JPS58184842A - Receiver - Google Patents
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- JPS58184842A JPS58184842A JP58036072A JP3607283A JPS58184842A JP S58184842 A JPS58184842 A JP S58184842A JP 58036072 A JP58036072 A JP 58036072A JP 3607283 A JP3607283 A JP 3607283A JP S58184842 A JPS58184842 A JP S58184842A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
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- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/49—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for AM stereophonic broadcast systems
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- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Selective Calling Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は通信方式特に甲−搬送波で2種類の信号を伝送
づる△Mスjレオ敢送送方式例えばモノラルおよびステ
レオ受信機のA〜1放送バンドで完全に両立し得るAM
ステレオ信号をほぼ歪みなく送イ8および受信づる方式
に関するものである。[Detailed Description of the Invention] The present invention is completely compatible with communication systems, particularly △M radio transmission systems that transmit two types of signals using carrier waves, for example, broadcast bands A to 1 of monaural and stereo receivers. Get AM
This invention relates to a system for transmitting and receiving stereo signals with almost no distortion.
へN1スアレオ信号を送受信する方式としては種々のも
のがある。最も簡単な方式は周波数が同一で位相が直交
関係にある2つの搬送波で2挿類の信号ΔおよびB例え
ば左側(L)信号および右側(R)信号を送信する無修
正直交信号方式である。There are various methods for transmitting and receiving the N1 array signal. The simplest method is an unmodified orthogonal signal method in which two carrier waves having the same frequency and orthogonal phase are used to transmit two interpolated signals Δ and B, such as a left (L) signal and a right (R) signal.
この方式は米国カラープレビジョン伝送で規定されてい
るN T S C方式にJ3りる1種類の搬送波で2種
類ののカラー信号を送信するために用いられでいる方式
に類似している。しかし信号電流整流器を用いCオーデ
ィオ信号を″取j゛出す現在のモノラル受信機ぐはスフ
−レオ差<L−R)信号の−に比例する2倍の周波数歪
みが存在する。この歪みはスjしA信’y4 /J<
M本釣に次式で表わされると古う事実から翔生する。This system is similar to the NTSC system defined in the US Color Prevision Transmission, which is used to transmit two types of color signals using one type of carrier wave. However, in current monaural receivers that use signal current rectifiers to extract C audio signals, there is a frequency distortion proportional to twice the frequency of the signal. jshiAshin'y4 /J<
It is derived from an old fact that M-hontsuri is expressed by the following formula.
ここ番こ根号内の項は振幅を表わし
φ−tan 1(L−−R) / (1+L+R)とす
る。The term in the radical sign here represents the amplitude, and is assumed to be φ-tan 1(L--R)/(1+L+R).
しかしモノラル受信機では受信信号の振幅をほぼ搬送波
の振幅とオーディオ信号の振幅との和、す<jわら(1
+L 十R)とする必要がある。これがため(1−−R
)項は歪みを表わし、従ってこの項が2乗項である!こ
め周波数歪みは2倍となる。またφ項は、位相変調を表
わしかつ方式全体で信号に著しい振幅または位相歪みが
存在しない場合モノラル受信機の慣例の包絡線検波器か
ら出力を発生しない。However, in a monaural receiver, the amplitude of the received signal is approximately the sum of the carrier wave amplitude and the audio signal amplitude, which is
+L 10R). Because of this (1--R
) term represents distortion, so this term is a squared term! The frequency distortion is doubled. The φ term also represents phase modulation and will not produce an output from the conventional envelope detector of a mono receiver unless there is significant amplitude or phase distortion in the signal throughout the scheme.
また他の従来の方式では(L + R)情報で振幅変調
されかつ(L−R)情報で周波数変調される単一搬送波
を送信する技術を採用している。この口
場合受信した信号に1′同波数または位相歪みが存在す
るものとすると送信された信号の複素スペクトルにより
モノラルおよびステレオ受信機に不所望な歪みが生ずる
ようになる。(+−R)信号に低周N故成分が含まれる
場合には# DIされたスベク]ヘルには多くの側帯波
周波数が含まれ、これにより位相J>よび振幅にTみを
ケぜしめ従って振幅変調に対しFM成分をスプリアス変
換するようになる。Other conventional systems employ techniques for transmitting a single carrier that is amplitude modulated with (L+R) information and frequency modulated with (LR) information. In this case, the complex spectrum of the transmitted signal will cause undesirable distortion in monaural and stereo receivers, assuming that the received signal has 1' wavenumber or phase distortion. (+-R) If the signal contains a low-frequency Therefore, the FM component is subjected to spurious conversion for amplitude modulation.
さらに他の6式では和および差の信号を自交関係で送信
するが包絡線の振幅を補1トして両立させる(I F
R>成分を歪ませるようにしている。この目的のために
は同相成分を(1+ l+R)から共に直交成分の大き
さが変化しないように保持する。これがためステレオ情
報の位相が歪みかっ側帯波の数か増大しその結果モノフ
ォニックおよびステレオ受信機の歪みが著しく増大する
ようになる。 本発明の目的は現在の送信機を僅がだけ
変更するど共に受信機のステレオデ]−ド回路を僅かだ
け複雑にするだけで現在のAMモノラル受信機と両立し
得るA Mステレオ放送方式を提供せんとするにある。Furthermore, in the other 6 equations, the sum and difference signals are transmitted in an orthogonal relationship, but the amplitude of the envelope is compensated to make them compatible (I F
The R> component is distorted. For this purpose, the in-phase component is maintained from (1+l+R) so that the magnitude of the orthogonal component does not change. This distorts the phase of the stereo information and increases the number of sidebands, resulting in a significant increase in distortion in monophonic and stereo receivers. An object of the present invention is to provide an AM stereo broadcasting system that is compatible with current AM monaural receivers by only slightly modifying current transmitters and slightly complicating the stereo decoding circuit of the receiver. It's in the middle of the day.
本発明通信り式では格別のステレオ信号を得るだめに(
L + R)成分即ちモノラル情報及び位相即らステレ
オ情報を送信された信号に含ませ、かつ(1−R)成分
即ち差情報をその包絡線に含ませないようにする。これ
がためモノラル回路に対するイに号は通常のAMモノラ
ル送信の場合と同様となる。送信機ぐは所望の変更は僅
かとなり従ってΔMスデレオ受信機に対する回路は複雑
とはならなくなる。本発明は、送信機において直交信号
をステレオ情報の位相に関連するファクタだけ乗篩4る
と共にステレオ受信機においては受信信号を1述した所
と同一のフフ7クタ’c #、 粋するだけで完全な元
の直交信号を再生し1qると言う事実を基として成した
ものである。In order to obtain an exceptional stereo signal with the communication system of the present invention (
The L+R) component, or monaural information, and the phase, or stereo information, are included in the transmitted signal, and the (1-R) component, or difference information, is not included in its envelope. Therefore, the signal for the monaural circuit is the same as for normal AM monaural transmission. The desired changes to the transmitter are small and therefore the circuitry for the ΔM SDE receiver is less complex. The present invention multiplies the orthogonal signal by a factor related to the phase of the stereo information at the transmitter, and at the stereo receiver, the received signal is multiplied by the same factor as described above. This is based on the fact that the complete original orthogonal signal can be reproduced in 1q.
図面につき本発明を説明する。The invention will be explained with reference to the drawings.
第1図に示す従来のAM直交通信方式と第3図に示す本
発明による両立可能な通信方式とを、説明の使官ト左側
(L)および右側(R)プログラムfヤンネルを有する
ステレオ信号によって説明するが本発明はこれに限定さ
れるものではなく、申−搬送波で任意の2種類の信号を
送受信する方式に通用し青ることは勿論である。The conventional AM orthogonal communication system shown in FIG. 1 and the compatible communication system according to the present invention shown in FIG. As will be explained, the present invention is not limited to this, and can of course be applied to a method of transmitting and receiving two arbitrary types of signals using a single carrier wave.
第3図に示す本発明による通信方式と第1図に示?1(
11来の未変更兼両立付の直交り式とから明らかなよう
に1交送信機10には第1入力端子11から第1変調器
12に信号成分(1+ L + R’ )を供給づるブ
[]ダラム信号通路と、第2入力端子133から第2変
調器14に信号成分(L−R)を供給する信号通路とを
設ける。またRF励振器1bから発生す−る搬送波信号
は第1変調器12に1接供給すると共に90°移相器1
6を経て第2変調器14に供給づる。雨音調器12およ
び14の出力を信号加算器17て加締して慣例のように
送イ8される信号を5!生し得るようにする。この信号
は次式で数学的に表わすことがぐきる。The communication system according to the present invention shown in FIG. 3 and the communication method shown in FIG. 1(
As is clear from the unmodified and compatible orthogonal system of 11, the 1-alternate transmitter 10 has a block that supplies the signal component (1+L+R') from the first input terminal 11 to the first modulator 12. [ ] A Durham signal path and a signal path for supplying the signal component (LR) from the second input terminal 133 to the second modulator 14 are provided. Further, the carrier wave signal generated from the RF exciter 1b is supplied to the first modulator 12 and is also supplied to the 90° phase shifter 1.
6 and then supplied to a second modulator 14. The outputs of the rain tone modulators 12 and 14 are adjusted by the signal adder 17, and the signals sent as usual are adjusted to 5! make it possible to survive. This signal can be expressed mathematically using the following equation.
ココニφ−tan 1(1−−R)/ (1+L+R
)とする。この信号をステレオ受信i18で受信すると
其に乗積検波器1なわら乗算器20および21で復調す
ると格別の信号(14L + R)および(t−R)が
得られるようになる。しかしモノラル受信機23の包絡
線検波器22ぐは復調した信号出力を次式で表わすこと
ができる。Coconi φ-tan 1 (1--R) / (1+L+R
). When this signal is received by the stereo receiver i18 and demodulated by the product detector 1 and the multipliers 20 and 21, special signals (14L+R) and (t-R) are obtained. However, the signal output demodulated by the envelope detector 22 of the monaural receiver 23 can be expressed by the following equation.
この出力はり、 = R、即ちモノフォニックの信号に
対してのみ両☆し得るようになる。This output level = R, that is, it can be used only for monophonic signals.
第2図の位相ベクトルは第1図の通信方式に対し変調さ
れかつ送信された信号の軌跡24を示す。The phase vector of FIG. 2 shows the trajectory 24 of the modulated and transmitted signal for the communication system of FIG.
位相ベクトル25は非変調搬送波1cosootを示し
、位相ベクトル26は同相変調信号(L+R)を示し、
位相ベクトル27は直交信号(+ −R)を示す。また
φは合成位相ベクトル28の瞬時位相角を示しこの角度
は軌跡24から明らかなように±45°以上とすること
はできない。The phase vector 25 indicates the unmodulated carrier wave 1cosoot, the phase vector 26 indicates the in-phase modulation signal (L+R),
Phase vector 27 indicates a quadrature signal (+-R). Further, φ represents the instantaneous phase angle of the composite phase vector 28, and as is clear from the locus 24, this angle cannot be greater than ±45°.
本発明コンパチブルAMステレオ放送方式を第3図に示
す。本発明においても2つの入力端子11’ (1+
L+R)および13’ (+−−−R)を送信機30
の2個の変i器12′および14′にイれぞれ接続する
。RF励振器15′および90°移相器16′も第1図
につき説明した所と同様に接続する。変調器12′およ
び14′の出ツノを信号IJII韓器17′で加締し、
振幅変化をリミッタ31により除去し、位相情報のみを
残存させるようにづる。かようにして得た被位相変調搬
送波を高レベル変調器すなわち乗算器32の信号成分(
1+ L + R)によって振幅変調する。送信されt
こイへ号を(1+L+R)cos(ω℃+Φ)で示す。FIG. 3 shows an AM stereo broadcast system compatible with the present invention. In the present invention, there are also two input terminals 11' (1+
L+R) and 13' (+----R) from the transmitter 30
are connected to two transformers 12' and 14', respectively. RF exciter 15' and 90° phase shifter 16' are also connected in the same manner as described with respect to FIG. The output horns of the modulators 12' and 14' are tightened with the signal IJII Korean device 17',
Amplitude changes are removed by a limiter 31 so that only phase information remains. The phase modulated carrier wave thus obtained is converted into a signal component (
1+L+R). sent
The number is expressed as (1+L+R)cos(ω°C+Φ).
この信号は加算器17′からの元のステレオ(8月をC
OSφ倍したもの、すなわち(1+ L + R)この
復古の信号は完全にコンパチブルとなる。すなわらこの
信号をモノフォニック受信機23′で受信し包絡線検波
器22′で復調するとその出力は信号成分(L −+、
R)に比例するようになる。送(3された信号をステ
レオ受信機33で受信する場合にはこの信号をリミッタ
34で振幅制限する。This signal is the original stereo (C) from adder 17'.
Multiplied by OSφ, ie (1+L+R), this restored signal is completely compatible. That is, when this signal is received by the monophonic receiver 23' and demodulated by the envelope detector 22', the output is the signal component (L - +,
R). When the transmitted signal is received by the stereo receiver 33, the amplitude of this signal is limited by the limiter 34.
かようにして得たステレオ情報を乗算器35でV C0
36からのCOSωtの位相と比較覆る。このV C0
36は後述するように送信機30のRF励撮器15′の
位相【こ同期させるようにする。従ってこの場合の位相
差はCOSφとなり乗算器35の出力もCOSφに比例
する。The stereo information obtained in this way is applied to V C0 by the multiplier 35.
Comparison with the phase of COSωt from No. 36 is reversed. This V C0
36 is synchronized with the phase of the RF exciter 15' of the transmitter 30, as will be described later. Therefore, the phase difference in this case becomes COSφ, and the output of the multiplier 35 is also proportional to COSφ.
第7図においで後に詳細に示すコレクタ回路、′37で
は信号を乗算器35の出力により分11 シこれにより
加算器17′の元のステレオ出力を再生qる。VCO3
6からの信号COSω【を移相器3Bおよび39て゛±
45°移送してコレクタ回路37のil力を受(Jる乗
算器40および41にそれぞれ供給する。従って乗算器
40および41によって1−およびRと直流項との和の
出力をそれぞれ発生する。A collector circuit '37 shown in detail later in FIG. 7 divides the signal by the output of the multiplier 35, thereby reproducing the original stereo output of the adder 17'. VCO3
The signal COSω from 6 is input to phase shifters 3B and 39
45[deg.] and supplies the power of the collector circuit 37 to multipliers 40 and 41, respectively. Therefore, the multipliers 40 and 41 generate outputs of the sum of 1- and R and the DC term, respectively.
第4図は第3図の本発明方式にa5ける送信信号の位相
ベクトルの変形軌跡45を示す。軌跡45内の各点はC
OSφ倍された軌跡24内の各点に対応する。かように
COSφ倍することにより最小の歪みでコンパチブルモ
ノフォニック信号の送信に対応する最小数の高次の側帯
波を発生させることがぐきる。FIG. 4 shows a deformation locus 45 of the phase vector of the transmitted signal at a5 in the method of the present invention shown in FIG. Each point in the trajectory 45 is C
This corresponds to each point within the locus 24 multiplied by OSφ. By multiplying COSφ in this manner, it is possible to generate a minimum number of high-order sideband waves corresponding to the transmission of a compatible monophonic signal with minimum distortion.
本発明送信機を第5図においてさらに詳細に示す。モノ
ラル送信機においてはクリスタル発振器より成るR F
励撮器15′からの搬送波を変調器こ32に供給する。The transmitter of the invention is shown in more detail in FIG. In a monaural transmitter, an RF signal consisting of a crystal oscillator
A carrier wave from exciter 15' is supplied to modulator 32.
この場合本発明による発振器の出力を変換する所望の処
理回路49を点線内に示す。発掘器1b’からの搬送波
の周波数を分割しその一方を移相器16′で90°移送
する。次いで5> ?+11された2−)の自交搬送波
を変調器12′および14′に供給しこ−れら変調器の
出力を7)11粋器17′に供給づる。また移相および
変調されないWI送彼の一部分を、変調されない搬送波
のレベル゛を決める搬送波レベル制御器50を経て加算
器17′に供給する。加算器17′の出力をリミッタ3
1で振幅制限しC振幅変調成分を除去し、これにより位
相すなわちステレオ情報のみを有する非変調搬送波を高
レベル変調器32に供給し得るようにする。プ[]グラ
ムチャンネル入力端子52(1,) a3よび53(R
)のおのおのにはプログラムレベルリミッタ54および
55ならびに監視計器56J3よび57をそれぞれ接続
する。またしおよびR(3号を乗算器12′に接続され
ている加算器!:0)E3′c合成して信号成分(L−
+ R)を形成づる。The desired processing circuit 49, which in this case transforms the output of the oscillator according to the invention, is shown within the dotted line. The frequency of the carrier wave from the excavator 1b' is divided and one of the frequencies is shifted by 90° by a phase shifter 16'. Then 5>? The +11 and 2-) autologous carrier waves are supplied to modulators 12' and 14', and the outputs of these modulators are supplied to a 7) and 11-equipped circuit 17'. A portion of the phase-shifted and unmodulated WI signal is also supplied to adder 17' via a carrier level controller 50 which determines the level of the unmodulated carrier. The output of adder 17' is sent to limiter 3.
1 to remove the C amplitude modulation component, thereby allowing an unmodulated carrier having only phase or stereo information to be provided to the high level modulator 32. Program channel input terminal 52 (1,) a3 and 53 (R
) are connected to program level limiters 54 and 55 and monitoring instruments 56J3 and 57, respectively. Also, the signal component (L-
+ R) is formed.
さらに1(信号は反転器60で友転して乗算器14′に
接続されている加算器61に供給し、ここで1信号と合
成して信号成分(L−R)を形成する。(1+ R)加
算器58の第2出力を時間遅延回路62を経て高レベル
変調器32に供給する。Furthermore, the 1 (signal) is inverted by an inverter 60 and supplied to an adder 61 connected to the multiplier 14', where it is combined with the 1 signal to form a signal component (LR). (1+ R) feeding the second output of adder 58 to high level modulator 32 via time delay circuit 62;
d延回路62によって信号処理回路49の遅延時間に等
しい遅延時間を得るようにする。これがため変調器32
の出力は(L + R)情報で振幅変調されかつステレ
オ情報で位相変調された信号となる。A delay time equal to the delay time of the signal processing circuit 49 is obtained by the d delay circuit 62. Because of this, the modulator 32
The output is a signal that is amplitude modulated with (L + R) information and phase modulated with stereo information.
第6図は第3図のステレオ受信lll33をさらに詳細
に示す。受信信号はRF混合−IF増幅段65に供給す
る。このRF混合−IF増幅段65は慣例のものである
ためその動作説明は省略する。FIG. 6 shows the stereo reception section 33 of FIG. 3 in more detail. The received signal is supplied to an RF mixing-IF amplification stage 65. Since this RF mixing-IF amplification stage 65 is a conventional one, a description of its operation will be omitted.
M合一増幅段65の出力端子66bの信号の振幅変調成
分はリミッタ34で除去する。このリミッタ34の出力
をCOS (ω℃十φ)ぐ表わし、かつこの出力を同
相検i器である乗算器35の一方の入力側に供給覆ると
共に直交検波器である乗算器70の一方の入力側にも供
給する。この乗算器70は位相同期(ロック)ループ7
1の積分段を構成りる。また低域通過フィルタ72によ
って急激なバl相変化かVC03Gに到達するのを防什
するがこのフィルタは位相ドリフトを通過せしめるよう
にする。これかためVCO36の出力は極めて常に制御
されると共にこの出力は、送信機の発振器15′の出力
に対し直交関係にあるためπ 2づなわら90°移相器
73に供給することかできる。移相器73の出力COS
ωtは乗算器35の第2入力端に供給づる。乗算器35
の出力側74に現れる出力IQcO3φを]レクタ回路
37に供給する。第7図につき後述するコレクタ回路3
7では混合−増幅段65の出力端子66aのイム号を乗
算器35の出力により分割して直交信号を再生し得るよ
うにする。第6図の回路のその伯の部分は第3図につき
説明した所と同様である。The amplitude modulation component of the signal at the output terminal 66b of the M combining amplifier stage 65 is removed by the limiter 34. The output of this limiter 34 is expressed as COS (ω°C 1φ), and this output is supplied to one input side of a multiplier 35, which is an in-phase detector, and one input side of a multiplier 70, which is a quadrature detector. Also feed on the side. This multiplier 70 is a phase-locked loop 7
It constitutes one integrating stage. The low pass filter 72 prevents sudden phase changes from reaching VC03G, but allows phase drift to pass through. Thus, the output of the VCO 36 is very constantly controlled and can be fed to the π 2 90° phase shifter 73 since it is orthogonal to the output of the transmitter oscillator 15'. Output COS of phase shifter 73
ωt is supplied to the second input terminal of the multiplier 35. Multiplier 35
The output IQcO3φ appearing at the output side 74 of is supplied to the rectifier circuit 37. Collector circuit 3, which will be described later with reference to FIG.
7, the im signal at the output terminal 66a of the mixing-amplification stage 65 is divided by the output of the multiplier 35 so that an orthogonal signal can be reproduced. The portion of the circuit of FIG. 6 is similar to that described with respect to FIG.
第7図は第33図の受信機33の乗算器35およびTl
レクタ回路37をさらに詳細に示す。位相検波器である
乗算器35にはイの入力端子80にリミッタ34の出力
を供給する。リミッタ34の・出力によってトランジス
タ81および82の作動対を到来搬送波に101期して
交互に導通状態に切換える。また位相同期ループ71か
ら取出した端子84の基準入力信号は移相器73を経て
トランジスタC構成した電流源83に供給する。この移
相器73は低域通過フィルタとしでも作用しトランジス
タ電流+1iii83にほぼ正弦波状の基準電流を供給
する。I・フンジスタ82のベース個所85の直流基準
電1tはエミッタホロワ88から供給する。FIG. 7 shows the multiplier 35 and Tl of the receiver 33 in FIG.
3 shows the rectifier circuit 37 in more detail. The output of the limiter 34 is supplied to the input terminal 80 of the multiplier 35, which is a phase detector. The output of limiter 34 alternately switches the active pair of transistors 81 and 82 into a conductive state 101 times to the incoming carrier. Further, a reference input signal at a terminal 84 taken out from the phase locked loop 71 is supplied to a current source 83 constituted by a transistor C via a phase shifter 73. This phase shifter 73 also acts as a low-pass filter and supplies a substantially sinusoidal reference current to the transistor current +1iii83. The DC reference voltage 1t at the base 85 of the I-funister 82 is supplied from an emitter follower 88.
このJミッタホロワ88は差動増幅器対81゜82に接
続する。また電流ミラー87によって差動増幅器対の出
力側74にお【ノる1−ランジスタ電流源と33からの
任意の静電流を平衡にするため出力電流は入力端子80
および84の入力信号間の角度差の余弦に比例するよう
になる。乗算器35からの電流パルスは積分コンデンサ
86により平滑化する。This J-mitter follower 88 is connected to a differential amplifier pair 81.82. In addition, a current mirror 87 applies the output current to the output side 74 of the differential amplifier pair to balance any static current from the transistor current source and 33.
and 84 are proportional to the cosine of the angular difference between the input signals. The current pulse from multiplier 35 is smoothed by integrating capacitor 86.
乗算器35の出力側74の出力を十分に余弦関数に近づ
けるためには入力端子80または84の一方の高次の高
調波をほぼ除去づる必要がある。In order to bring the output of the output side 74 of the multiplier 35 sufficiently close to a cosine function, it is necessary to substantially eliminate high-order harmonics at one of the input terminals 80 or 84.
これがため移相回路網73を低域通過フィルタとづるこ
とによっC発信機の方形波から奇数次の高調波を除去し
得るようにする。Therefore, the phase shift network 73 is used as a low pass filter to remove odd harmonics from the square wave of the C oscillator.
」レクタ回路37は一対のトランジスタ100および1
01を石づる停動増幅器をもつで構成するのがθj′過
ぐある。トランジスタ100および101のエミッタの
電流は電流NQ 102から供給する。また2個のトラ
ンジスタ103および104によつC電流ミラーを構成
するためトランジスタ104の゛電流はトランジスタ1
00の電流に等しくなる。トランジスタ100および1
01の電流が等しい場合にはトランジスタ104の電流
はトランジスタ101の電流に等しく従って電流10は
零どなる。” The collector circuit 37 includes a pair of transistors 100 and 1
01 with a stationary amplifier is more than θj'. The current in the emitters of transistors 100 and 101 is supplied from current NQ 102. Also, since two transistors 103 and 104 form a C current mirror, the current of transistor 104 is equal to that of transistor 1.
00 current. transistors 100 and 1
When the currents of transistor 01 are equal, the current of transistor 104 is equal to the current of transistor 101, and current 10 becomes zero.
信号人力部66aから取出した信号電圧は2個の抵抗1
08および109.2個のダイオード110および11
1ならびに基準電圧源112を経てトランジスタ100
およびう、=1のベース間にそれぞれ供給づる。この基
準電圧源112は3個の抵抗114.11!bおよび1
16より成る分圧器に結合されたエミッタホロワ113
をもって構成りる。1ヘ−ノンジスタ113のベースは
抵抗114および115の接続点に接続して基準電圧を
得るようにりる。[ミッタホ[]ワ113のエミッタに
よっC差動増幅器を構成するトランジスタ対100およ
び]01に対する低インピーダンス基準電圧を供給する
。The signal voltage taken out from the signal input section 66a is connected to two resistors 1.
08 and 109.2 diodes 110 and 11
1 and the transistor 100 via the reference voltage source 112
and , are supplied between the bases of =1, respectively. This reference voltage source 112 consists of three resistors 114.11! b and 1
Emitter follower 113 coupled to a voltage divider consisting of 16
Consists of. The base of the non-transistor 113 is connected to the connection point of the resistors 114 and 115 to obtain a reference voltage. The emitter of the [mitter] wire 113 supplies a low impedance reference voltage to the transistor pair 100 and ]01 forming the C differential amplifier.
乗算器35からの電流Irはダイオード110および1
11、抵抗108および109、電圧源112および人
力信シシ源66を流れてこれらダイオード110および
111を順方向にバイアスする。Current Ir from multiplier 35 flows through diodes 110 and 1
11, resistors 108 and 109, voltage source 112 and human power source 66 to forward bias diodes 110 and 111.
ダイオード110および111の順方向インピーダンス
と抵抗108および109とによって分月器を構成する
ためトランジスタ100のベースおよびトランジスタ1
01のベース間に供給される電11−はダイオード11
0および111の順方向の抵抗と抵抗108およ%、び
109との比によって減少覆る。The forward impedance of diodes 110 and 111 and the resistors 108 and 109 form the base of transistor 100 and transistor 1.
The voltage 11- supplied between the bases of 01 and 11 is connected to the diode 11.
The ratio of the forward resistances of 0 and 111 to the resistances 108 and 109 is reduced by the ratio.
次にコレクタ回路37をその電流と乗算器35の出力I
r−ImaXCO3φとにより説明する。出力電流をl
o= l + I’S 、′117で表わし、11を
電流源102により供給される電流とする。Isは端子
66aの人力信用電流でありe8/′2rで表ね−。こ
こに2rは極めて大きな碩の2個の抵抗91の和に等し
くする。またe8 はe。(1+l’+R)cos(
ωC[+φ)に等しくし、eo を非変調搬送波の撮
幅とする。さらに1 はトラax
ンジスタ83のピークQQ電流とする。これがため次式
が成\7りる。Next, the collector circuit 37 is connected to its current and the output I of the multiplier 35.
This will be explained using r-ImaXCO3φ. output current l
o=l+I'S, denoted by '117, and let 11 be the current supplied by the current source 102. Is is the human-powered current at the terminal 66a, expressed as e8/'2r. Here, 2r is made equal to the sum of two extremely large resistances 91. Also, e8 is e. (1+l'+R)cos(
ωC[+φ), and let eo be the width of the unmodulated carrier wave. Furthermore, 1 is the peak QQ current of the transistor 83. Therefore, the following formula is formed.
1 = (leo(1+l−+R)cos (ωc
t +φ))2rJjよび
1o=(1+eo(1+−L、+R)COs (ωC
[+φ)、12rl cosφO
ax
この場合COSφ−(1−+−L、 + R) / (
1斗]−十R)2+(L−R)ンであるtコめI o
−’(1+ ecz2r Imax ) (1十L+
R)2+ (L R)2co’s (ωct−+φ
)どなりこれは所望の直交信号Cある。1 = (leo(1+l-+R) cos (ωc
t +φ))2rJj and 1o=(1+eo(1+-L,+R)COs (ωC
[+φ), 12rl cosφO ax In this case, COSφ-(1-+-L, + R) / (
1 Do] - 10R) 2+(L-R)
-'(1+ ecz2r Imax) (10L+
R)2+ (L R)2co's (ωct-+φ
) This is the desired quadrature signal C.
第8図は本弁明による所望の作動と両立し得る受信機の
他の例を示す。本例では」レクタ回路37を、受信機の
オーディオ部分に設番ブると共に実際士2個の同一の二
」レクタ向路37aおよび:17bどする。)マF混合
器−IF増幅器段65の出力側66を単一出力としこれ
を乗算器40および41に接続する。乗算器40の出力
をL cosφどすると共【ここれをコレクタ回路37
aに供給し、ここぐCOSφにより分割してL出力を得
るようにする。乗算器41の出力をRCO3φとすると
共にこれを]レクタ回路37bに供給しここでCOSφ
で分割しUR比出力得るようにする。これがため乗算器
35の出力側74の出力電流を分割し両コレクタ回路3
7aおよび37bに供給する。FIG. 8 shows another example of a receiver compatible with the desired operation according to the present invention. In this example, the receiver circuit 37 is connected to the audio section of the receiver, and two identical receiver circuits 37a and 17b are connected. ) The output 66 of the MAF mixer-IF amplifier stage 65 is a single output and is connected to the multipliers 40 and 41. When the output of the multiplier 40 is L cosφ, [this is the collector circuit 37
a, and then divides it by COSφ to obtain an L output. The output of the multiplier 41 is set as RCO3φ, and this is supplied to the rectifier circuit 37b, where COSφ
to obtain the UR ratio output. For this reason, the output current on the output side 74 of the multiplier 35 is divided and the two collector circuits 3
7a and 37b.
8I!0図は第7間および第8図の受信機のさらに他の
例を示す。本例ではコレクタ回路37Cの2つの入力端
831J−3よび74を移相器73および乗算器35に
それぞれ接続する。コレクタ回路37Gの出力側95を
移相器38および39の入力側に接続すると共にCOS
φC分割された基準電j土とする。これがため乗算器4
0および41の出力はイれぞれ[およびR信号となる。8I! FIG. 0 shows yet another example of the receiver of FIGS. 7 and 8. In this example, two input terminals 831J-3 and 74 of collector circuit 37C are connected to phase shifter 73 and multiplier 35, respectively. The output side 95 of the collector circuit 37G is connected to the input side of the phase shifters 38 and 39, and the COS
It is assumed that the reference voltage J is divided into φC. This is why multiplier 4
The outputs of 0 and 41 become [ and R signals, respectively.
第10図は、第5図の送信機と同様の送信機を右−づる
に−6S S B通信方式すなわちCOSφで変化づる
自交通信り式の例を小す。本例では1およびH人力信号
を加算器58で加算すると共に加算器61 ’C”減紳
(る。力11篩器61の出力を移相器9!M90’移相
して前述した所と同様に送信−に供給づる。また所曹の
ステレオ受信機ではデコーディング角度を変化させて(
L+R)出力96および(1,−R><π/2出力97
を取出し得るようにする。この出力97を移相器98で
一π7′2だけ移相しその出力を出力96の場合と同様
に受信機のマトリックス回路99に供給する。FIG. 10 shows an example of a transmitter similar to the transmitter of FIG. 5 in the -6SSB communication system, that is, an auto-communication system that changes with COSφ. In this example, the 1 and H human signals are added by the adder 58, and the adder 61'C' is reduced.The output of the sieve 61 is phase-shifted by the phase shifter 9! In the same way, it is supplied to the transmitter.In addition, in the stereo receiver of Soso, the decoding angle is changed (
L+R) output 96 and (1,-R><π/2 output 97
Make it possible to extract. This output 97 is phase-shifted by 1π7'2 by a phase shifter 98, and the output is supplied to a matrix circuit 99 of the receiver in the same manner as the output 96.
これがためマトリックス回路9つの出力は1−およびR
信号となる。Therefore, the outputs of the nine matrix circuits are 1- and R
It becomes a signal.
第11図は第10図の受信機をさらに詳細に示す。すな
わらコレクタ回路37の入力側を受信機のRF混合器−
IF増幅器段”、’e 5の出力側66に接続し、コレ
クタ回路37の出力側を乗算器40および41に接続し
、位相同期ループおよび移相回路網は第6図につき説明
した所と同様に接続する。本例(゛も第10図につき説
明した所と同様に乗算器の一方の出力97を移相4ると
共に両乗算器の出力はマトリックス回路99に供給して
しおよびR出力を発生し得るようにする。FIG. 11 shows the receiver of FIG. 10 in more detail. In other words, the input side of the collector circuit 37 is connected to the RF mixer of the receiver.
IF amplifier stage 'e 5 is connected to the output 66 of the collector circuit 37 and the output of the collector circuit 37 is connected to the multipliers 40 and 41, the phase-locked loop and phase-shifting network being similar to that described with respect to FIG. In this example, one output 97 of the multiplier is phase-shifted by 4, and the outputs of both multipliers are supplied to the matrix circuit 99, and the R output is connected to allow it to occur.
第12図は送信された信号のうちのL信号が1組の側帯
波に含まれ、R信号が他の組の側帯波に含まれる場合の
信号スペクトルを示す。またこの送信された信号には2
倍の側帯波で送信される高次の補II側帯波が含まれる
ことは勿論である。FIG. 12 shows a signal spectrum when the L signal of the transmitted signal is included in one set of sideband waves and the R signal is included in another set of sideband waves. Also, this transmitted signal has 2
Of course, a higher-order complementary II sideband that is transmitted with twice the sideband is included.
第13図は第10図の通信方式と同様の他の単−側帯波
通イに方式の例を示す。本例ではプログラム入力信号の
一方例えばR信号を移相器95で90°移相する。次い
で移相した信号を加算器58に供給すると共に友転器6
0を経て加舞器61に供給する。第2プログラム信8例
えばし信号は加算器58および61に直接供給する。こ
れら加鐸器58およ661の出力はそれぞれ(L+R<
π/2)信号および(L、R<π/2)信号とする。こ
れら信号は余弦補1[を行う送信機の場合とfi’il
+7iに搬送波で変調する。余弦補正を行う11交受
イに機で・受信を行う場合には補IFされた信号l−お
よび1文(π・′22倍となりこの場合R信号は移相器
98で−90’の位相遅れとなる。FIG. 13 shows an example of another single-sideband communication system similar to the communication system of FIG. In this example, one of the program input signals, for example, the R signal, is phase-shifted by 90 degrees by a phase shifter 95. Next, the phase-shifted signal is supplied to the adder 58, and the phase-shifted signal is supplied to the adder 58.
0 and is then supplied to the adder 61. The second program signal 8, for example, is fed directly to adders 58 and 61. The outputs of these adder devices 58 and 661 are (L+R<
π/2) signal and (L, R<π/2) signal. These signals are in the case of a transmitter that performs cosine complement 1 [and fi'il
+7i modulated by carrier wave. When performing cosine correction on the 11th transmission and reception, the complementary IF signal l- and 1 sentence (π・'22 times, in this case, the R signal is changed to -90' phase by the phase shifter 98. There will be a delay.
第14図は和および差信号が中側帯波で送信される場合
の送信1.1号のスペクトルを示(。この場合補l[情
報は2イ8の側帯波で送信される。Figure 14 shows the spectrum of transmission No. 1.1 when the sum and difference signals are transmitted on the middle sideband (In this case, the information is transmitted on the 2-8 sideband.
これがため1交信号を送信前に角度πの余弦で東篩しか
つ受信機において同一の余弦で除算することにより通信
IJ式によってモノフォニック受信aC完全に両☆し得
かつステレオノtニック受信機で容易に陶号される信号
を発作することができる。この場合φは最初の直交搬送
波のベクトル和ど2つの直交搬送波間の角度の2等分線
との成す角度とする。送信される信号はすべで包絡線検
波器内(・歪みをイ[することなく直交変調し得る利白
がある。従っU 、t−中波により消失するモノフォニ
ック色間成分は最小とし得かつR適のステレオ特性を得
ることがCきる。これがため本発明通信方式は包絡線検
波a5よびl+JI Ill検波の双方を用いることに
より七ノフtニック受信機と両立させることがて・きる
1、同期検波器の特性を最適とするためには]レクタ(
補正)回路を必要とするが無修正同期受信機によっても
十分満足し得る特性を得ることができる。Therefore, by sifting the monophonic signal by the cosine of the angle π before transmitting it and dividing it by the same cosine at the receiver, monophonic reception aC can be completely balanced by the communication IJ formula, and a stereonotonic receiver can be used. It can generate signals that are easily recognized. In this case, φ is the angle formed by the vector sum of the first orthogonal carrier waves and the bisector of the angle between the two orthogonal carrier waves. All the transmitted signals are within the envelope detector (there is a gain that allows quadrature modulation without distortion. Therefore, the monophonic interchromatic components lost by the U, t medium waves can be minimized and the R Therefore, the communication system of the present invention can be made compatible with a seven-noft nick receiver by using both envelope detection a5 and l+JI Ill detection.1. Synchronous detection In order to optimize the characteristics of the vessel] Rector (
Although it requires a correction circuit, satisfactory characteristics can be obtained even with an unmodified synchronous receiver.
第1図は申−搬送波で直交振幅変調された2種類の信号
を送受信する従来の通信方式を示すブロック図、
第2図は第1図の通信方式で送信された搬送波および側
帯波を表わす位相ベクトル図、第3図は本発明AMスデ
レオ通信り式を示1111ツク図、
814図は第3図の通信方式で送信された信号を表わす
位相ベクトル図、
第す図は本発明の所望の作動と両立し得る送信機の一例
を丞す1[]ツク図、
第6図は本発明の所望の作動と両立し得る受信機の一例
を示す10ツク図、
第7図は第6間の受信機の一部分を詳細に示す回路図、
8V! E3図は本斤明通1#;方式と両立し得る受信
機の他の例を示すブ[コック図、
第t)図は同じくそのさらに他の例を示づ7079図、
第10図は左−IjssB通信方式を示す11179図
、
第11図は第10図の通信方式の受信機を承すブL】ツ
ク図、
第12図は第10図の通信方式で送信された信号のスペ
クトル図、
第13図はS S 13通信り式の他の例を示4ブ[コ
ック図、
第14図は第13図の通信方式で送信された信号のスペ
クトル図である。
10・・・直交送信機 it、11’・・・第1入
力端子12、12’・・・第1変調器
13.13’ ・・・第2人力仝トf、11.1114
.14’・・・第2弯調器
15、1!l’ ・・・Fでト励娠器
16、16’ ・・・90°移相器
17.17’・・・信号加飾器
18・・・ステレオ受信機
20.21・・・乗積検波器(乗韓器)22.22’
・・・包絡線検波器
23.23’ ・・・モノラル受信機
24.45・・・位相ベクトルの軌跡
25.26.27・・・位相ベクトル
28・・・合成位相ベクトル
30・・・送信機 31.34・・・リミッタ
32・・・高レベル変調器(乗韓器)
33・・・スiしA受信II 35・・・乗粋器(同
相検波器)36・・・VCO37・・・コレクタ回路3
8.39・・・45″移相器
40.41・・・乗輝器 49・・・信号処理回路
50・・・搬送波レベル制御器
!12.53・・・プログラムチャンネル入力端子54
.5り・・・プログフムレ、、ベルリミッタ56.57
・・・監視計器 58・・・加算器60・・・陵転器
61・・・加締器62・・・時間遅延回路
65・・・RF混合−IF増幅段66a、66b−・
・出力端子(65)lO・・・東篩器(直交検波器)
71・・・位相同期(1]ツク)ループ72・・・低域
通過フィルタ
73・・・π、′2(90°)移相器
95・・・移相器 98・・・移相器特晶′)
出願人 モ]−]」−フ・
インコ一ボレーテツド
第9図
第101fflFigure 1 is a block diagram showing a conventional communication system that transmits and receives two types of signals that are orthogonally amplitude modulated using carrier waves. Figure 2 is a phase diagram showing the carrier wave and sideband waves transmitted using the communication system shown in Figure 1. 814 is a phase vector diagram showing the signal transmitted by the communication method of FIG. 3, and FIG. 3 is a diagram showing the desired operation of the present invention. FIG. 6 is a 10-block diagram showing an example of a receiver that is compatible with the desired operation of the present invention, and FIG. Circuit diagram showing part of the machine in detail, 8V! Figure E3 is a Bucock diagram showing another example of a receiver that is compatible with the Honko Akira 1# system; Figure t) also shows another example; - Figure 11179 shows the IjssB communication system, Figure 11 is a block diagram supporting the receiver of the communication system in Figure 10, Figure 12 is a spectrum diagram of the signal transmitted using the communication system in Figure 10, FIG. 13 shows another example of the SS13 communication method. FIG. 14 is a spectrum diagram of a signal transmitted using the communication method shown in FIG. 10... Orthogonal transmitter it, 11'... First input terminal 12, 12'... First modulator 13.13'... Second manual input terminal f, 11.1114
.. 14'...Second curve adjuster 15, 1! l'...Exciter 16, 16'...90° phase shifter 17.17'...Signal decorator 18...Stereo receiver 20.21...Multiplicative detection Ware (Johanware) 22.22'
... Envelope detector 23.23' ... Monaural receiver 24.45 ... Locus of phase vector 25.26.27 ... Phase vector 28 ... Combined phase vector 30 ... Transmitter 31. 34...Limiter 32...High level modulator (multilayer) 33...Switch A reception II 35...Multiplier (common mode detector) 36...VCO37... Collector circuit 3
8.39...45'' Phase shifter 40.41... Multiplier 49... Signal processing circuit 50... Carrier wave level controller! 12.53... Program channel input terminal 54
.. 5ri...prog humure,, bell limiter 56.57
... Monitoring instrument 58 ... Adder 60 ... Inverter 61 ... Tightening device 62 ... Time delay circuit
65...RF mixing-IF amplification stages 66a, 66b--
・Output terminal (65) lO...East sieve (quadrature detector) 71...Phase synchronization (1) loop 72...Low pass filter 73...π,'2 (90°) Phase shifter 95... Phase shifter 98... Phase shifter special crystal')
Applicant Mo]-]” - F. Inco Vol. 9 Figure 101ffl
Claims (1)
に比例する信号情報により振幅変調され[1つφ=ta
n −’ (C+ (A−R)/ (C2+A+8)
)(ここに01およびC2は定数)の角度φに対比する
信号により位相変調された放送搬送波信号を受信する受
信機において、ら(送搬送波信号を受信し且つ増幅する
入力装置と、放送搬送波信号を中間周波搬送波信号に変
換する混合装置と、振幅および位相変調情報をh’ l
るに充分なバンド幅の中間周波搬送波信号を増幅する中
間周波増幅装置と、この増幅装置に結合され角度φに比
例する補正信号を発l[シ、且つこの補正信号を用いて
前記増幅装置の出力側の信号を処理し第1および第2情
報イに号にほぼ等しい信号を発生する補正兼復調装置と
を貝えることを特徴とする受イ言奢3監。 2、補正兼復調装置が、角度φに比例する信号により前
記増幅装置の出力を分割する装置を貝えることを特徴と
する特許請求の範囲1記載の受信機。 3、角度φに比例する信号を、角度φの余弦に比例させ
るようにしたことを特徴とする特許請求の範囲2記載の
受信機。 4、受信機が、発振装置と、前記増幅装置の出力に比例
する信号を制限するリミッタ装置と、前記発振装置およ
びリミッタ装置の出力を受けて前記補正兼復調装置に出
力を供給する第1乗IM置とを更に具えることを特徴と
する特許に^求の範囲2記載の受信機。 5、受信機が、発振装置の出力を45゛位相推移−する
第1移相装置と、この第1移相装置および前記補正装置
の出力を受けて乗算する第2乗篩装置と、発振装置の出
力を一45°位相推移する第2移相装置と、この第2移
相装藺および復調装置の出力を受けて乗算する第3乗篩
装置とを史に具えることを特徴とする特晶′I請求の範
囲4記載の受信機。[Claims] 1, amplitude modulated by signal information proportional to the sum of the first and second information signals (A) and (F3) [one φ=ta
n −' (C+ (AR)/ (C2+A+8)
) (where 01 and C2 are constants) in a receiver for receiving a broadcast carrier signal phase modulated by a signal relative to an angle φ of into an intermediate frequency carrier signal and a mixer that converts the amplitude and phase modulation information into an intermediate frequency carrier signal.
an intermediate frequency amplifying device for amplifying an intermediate frequency carrier signal with a bandwidth sufficient to A correction and demodulation device that processes the output signal and generates a signal substantially equal to the first and second information. 2. A receiver according to claim 1, characterized in that the correction and demodulation device includes a device for dividing the output of the amplifier device by a signal proportional to the angle φ. 3. The receiver according to claim 2, wherein the signal proportional to the angle φ is made proportional to the cosine of the angle φ. 4. The receiver includes an oscillation device, a limiter device that limits a signal proportional to the output of the amplification device, and a first power receiving the outputs of the oscillation device and the limiter device and supplying the output to the correction and demodulation device. The receiver according to scope 2 of the patent, further comprising an IM device. 5. The receiver includes a first phase shifter that shifts the output of the oscillation device by 45 degrees, a second power sieve device that receives and multiplies the outputs of the first phase shifter and the correction device, and an oscillation device. The present invention is characterized in that it includes a second phase shifter that shifts the phase of the output of the second phase shifter and the demodulator by 45 degrees, and a third multiplier that receives and multiplies the outputs of the second phase shifter and the demodulator. A receiver according to claim 4.
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---|---|---|---|---|
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US4170716A (en) * | 1977-10-14 | 1979-10-09 | Motorola, Inc. | AM stereo receiver with correction limiting |
JPS5829903B2 (en) * | 1977-11-09 | 1983-06-25 | 山水電気株式会社 | Amplitude modulation stereo receiver |
US4172966A (en) * | 1978-02-23 | 1979-10-30 | Motorola, Inc. | AM stereophonic receiver |
US4589127A (en) * | 1978-06-05 | 1986-05-13 | Hazeltine Corporation | Independent sideband AM multiphonic system |
US4220818A (en) * | 1979-05-21 | 1980-09-02 | Kahn Leonard R | AM Stereo transmitter |
JPS6029251Y2 (en) * | 1979-11-29 | 1985-09-04 | ソニー株式会社 | AM stereo receiver |
US4371747A (en) * | 1980-03-24 | 1983-02-01 | Motorola, Inc. | AM Stereophonic decoder |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR1271952A (en) * | 1958-11-14 | 1961-09-22 | Carrier wave teletransmission method and device | |
US3007005A (en) * | 1959-02-12 | 1961-10-31 | Philco Corp | Transmitter for stereophonic information signals |
FR1250343A (en) * | 1959-04-08 | 1961-01-06 | Philco Corp | Silent adjustment circuit for stereo signal receivers |
US3068475A (en) * | 1959-10-07 | 1962-12-11 | Rca Corp | Stereophonic sound signalling system |
US3067293A (en) * | 1959-11-19 | 1962-12-04 | Philco Corp | Single channel stereophonic broad-casting system |
US3218393A (en) * | 1960-02-11 | 1965-11-16 | Leonard R Kahn | Compatible stereophonic transmission and reception systems, and methods and components characterizing same |
FR1279867A (en) * | 1960-02-11 | 1961-12-22 | Method and installation for stereo transmission and reception |
-
1977
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