌ射されたスペクトルには多くの側帯波周波数が
含まれ、これにより位相および振幅に歪みを生ぜしめ従
って振幅変調に対しトＭ成分をスプリアス変換するよう
になる。In other conventional methods, the amplitude is modulated with (L, + R) information and the frequency is modulated with (L, -R) information.
It uses technology to transmit carrier waves. In this case, if there is frequency or phase distortion in the received signal 18, the complex spectrum of the transmitted signal (this will cause undesired distortion in monaural and stereo receivers (L - R) If the signal contains low-frequency components, the emitted spectrum will contain many sideband frequencies, which will distort the phase and amplitude and thus cause the to-M component to spurious conversion for amplitude modulation. become.

さらに他の方式では和および差の信号を直交関係で送信
するが包絡線の振幅を補正しＣ両立させる（ＬｔＲ）成
分を歪ませるようにしている。この目的のためには同相
成分を（１＋　Ｌ　ｔＲ）から共に直交成分の大きさが
変化しないように保持する。これがｔこめステレオ情報
の位相が歪みかつ側帯波の数が増大しその結束モノフォ
ニックおよびステレオ受信機の歪みが著しく増大するよ
うになる。　本発明の目的は現在の送信機を僅かだけ変
更すると共に受信画のステレオデコード回路を僅かだけ
複雑にするだけで現在のＡＭモノラル受信機と両立し得
るＡＭステレオ放送方式を提供せんと４るにある。In still another method, the sum and difference signals are transmitted in an orthogonal relationship, but the amplitude of the envelope is corrected to distort the C compatible (LtR) component. For this purpose, the in-phase component is maintained from (1+L tR) so that the magnitude of the orthogonal component does not change. This causes the phase of the stereo information to be distorted and the number of sidebands to increase, resulting in a significant increase in the distortion of the combined monophonic and stereo receiver. An object of the present invention is to provide an AM stereo broadcasting system that is compatible with current AM monaural receivers by only slightly modifying the current transmitter and complicating the received image stereo decoding circuit. be.

本１１明通（ｃ−、方式で【ま格別のステレオ信号を得
るために（Ｌ　ｔＲ）成分叩らモノ）ル情報及び位相即
らスｊし４情報を送信された信号に含ませ、かつ（＋−
ｒ＜１成分即ら停情報をその包絡線に含まＵないように
りる。これがためモノラル回路に対づる信号は通常のＡ
　へ−１モノラル送信の場合と同様となる。送信機では
所望の変更は（φかとなり従っＵＡＭステレＡ受仁橢に
対する回路は？！箱とはならな（なる。本発明は、送信
機において直交信号をステレオ情報の位相に関連するフ
ァクタだＧ］乗粋づると共【ごスプレ４受信機において
は受信信号をＶ述した所と同一のファクタで除篩するだ
けで完全な凡の１交信号を再生し得ると賞う事実を基と
して成したものである。In Book 11, the method includes [In order to obtain an exceptional stereo signal (L tR) component mono) information and phase information are included in the transmitted signal, and (+-
If r<1 component, that is, stop information is not included in the envelope. Therefore, the signal to the monaural circuit is normal A.
This is the same as in the case of -1 monaural transmission. In the transmitter, the desired change is (φ), so the circuit for the UAM stereo A receiver is not a box (!).The present invention allows the quadrature signal to be changed in the transmitter to a factor related to the phase of the stereo information. G] Along with Noritsuzuru [Based on the fact that in the Spray 4 receiver, it is possible to regenerate a perfect ordinary signal by simply filtering the received signal by the same factor as mentioned above. It was completed.

Ｍ面につき本発明を説明する。The invention will be described with respect to the M-plane.

第１図に示づ従来のＡＭ直交通信方式と第３図に承り本
弁明による両立司能な通信方式とを、説明の使官ト左側
＜Ｌ）および右側（Ｒ）プログラムチャンネルを有りる
スｉしＡ信号によって説明するか本発明はこれに限定さ
れるものではなく、申−搬送波ぐ仔愚の２種類の信号を
送受信する方式に適用し得ることは勿論である。The conventional AM orthogonal communication method shown in FIG. 1 and the compatible communication method according to this defense shown in FIG. Although the present invention will be explained using the i-A signal, it is not limited thereto, and it goes without saying that it can be applied to a method of transmitting and receiving two types of signals, i.e., carrier wave and carrier wave.

第３図に承り本発明による通信り式と第１図に小ケ従来
の本変更兼両立性の直交り式とから明らかなよう（こ直
交送信機１０には第１入力端子１１から第１変調器１２
に信号成分（１＋　１．　＋　Ｒ）を供給するプログラ
ム信号通路と、第２入力端子１３から第２変調器１４に
信号成分（Ｌ−Ｒ）を供給する信号通路とを設（）る。As is clear from the communication system according to the present invention shown in FIG. 3 and the orthogonal system shown in FIG. Modulator 12
A program signal path for supplying a signal component (1+1.+R) to the second modulator 14 and a signal path for supplying a signal component (L-R) from the second input terminal 13 to the second modulator 14 are provided.

またＲＦ励振器１５から発生する搬送波信号は第１変調
器１２に１接供給づると共に９０°移相器１６を経て第
２変調器１４に供給する。両度調器１２および１４の出
力を信号加紳器１７で加算して慣例のように送信される
信号を発生し得るようにする。この信号（，１次式で数
学的に表わ１ことができる。Further, the carrier wave signal generated from the RF exciter 15 is directly supplied to the first modulator 12 and is supplied to the second modulator 14 via a 90° phase shifter 16 . The outputs of both scalers 12 and 14 can be summed in a signal amplifier 17 to generate a conventionally transmitted signal. This signal (, can be expressed mathematically by a linear equation.

１−肩７−丁丁）’Ｃ０３（ω【＋φ）ココニφ−ｔａ
ｎ　−’　（Ｌ−Ｒ）　／　（１＋１−ｔＲ）とする。1-Shoulder 7-Ding)'C03(ω[+φ)Kokoniφ-ta
Let n −' (L-R) / (1+1-tR).

この信号をステレオ受信機１８で受信づると共に乗積検
波器ダなわら乗紳器２０および２１で復調すると格別の
信号（１＋Ｌ＋Ｒ）および（１，、−Ｒ）か得られるよ
うになる。しかしモノラル受ｆ１−、機２３の包絡線検
波器２２では復調した信髪号出力を次」（４表ね−４こ
とができる。When this signal is received by the stereo receiver 18 and demodulated by a multiplicative detector or multiplicative detectors 20 and 21, special signals (1+L+R) and (1, , -R) can be obtained. However, the envelope detector 22 of the monaural receiver f1-23 can output the demodulated signal signal as follows.

この出力は１−１＜、叩らモノフォニックの信号に対し
【のみ両＼７し１ｑるようになる。This output will be 1-1<, with respect to the struck monophonic signal.

第２図の位相ベクトルは第１図の通信方式に対し変調さ
れかつ送信された信号の軌跡２４を示す。The phase vector of FIG. 2 shows the trajectory 24 of the modulated and transmitted signal for the communication system of FIG.

位相ベクトル２５は非変調搬送波１０Ｏ８（１）ｔを示
し、位相ベクトル２６は同相変調信号（Ｌ＋Ｒ）を小し
、位相ベクトル２７は直交信号（１−＃）を承す。また
φは合成位相ベクトル２８の瞬時位相角を示しこの角度
は軌跡２４から明らかなように１−４５°以１−とする
ことはできない。Phase vector 25 represents the unmodulated carrier 10O8(1)t, phase vector 26 subtracts the in-phase modulated signal (L+R), and phase vector 27 receives the quadrature signal (1-#). Further, φ represents the instantaneous phase angle of the composite phase vector 28, and as is clear from the locus 24, this angle cannot be greater than 1-45°.

本昆明］ンバチｆルＡＭステレオ放送方式を第３図に小
１゜本発明においても２つの入力端子１１′　（コ−１
−１４−Ｒ）および１３′□ｊ　（１，−−−Ｒ）を送
信機３０の２個の変調器１２′および１４′にイれぞれ
接続りる。１テ１−励撤器１５′および９０°移相器１
６′も第１図につき説明した所と同様に接続づる。変調
器１２′および１４′の出力を信号加算器１７′で加締
し、振幅変化をリミッタ３１により除去し、位相情報の
みを残存させるようにする。かようにして得た被位相変
調搬送波を高レベル変調器１なわち乗綽器３２の信号成
分（１＋Ｌ＋Ｒ）によって振幅変調する。送信されＩご
信号を（１＋　ｔ−＋　Ｒ）　ｃｏｓ　　（ω１→φ）
で示す−この信号は加算器１７′からの元のステレオ信
号をＣＯＳφ侶したもの、すなわち（１＋Ｌ十Ｒ）この
後者の信号は完全にコンパチブルとなる。すなわらこの
信号をモノフォニック受信機２３′で受信し包絡線検波
器２２′で復調するとその出力は信号成分（Ｌ　−１−
Ｒ）に比例す、るようになる。送信された信号をステレ
オ受信ｌＲ３３で受信する場合にはこの信号をリミッタ
３４で振幅制限する。Figure 3 shows the AM stereo broadcasting system in Kunming.
-14-R) and 13'□j (1, ---R) are connected to the two modulators 12' and 14' of the transmitter 30, respectively. 1 Te 1 - exciter 15' and 90° phase shifter 1
6' is also connected in the same manner as described with reference to FIG. The outputs of the modulators 12' and 14' are tightened by a signal adder 17', amplitude changes are removed by a limiter 31, and only phase information remains. The phase modulated carrier wave thus obtained is amplitude modulated by the signal component (1+L+R) of the high level modulator 1, that is, the multiplier 32. The transmitted signal is (1+t-+R) cos (ω1→φ)
- This signal is the original stereo signal from adder 17' plus COSφ, ie (1+L+R) This latter signal is completely compatible. That is, when this signal is received by the monophonic receiver 23' and demodulated by the envelope detector 22', the output is the signal component (L -1-
R) becomes proportional to R). When the transmitted signal is received by the stereo receiver IR 33, the amplitude of this signal is limited by the limiter 34.

かようにして得たスプレ１．ｉ、オ情報を乗締器３５で
□ Ｖ　Ｃ０３６からのＣＯＳωｔの位相と比較する。この
Ｖ　ＣＯ３６は後述するように送信１３０のＲＦｂｒｈ
　＆器１５′の位相に同期させるようにする。従つにの
場合のイＱ相差はＣＯＳφとなり乗舜器３５の出力−ｂ
ｃｏｓφに比例づる。Spray thus obtained 1. The i and o information are compared with the phase of COS ωt from □ V C036 by the regulator 35. This V CO 36 is connected to the RFbrh of the transmitter 130 as described later.
It is made to synchronize with the phase of & device 15'. Accordingly, the iQ phase difference in the case becomes COSφ, and the output of the multiplier 35 -b
Proportional to cosφ.

第７図にｄｉいて後に詳細に示す］レクタ回路Ｊ３７【
はイ８弓を東紳器３５の出力により分割しこれによりＩ
ＪＩＩ　ｎ器１７′の元のスフレオ出力を再生する。Ｖ
　Ｃ０３６からの信号ＣＯＳωｔを移相器３８　ｄｉよ
び３９で±４５°移送して］レクタ回路３７の出力を受
ける乗締器４０および４１にそれぞれ供給する。従・）
て乗騨器４０ａ３よび４１によって１−およびＨと直流
項との和の出力をそれぞれ弁牛づる。Rector circuit J37 [shown in FIG. 7 in detail later]
The I8 bow is divided by the output of the Toshinki 35, and by this I
The original souffle output of the JII n unit 17' is reproduced. V
The signal COSωt from C036 is shifted by ±45° by phase shifters 38 di and 39 and is supplied to multipliers 40 and 41 which receive the output of the rectifier circuit 37, respectively.・）
Then, the outputs of the sums of 1- and H and the DC term are outputted by the regulators 40a3 and 41, respectively.

２ｆ！４図は第３図の本Ｓｔ明方式にＪ′月ノる送信信
号の荀Ｈ］ベク１ヘルの変形軌跡４５を承す。軌跡４５
内の′８）、ζ自Ｊ　ＣＯ３φ倍された軌跡２４内の各
自に対応づる。かようにＣＯＳφ倍することにより最小
の歪み（゛−ｊンバヂーｆルｔノフ４ニック信号の送信
に対記、する最小数の高次の側帯波を発生させることが
Ｃ゛さる。2f! FIG. 4 shows the deformed locus 45 of the transmission signal J′ in the present St light method of FIG. 3. locus 45
'8) in the locus 24 multiplied by ζselfJCO3φ. By multiplying COSφ in this way, it is possible to generate the minimum number of higher-order sidebands that cause the minimum distortion (as compared to the transmission of the 4-nick signal).

本光明送１８槻を第す図においてさらに詳細に承り。モ
ノラル送信機においてはクリスタル発振器より成るＲ１
−励撮器１５′からの搬送波を変調器３２に供給する。More details can be found in the 18th figure of this light. In a monaural transmitter, R1 consists of a crystal oscillator.
- feeding the carrier wave from the exciter 15' to the modulator 32;

この場合本発明による発振器の出力を変換づる所望の処
理回路４９を点線内にホす。発振器１５′からの搬送波
の周波数を分割しその−ｈを移相器１６′で９０°移送
する。次いＣ′５″ｆ割された２つの直交搬送波を変調
器１２′および１４′に供給しこれら変調器の出力を加
算器１７′に供給する。また移相および変調されない搬
送波の一部分を、変調されない搬送波のレベル４決める
搬送波レベル制御器５０を経て加算器１７′に供給する
。加算器１７′の出力をリミッタ３１　Ｕ−振幅制限し
゛Ｃ振幅変調成分を除去し、これにより位相づなわちス
テレオ情報のみを有する非変調搬送波を高レベル変調器
３２に供給し得るようにする。プログツムチャンネル入
力端子５２（Ｌ　）および５３（Ｒ）のおのおのにはプ
ログラムレベルリミッタ５４および５５ならびに監視計
器５６および５７をそれぞれ接続する。またしおよびＲ
信号を乗紳器１２′に接続されている加算器５８で合成
して信号成分（Ｌ十Ｒ）を形成する。In this case, the desired processing circuit 49 for converting the output of the oscillator according to the invention is shown within the dotted line. The frequency of the carrier wave from the oscillator 15' is divided and its -h is shifted by 90° by the phase shifter 16'. Next, the two orthogonal carrier waves divided by C'5''f are supplied to modulators 12' and 14', and the outputs of these modulators are supplied to an adder 17'. It is supplied to an adder 17' through a carrier wave level controller 50 which determines the level 4 of the unmodulated carrier wave.The output of the adder 17' is sent to a limiter 31 which limits the amplitude and removes the amplitude modulation component. An unmodulated carrier having only stereo information may be provided to the high level modulator 32. Program channel input terminals 52 (L) and 53 (R) each have program level limiters 54 and 55 and monitoring instruments 56. and 57 are connected respectively. Matashi and R
The signals are combined in an adder 58 connected to the multiplier 12' to form a signal component (L+R).

さら（Ｊｌ〈仁Ｈは反転器６０ぐ艮転して乗呻器１４′
に接続されている加篩器６１に供給し、ここで１仁月と
合成して信号成分（Ｌ−Ｒ）を形成する。（＋＋１（）
加紳器５８の第２出力を時間遅延回路６２を経て高レベ
ル変調器３２に供給する。Sara (Jl〈Jin H turned over the inverter 60 times and rode the moaner 14'
The signal is supplied to the sieve 61 connected to the sieve 61, where it is combined with the signal component (LR) to form a signal component (LR). (++1()
A second output of adder 58 is provided to high level modulator 32 via time delay circuit 62 .

遅延回路６２によって信号処理回路４９の遅延時間に等
しい遅延時間を得るようにする。これがため変調器３２
の出力は（［−モＲ）情報で振幅変調されかつステレオ
情報で位相変調された信号となる。A delay time equal to the delay time of the signal processing circuit 49 is obtained by the delay circuit 62. Because of this, the modulator 32
The output becomes a signal amplitude-modulated with ([-MoR) information and phase-modulated with stereo information.

第６図は第３図のステレオ受信［３３をさらに詳細に示
す。受信信号はＲＦ混合−ＩＦ増幅段６５に供給づる。FIG. 6 shows the stereo reception [33 of FIG. 3] in more detail. The received signal is supplied to an RF mixing-IF amplification stage 65.

この［テ［混合−ＩＦ増幅段６５は慣例のものであるた
めその動作説明は省略する。Since this mixed-IF amplification stage 65 is a conventional one, a description of its operation will be omitted.

混合−増幅段６５の出力端子６６ｂの信号の振幅変調成
分はリミッタ３４て除去する。このリミッタ３４）出力
ヲＣＯ３（ωｔ　ｉ　ｆ　＞　”Ｃ表わし、かつこの出
力を同相検波器Ｃ゛ある乗算器３５の一方の入力端に供
給覆ると共に自交検波器である乗算器７００）−一方の
入力側にも供給する。この乗算器７０は位相同期（［］
ツク）ループ７１の積分段を構成する。また低域通過フ
ィルタ７２によって急激な位相変化がＶＣＯ３６に到達
するのを防止するがこのフィルタは位相ドリフトを通過
せしめるようにする。これがためＶＣＯ３６の出力は極
めて密に制御されると共にこの出力は、送信機の発振器
１５′の出力に対し直交関係にあるためπ／２すなわら
９０°移相器７３に供給することがＵ′きる。移相器７
３の出力ＣＯ３ωｔは乗算器ζ３５の第２入力端に供給
する。乗算器３５の出力側７４に現れる出力ＩＱｃＯ３
φを］レクタ回路３７に供給する。第７図につき後述す
る］レクタ回路３７では混合−増幅段６５の出力端子６
６ａの信号を乗算器３５の出力により分割して直交信号
を再で１−シ得るようにする。第６図の回路のその他の
部分は第３図につき説明した所と同様である。The amplitude modulation component of the signal at the output terminal 66b of the mixing-amplification stage 65 is removed by the limiter 34. The output of this limiter 34) is expressed as CO3(ωtif >"C, and this output is supplied to one input terminal of the multiplier 35, which is an in-phase detector C". This multiplier 70 is also supplied to the input side of the phase synchronization ([]
) Configure the integrating stage of the loop 71. A low pass filter 72 also prevents sudden phase changes from reaching the VCO 36, but allows phase drift to pass through. Therefore, the output of the VCO 36 is very closely controlled, and since this output is orthogonal to the output of the transmitter oscillator 15', it is possible to supply it to the π/2 or 90° phase shifter 73. 'Wear. Phase shifter 7
The output CO3ωt of ζ3 is supplied to the second input terminal of the multiplier ζ35. The output IQcO3 appearing at the output 74 of the multiplier 35
] is supplied to the collector circuit 37. [described later with reference to FIG.
The signal of 6a is divided by the output of the multiplier 35 to obtain orthogonal signals. The remaining portions of the circuit of FIG. 6 are similar to those described with respect to FIG.

第７図は第３図あ受信機３３の乗算器３５Ｊ３よ１１１
□１ びコレクタ回路３７をさらに詳細に示す。位相検波器で
ある乗鐸器３５にはその入力端子８０にリミッタ３４の
出力を供給する。リミッタ３４の出力にＪ、ってトラン
ジスタ８１　Ｊ５よび８２の作動対をｊｌ来搬送波に同
期しＣ交ｎに導通状態に切換える。、また位相同期ルー
シフ１から取出した端子ＦＪ、４の基準人ツノ信号は移
相器７３を経てｉ〜ランジスタＣ−構成した゛電流源８
３に供給する。この移相器７３（Ｊ低域通過フィルタと
しても作用しトランジスタ電流８１１８３にほぼ正弦波
状の基準電流を供給する。トランジスタ８２０ベース個
所８５の直流基準電１土は一１ミッタホＵワ８８がら供
給する。Figure 7 shows the multiplier 35J3 and 111 of the receiver 33 in Figure 3.
□1 and collector circuit 37 are shown in more detail. The output of the limiter 34 is supplied to an input terminal 80 of the multiplier 35, which is a phase detector. At the output of the limiter 34, the active pair of transistors 81, J5 and 82 is switched to a conductive state in synchronization with the carrier wave. , and the reference human horn signal at terminals FJ and 4 taken out from the phase-locked loop 1 passes through a phase shifter 73 to a current source 8 constructed from i to transistor C.
Supply to 3. This phase shifter 73 also acts as a low-pass filter and supplies a substantially sinusoidal reference current to the transistor current 81183. .

このエミソタホ［１９８８は差動増幅器対８１゜ε３２
に接Ｍ？ｌる。また電流ミラー８７によって差動増幅器
対の出力側７４におけるトランジスタ電？Ａｔ諒８３か
らの任意の静電流を平衡にするため出力電流は入力端ｆ
８０および８４の入力信号間の角用差の余弦に１Ｌ例す
るようになる。乗算器３５からの電流パルスは積分コン
デンサ８６により平滑化１゛る。This emisotaho [1988 is a differential amplifier pair 81°ε32
M? Ill. The current mirror 87 also allows the transistor current at the output 74 of the differential amplifier pair to be ? In order to balance any static current from Atryo 83, the output current is
For example, 1L is the cosine of the angle difference between the 80 and 84 input signals. The current pulse from multiplier 35 is smoothed by an integrating capacitor 86.

東０器３５の出力側７４の出力を十分に余弦関数に近づ
けるためには入力端子８ｏまたは８４の一方の高次の高
調波をほぼ除去する必要がある。In order to bring the output of the output side 74 of the output device 35 sufficiently close to a cosine function, it is necessary to substantially eliminate high-order harmonics at either the input terminal 8o or 84.

これがため移相回路網７３を低域通過フィルタとするこ
とによっＣ発信機の方形波から奇数次の高調波を除去し
得るようにする。Therefore, the phase shift network 73 is a low pass filter so that odd harmonics can be removed from the square wave of the C oscillator.

二ルクタ回路３７は一対のトランジスタ１ｏＯおよび１
０１を有する差動増幅器をもって構成するのか好適であ
る。トランジスタ１００および１０１の−Ｆミッタ、の
電流は電流源１０２から供給する。また２個のトランジ
スタ１０３および］０４によって電流ミラーを構成する
ためトランジスタ１０４の電流はトランジスタ１ｏｏの
電流【こ等しくなる。トランジスタ１ｏｏおよび１０１
の電流が等しい場合にはトランジスタ１０４の電％ｉ　
（Ｊ　＋−ランジスタ１０１の電流に等しく従って電流
１０は零となる。The two-irctor circuit 37 includes a pair of transistors 1oO and 1
It is preferable to configure it with a differential amplifier having 0.01. Current for the −F emitters of transistors 100 and 101 is supplied from current source 102 . Further, since the two transistors 103 and ]04 constitute a current mirror, the current of the transistor 104 becomes equal to the current of the transistor 1oo. transistors 1oo and 101
If the currents of the transistor 104 are equal, the current of the transistor 104 %i
(The current 10 becomes zero as it is equal to the current of the J+- transistor 101.

信号入力部６６ａから取出した信号電圧は２個の抵抗１
０８および１０９．２個のダイオード１１０および１１
１ならびに基準電圧源１１２を経てトランジスタ１００
および１０１のベース間にそれぞれ供給する。この基準
電Ｉｆ源１１２は３個の抵抗１１４．１１５および１１
６より成る分１１器に結合されたＦミッタホＬ」ワ１１
３をもって構成する。（・フンジスタ１１３のベースは
抵抗１１４ｄ−３よび１１５の接続点に接続して基準電
圧を得るようにする。■ミッタホロワ１１３のエミッタ
によって差動増幅器を構成づるトランジスタ対１００お
よび１０１に対する低インピーダンス基ｒ＃電Ｅｌを供
給する。The signal voltage taken out from the signal input section 66a is applied to two resistors 1
08 and 109.2 diodes 110 and 11
1 and the transistor 100 via the reference voltage source 112
and 101, respectively. This reference voltage If source 112 has three resistors 114, 115 and 11
F Mittaho L'wa 11 combined with the 11 unit consisting of 6
It consists of 3. (The base of the fungistor 113 is connected to the connection point of the resistors 114d-3 and 115 to obtain a reference voltage. ■ A low impedance base r for the transistor pair 100 and 101 that constitutes a differential amplifier by the emitter of the emitter follower 113. #Supply electricity El.

乗紳器３５からの電流Ｉｒ　　はダイオード１１０およ
び１１１、抵抗１０８および１０９　、電Ｉｆｍ１１２
および人力信号源６６を流れにれらダイオード１１０お
よび１１１を順方向にバイアスする。The current Ir from the driver 35 is connected to the diodes 110 and 111, the resistors 108 and 109, and the electric current Ir ifm112.
and human power signal source 66 to forward bias diodes 110 and 111.

ダイオード１１０８よび１１１の順り向インピーダンス
とＭｉ几１０８および１０９とによって分１土器を構成
するため１ヘランジスタ１００のベースおよびトランジ
スタ１０１のベース間に供給されるミル（Ｊダイオード
１１０　ａ−＞よび：：１１：１１の順方向の抵抗と抵
抗１０８および１０９との仕によって減少する。The forward impedance of the diodes 1108 and 111 and the Mi diodes 108 and 109 form a 100 mA (J diode 110 a-> and: It is reduced by the 11:11 forward resistance and resistors 108 and 109.

次に」レクタ回路ご３７をその電流と乗篩器３５の出力
ｌｒ−１ｍａＸＣＯ８φとにより説明する。出力電流を
ｉ　ｏ＝　ｌ　＋　Ｉｓ　／　１１−で表わし、１１を
電流８Ｑ　１０２により供給される電流とする。Ｉｓは
端子６６ａの入力信号電流でありｅ８　／２ｒで表わ寸
。ここに２ｒは極めて大きな偵の２個の抵抗９１の和に
等しくする。またｅ８　　はｅ。（１＋！　＋　Ｒ）’
ｃｏｓ　　（ｗ。ｔ　モφ）に等しくし、ｅｏ　　を其
変調搬送波の振幅とする。さらに’　ｍａｘはトランジ
スタ８３のピーク信号電流とする。これがため次代が成
立する。Next, the rectifier circuit 37 will be explained using its current and the output lr-1maXCO8φ of the multiplier 35. Denote the output current as io=l+Is/11-, where 11 is the current supplied by the current 8Q 102. Is is the input signal current at the terminal 66a and is expressed as e8/2r. Here, 2r is made equal to the sum of two extremely large resistances 91. Also, e8 is e. (1+! + R)'
cos (w.tmoφ), and let eo be the amplitude of the modulated carrier. Furthermore, ' max is the peak signal current of the transistor 83. Because of this, the next generation is established.

Ｉｓ　＝　（ＩｅＣ（１＋Ｌ＋Ｒ）ｃｏｓ　　（ωＣ［
十φ）〕／２「および １０＝（１＋ｅｏ（１斗Ｌ→−Ｒ）ＣＯ３（ωｃｔ＋φ
戸／　２　ｒ　　［ｒｎａｘ　ｃｏｓ　φ０この場合ｃ
ｏｓφ−（１＋Ｌ＋Ｒ’）　／　（１十Ｌ＋Ｒ）　２＋
　（Ｌ−Ｒ）”Ｑあるため［ｏ　＝　（Ｉ　＋　ｅ。Is = (IeC(1+L+R) cos (ωC[
10φ)]/2" and 10=(1+eo(1toL→-R)CO3(ωct+φ
Door / 2 r [rnax cos φ0 In this case c
osφ-(1+L+R') / (10L+R) 2+
(LR)” Since Q [o = (I + e.

／’２ｒ　ＩｍａＸ）　（１＋Ｌ’ｆ、、＋Ｒ）　’　
＋　（＋−，’ｉ（）　２ＣＯＳ　　（ωＣ１＋φ）と
なりこれは所望の直交信号ｅある。/'2r ImaX) (1+L'f,,+R)'
+ (+-,'i() 2COS (ωC1+φ), which is the desired orthogonal signal e.

第８図は本蔓で明による所望の作動と両立し得る費イ６
磯の他の例を小す。本例では］レクタ回路３７を、受信
機のオーＹイオ部分に設けると共に実際＋１６］の同一
の一］レクタ回路３７ａおよび３７ｂとづる。Ｒｆ−混
合器−１ｒ増幅器段６５のｉｌ力側６６を甲−出力とし
これを乗締器４０および４１に１８続づる。＠韓器４０
の出力をｌ　ｃｏｓφどづると共にこれを：ｌレクタ回
路３７ａに供給し、ここＣＣＯ５φにより分割して［−
出力を得るようにりる３、東篩器４］の出力をＲＣＯ３
φとすると共にこれをコレクタ回路３７ｂに供給しここ
ｒ：′ＣＯ３φて゛分割しＵＲ出力を得るようにする。Figure 8 shows the cost I6 that is compatible with the desired operation according to Akira.
Smaller examples of iso. In this example, the rectifier circuit 37 is provided in the O-Y-Io portion of the receiver, and is actually +16] identical rectifier circuits 37a and 37b. The il power side 66 of the Rf-mixer-1r amplifier stage 65 is the first output and is connected to the clamps 40 and 41 by 18. @Koreanware40
It outputs the output of l cosφ and supplies it to the :l rectifier circuit 37a, where it is divided by CCO5φ and becomes [-
RCO3 to get the output of 3, East sieve 4]
φ and supplies it to the collector circuit 37b, where it is divided by r:'CO3φ to obtain the UR output.

これがため乗鋒器３５の出力側７４の出力電流を分別し
両コレクタ回路３７ａおよび３７ｂに供給ηる。For this reason, the output current on the output side 74 of the multiplier 35 is separated and supplied to both collector circuits 37a and 37b.

第９図は第７図および第８図の受信機のさらに仙の例を
示す。本例では］レクタ回路３７Ｃの２つの入力端８３
および７４を移相器７３および乗ｎ器３５にそれぞれ接
続する。］レクタ回路３７Ｃの出力側９５を移相器３８
および３９の入力側に接続づると共にＣＯＳφで分割さ
れた基準電Ｌ１−とする。これかため東締器４０Ｊｊよ
び４１の出力はそれぞれ１−およびＲ信号となる。FIG. 9 shows a further example of the receiver of FIGS. 7 and 8. In this example] two input terminals 83 of the collector circuit 37C
and 74 are connected to the phase shifter 73 and the multiplier 35, respectively. ] The output side 95 of the collector circuit 37C is connected to the phase shifter 38.
A reference voltage L1- is connected to the input side of 39 and 39, and is divided by COSφ. Because of this, the outputs of the east clamps 40Jj and 41 become 1- and R signals, respectively.

第１０図は、第５図の送信機と同様の送信機を有するｈ
−右ＳＳＢ通信方式すなわちＣＯＳφで変化する直交通
信１１式の例を示す。本例では［−および１＜人力信号
を加締器５８で加ｎすると共に加締器６１で減緯する。FIG. 10 shows an h with a transmitter similar to that of FIG.
- An example of 11 orthogonal communication systems that change with the right SSB communication system, that is, COSφ is shown. In this example, the crimping device 58 applies the [- and 1<human power signals], and the crimping device 61 reduces the latitude.

加締器６１の出力を移相器５）５て−９０’移相しく前
述した所と同様に送信機に供給する。また所要のステレ
オ受信機ではデコーディング角度を変化させて（１，、
＋　Ｒ＞出力９６および（１−Ｒ）＜π／２出力９７を
取出し得るようにする。この出力９７を移相器９８て・
＝π／２だｔノ移相しその出力を出力９６の場合と同様
に受信機のマトリックス回路９９に供給する。The output of the caulking device 61 is shifted by -90' by the phase shifter 5) and is supplied to the transmitter in the same manner as described above. In addition, for the required stereo receiver, the decoding angle can be changed (1,...
+R>output 96 and (1-R)<π/2 output 97 can be taken out. This output 97 is connected to the phase shifter 98.
= π/2, and the output thereof is supplied to the matrix circuit 99 of the receiver in the same way as the output 96.

これがためマトリックス回路９９の出力はＬおよび１く
信号となる。Therefore, the output of the matrix circuit 99 becomes the L and 1 signals.

第１１図は第１０図の受信機をさらに詳細に示す。すな
わらコレクタ回路３７の入力側を受信機の１’＜　ｌ１
１２合器−１ト増幅器段６５の出力側６６に接続し、コ
レクタ回路３７の出力側を乗締器４０および４１に接続
し、位相同期ループおよび移相回路網は第（５図に″つ
き説明した所と同様に接続する。本例でｂ第１０図につ
き説明した所と同様に東い器の一方の出力９７を移相す
ると共に自乗算器の出力は？１へリックス回路９９に供
給してＬおよび１＜出力を発生し得るようにする。FIG. 11 shows the receiver of FIG. 10 in more detail. In other words, the input side of the collector circuit 37 is set to 1'<l1 of the receiver.
The output side of the collector circuit 37 is connected to the output side 66 of the amplifier stage 65, and the output side of the collector circuit 37 is connected to the regulators 40 and 41. The connections are made in the same manner as described.In this example, one output 97 of the toner is phase shifted and the output of the square multiplier is supplied to the ?1 helix circuit 99 in the same manner as described in connection with FIG. so that L and 1<output can be generated.

第１２図は送信された信号のうちのＬ信号が１組の側帯
波に含まれ、［く信号が他の組の側帯波に倉まれる場合
の信号スペクトルを示す。またこの送信された信号には
２　ｆＲの側帯波で送信される高次の補正側帯波か含ま
れることは勿論ぐある。FIG. 12 shows a signal spectrum when the L signal of the transmitted signal is included in one set of sideband waves, and the L signal is contained in another set of sideband waves. Of course, this transmitted signal also includes higher-order corrected sidebands that are transmitted with 2 fR sidebands.

第１３図は第１０図の通信方式と同様の他の単−側帯波
通信方式の例を示す。本例ではプログラム人力信号の−
ｈ例えば］≧信号を移相器９５で９０°移相する。次い
で移相した信号を加算器５８に供給づるど共に反転器６
０を経て加算器６１に供給する。第２プログラム信号例
えばＬ信号は加算器５８Ｊ５よび６１に直接供給する。FIG. 13 shows an example of another single sideband communication system similar to the communication system of FIG. In this example, the program human input signal -
For example, the phase of the signal is shifted by 90° using the phase shifter 95. The phase-shifted signal is then supplied to an adder 58 and an inverter 6.
It is supplied to the adder 61 via 0. The second program signal, for example the L signal, is provided directly to adders 58J5 and 61.

これ、：・・・′１ ら加算器５８および６１の出力はそれぞれ（ｌｌＦ＜＜
π・２）イに号および（Ｌ−Ｒ＜π／２）仁昼とする。The outputs of adders 58 and 61 are (llF<<
π・2) I and (L−R<π/2) Nihiru.

これら信号は余弦補正を行う送信機の場合と同様に搬送
波で変調する。余弦補正を行う直交受信機で受信を行う
場合には補正された信号１および）で＜π／２信号とな
りこの場合Ｒ信号は移相器９８で９０°の位相遅れとな
る。These signals are modulated with a carrier wave as in a transmitter with cosine correction. When receiving with a quadrature receiver that performs cosine correction, the corrected signals 1 and ) become <π/2 signals, and in this case, the R signal is delayed in phase by 90° in the phase shifter 98.

第１／Ｉ図は和および差信号が中側帯波で送信される場
合の送信信号のスペクトルを示す。この場合？＋１＋Ｆ
情報は２椙の側帯波で送信される。FIG. 1/I shows the spectrum of the transmitted signal when the sum and difference signals are transmitted in the middle sideband. in this case? +1+F
Information is transmitted in two sidebands.

これがため直交信号を送信前に角度πの余弦で乗粋しか
つ受信機においＣ同一の余弦で除算することにより通信
方式によってモノフォニック受信機で完全に両立し得か
つステレオフォニツク受信［−ｒ容易に復号される信号
を発生することができる。この場合φは最初の直交搬送
波のベクトル和ど２つの自交搬送波間の角度の２等分線
との成す角度とする。送信される信号はすべで包絡線検
波器内で歪みを生ずることなく直交変調し得る利点があ
る。従つＣ［中波により消失するモノフォニ覧１ ツク信号成分は最小とし得かつ間通のステレオ特性を得
ることができる。これがため本発明通信方式は包絡線検
波および同期検波の双方を用いることによりｔ）−ノＡ
ニック受信機ど両立させることができる。同期検波器の
特性を最適とするためには−ｊレクタ（補１Ｆ）回路を
必要とするが無修正同Ｗ１受化機によってち４−分満菫
し得る特性を得ることが（きる。Therefore, by multiplying orthogonal signals by the cosine of the angle π before transmission and dividing by the same cosine of C at the receiver, the communication system can be completely compatible with monophonic receivers and stereophonic receivers [-r easily. It is possible to generate a signal that is decoded as follows. In this case, φ is the angle formed by the vector sum of the first orthogonal carrier waves and the bisector of the angle between the two orthogonal carrier waves. Advantageously, all transmitted signals can be quadrature modulated in the envelope detector without distortion. Therefore, the monophonic signal component that disappears due to medium waves can be minimized and a reasonable stereo characteristic can be obtained. Therefore, the communication system of the present invention uses both envelope detection and synchronous detection.
Nick receiver can be compatible. In order to optimize the characteristics of the synchronous detector, a -J receiver (complementary 1F) circuit is required, but it is possible to obtain characteristics that can be used for 4 minutes with the unmodified W1 receiver.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は０１−搬送波ぐ１１１交編幅変調された２種ガ
１の１ｌ−１Ｖ３を送受信ヴる従来の通信方式を示すブ
ロック図、 第２図は第１図の通信方式で送イ５された搬送波および
側帯波を表わづ一位相ベクトル図、第３図は本弁明ＡＮ
１スｊレオ通信方式を示すブロック図、 第４図は第３図の通信方式で送信された信号を表わす位
相ベク］・ル図、 第す図は本弁明の所望の作動と両立し得る送信機の一例
を小す一／１１ツク図、 第０図は本発明の所望の作動と両立し得る受信機の一例
を小ヴブロック図、 第７図は第（１図の受信機の一部分を詳細に示す回路図
、 第８図は本発明通信方式と両立し得る受信機の他の例を
示すブロック図、 第５）図は同じくそのさらに伯の例を小すブロック図、 第１０図はｈ−右Ｓ　Ｓ　Ｆ３通通信式を示（ブロック
図、 第１１図は第１０図の通信り式の受信機を示すブロック
図、 第１２図は第１０図の通信方式で送信された信号のスペ
クトル図、 第１３図はＳ　Ｓ　Ｂ通信方式の他の例を示すブロック
図、 第１４図は第１３図の通信方式で送信された信舅のスペ
クトル図である。 １０・・・直交送信機　　　１１．１１’　・・・第１
入力端了１２、１２’・・・第１変調器 １３、１３’　・・・第２入力端子 １４．１４’　・・・第２変調器 １！１．１５’　・・・ＲＦ励振器 １６、１６’　・・・９０　’移相器 １７．１７’　・・・信号加紳器 １８・・・ステレオ受信機 ２０．２１・・・乗積検波器（乗算器）２２．２２’　
・・・包＃ＩＳ線検波器２３．２３’　・・・モノラル
受信機 ２４．４５・・・位相ベクトルの軌跡 ２５．２６．２７・・・位相ベタ１〜ル２８・・・合成
位相ベクトル ３０・・・送信［３１，３４・・・リミッタ３２・・・
高レベル変調器（乗算器） ３３・・・ステレオ受信Ｍ３５・・・乗算器（同相検波
器）３６・・・Ｖ　Ｃ０３７・・・コレクタ回路３８．
３９・・・４５°移相器 ４０．４１・・・乗算器　　　４９・・・信号処理回路
５０・・・搬送波レベル制御器 ５２．５３・・・１１グフムチヤンネル入力端子５４．
５５・・・ブＬｌグフムレベルリミッタ５６．５７・・
・監視テ１器　　５８・・・加算器６０・・・反転器　
　　　　６１・・・加算器６２・・・時間遅延回路　　
６５・・・Ｒト混合−１Ｆ増幅段６６ａ、６６ｂ　・・
・出力端子（６５）７０・・・乗算器（−受検波器） ７１・・・位相同期（ロック）ループ ７２・・・低域通過フィルタ ７３・・・π／２　（９０°）移相器 ９５・・・移相器　　　　　９８・・・移相器特許出願
人　　モトローラ・ インコーポレーテツドFigure 1 is a block diagram showing a conventional communication method for transmitting and receiving 1l-1V3 of two types of carrier waves modulated by 01-carrier wave length and 111 alternating width. Figure 3 is a phase vector diagram representing the carrier wave and sideband wave.
Fig. 4 is a phase vector diagram representing the signal transmitted by the communication method of Fig. 3; Fig. 3 shows a transmission compatible with the desired operation of this defense. Figure 0 is a small block diagram of an example of a receiver compatible with the desired operation of the present invention, Figure 7 is a detailed diagram of a portion of the receiver in Figure 1. FIG. 8 is a block diagram showing another example of a receiver compatible with the communication system of the present invention; FIG. - Shows the right S S F 3 communication type (block diagram) Figure 11 is a block diagram showing the communication type receiver in Figure 10 Figure 12 shows the spectrum of the signal transmitted by the communication type in Figure 10 13 is a block diagram showing another example of the SSB communication method, and FIG. 14 is a spectrum diagram of the signal transmitted by the communication method of FIG. 13. 10... Orthogonal transmitter 11 .11'...1st
Input terminals 12, 12'...First modulators 13, 13'...Second input terminals 14.14'...Second modulators 1!1.15'...RF exciter 16, 16'...90 'Phase shifter 17.17'...Signal enhancer 18...Stereo receiver 20.21...Product detector (multiplier) 22.22'
... Hull #IS line detector 23.23' ... Monaural receiver 24.45 ... Locus of phase vector 25.26.27 ... Phase pattern 1 to 28 ... Composite phase vector 30 ...Transmission [31, 34...Limiter 32...
High level modulator (multiplier) 33... Stereo reception M35... Multiplier (common mode detector) 36... V C037... Collector circuit 38.
39... 45° phase shifter 40. 41... Multiplier 49... Signal processing circuit 50... Carrier wave level controller 52. 53... 11 channel input terminal 54.
55...BLL level limiter 56.57...
・Monitoring unit 1 58...Adder 60...Inverter
61... Adder 62... Time delay circuit
65...R-1F amplification stage 66a, 66b...
・Output terminal (65) 70... Multiplier (-detector) 71... Phase synchronization (lock) loop 72... Low pass filter 73... π/2 (90°) phase shifter 95...Phase shifter 98...Phase shifter patent applicant Motorola Incorporated

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １、モノ７片ニック及びステレオフオニツク作動に刑し
両Ωし、第１及び第２情報信号庖表わす申−搬送波信号
を直交関係で発生し、ｎつ送信ケるＡ　Ｍ送信装置にお
いて、予定周波数の無変調搬送波信号を発生する信号発
生装置と、この搬送波信号を第１及び第２情報信号のベ
クトル和により振幅変調する装置と、前記信号発停装置
に結合され前記第１搬送波信号から成る位相差を有する
予定周波数の第２無変ａＩｉｌ搬送波信号を発生する移
相装置と、この第２無変調１１！ｉｌ送波信号を第１及
び第２情報信号の差により振幅変調する装置と、第１及
び第２搬送波仇号を合成する加緯装置と、被合成搬送波
信号の像幅変化を予定値に制限して合成された第１及び
第２搬送波信号による位相変化のみを有する信号を発生
する装置と、振幅制限された搬送波信号を第１及び第２
情報信号の和により振幅変調する装置とを具えることを
特徴とするＡＭ送信装置。1. In an AM transmitter capable of transmitting n carrier wave signals representing the first and second information signals in orthogonal relation to each other in monophonic and stereophonic operation, a signal generating device for generating a frequency-unmodulated carrier signal; a device for amplitude modulating the carrier signal by a vector sum of first and second information signals; and a device coupled to the signal starting/stopping device and comprising the first carrier signal. a phase shifting device for generating a second unmodulated aIil carrier signal of a predetermined frequency with a phase difference, and the second unmodulated 11! A device that modulates the amplitude of the il transmission signal based on the difference between the first and second information signals, a conditioning device that combines the first and second carrier signals, and limits the image width change of the combined carrier signal to a predetermined value. a device that generates a signal having only a phase change due to first and second carrier signals synthesized by
An AM transmitting device comprising: a device for performing amplitude modulation based on a sum of information signals.