JPH1168862A - 通信装置 - Google Patents
通信装置Info
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- JPH1168862A JPH1168862A JP21636197A JP21636197A JPH1168862A JP H1168862 A JPH1168862 A JP H1168862A JP 21636197 A JP21636197 A JP 21636197A JP 21636197 A JP21636197 A JP 21636197A JP H1168862 A JPH1168862 A JP H1168862A
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- time
- edge
- time interval
- pulse signal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】通信速度を高速化しても正確な受信が可能な通
信装置を提供する。 【解決手段】波形の立ち上がりまたは立ち下がりへの変
化（エッジ）が検出された時刻から少なくとも（４×最
小パルス幅）前までの信号を保持する信号保持回路６
と、その保持した信号に基づいてエッジが検出された時
刻の補正値を算出する時刻補正値算出回路７と、それを
保持する時刻補正値保持回路８と、保持された時刻の補
正値からエッジの時間間隔の補正値を算出する間隔補正
値算出回路９と、エッジの時間間隔の補正値を用いてエ
ッジの時間間隔を補正する時間間隔補正回路１０と、を
備えた通信装置。（４×最小パルス幅）前までの信号が
解れば、現時点以降の波形が概算できるので、立ち上が
り或いは立ち下がりの時間の補正が可能となる。そのた
め高速化に伴って通信波形がなまってもエッジの時間間
隔を補正することにより、常に正確なデータの受信が可
能になる。
信装置を提供する。 【解決手段】波形の立ち上がりまたは立ち下がりへの変
化（エッジ）が検出された時刻から少なくとも（４×最
小パルス幅）前までの信号を保持する信号保持回路６
と、その保持した信号に基づいてエッジが検出された時
刻の補正値を算出する時刻補正値算出回路７と、それを
保持する時刻補正値保持回路８と、保持された時刻の補
正値からエッジの時間間隔の補正値を算出する間隔補正
値算出回路９と、エッジの時間間隔の補正値を用いてエ
ッジの時間間隔を補正する時間間隔補正回路１０と、を
備えた通信装置。（４×最小パルス幅）前までの信号が
解れば、現時点以降の波形が概算できるので、立ち上が
り或いは立ち下がりの時間の補正が可能となる。そのた
め高速化に伴って通信波形がなまってもエッジの時間間
隔を補正することにより、常に正確なデータの受信が可
能になる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、通信信号の低電
位レベルから高電位レベルに、または高電位レベルから
低電位レベルに変化するエッジの間隔を検出することに
より、“１”および“０”からなるデータを受信する通
信装置に関する。
位レベルから高電位レベルに、または高電位レベルから
低電位レベルに変化するエッジの間隔を検出することに
より、“１”および“０”からなるデータを受信する通
信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の通信装置としては、例えば図７に
示されるような車載用多重通信装置がある。この装置
は、コンデンサ３によるカップリング結合で通信信号線
１と受信コンパレータ２を結合し、差動受信を行って、
デジタルの受信信号を得ており、またワイヤードＯＲ出
力でデジタルの送信信号が出力されるようになってい
る。上記の構成において、通信信号線１の雑音障害対策
として、通信信号を受信する受信コンパレータ２はＡＣ
結合で通信信号線１と結線される。また、通信データに
はＰＷＭ符号化方式が用いられ、図８に示すように、通
信データの“１”を３Ｔ時間のＨ、Ｈ、Ｌレベルの組み
合わせで表現し、“０”を３Ｔ時間のＨ、Ｌ、Ｌレベル
で表現している。そして、通信データの受信要領として
は、各通信信号のパルス毎にＬからＨへの立ち上がりの
変化を検出し、その立ち上がりから、通信信号の１Ｔ時
間後に立ち下がりがあったならば“０”、２Ｔ時間後に
立ち下がりがあったならば“１”と判断するようになっ
ている。
示されるような車載用多重通信装置がある。この装置
は、コンデンサ３によるカップリング結合で通信信号線
１と受信コンパレータ２を結合し、差動受信を行って、
デジタルの受信信号を得ており、またワイヤードＯＲ出
力でデジタルの送信信号が出力されるようになってい
る。上記の構成において、通信信号線１の雑音障害対策
として、通信信号を受信する受信コンパレータ２はＡＣ
結合で通信信号線１と結線される。また、通信データに
はＰＷＭ符号化方式が用いられ、図８に示すように、通
信データの“１”を３Ｔ時間のＨ、Ｈ、Ｌレベルの組み
合わせで表現し、“０”を３Ｔ時間のＨ、Ｌ、Ｌレベル
で表現している。そして、通信データの受信要領として
は、各通信信号のパルス毎にＬからＨへの立ち上がりの
変化を検出し、その立ち上がりから、通信信号の１Ｔ時
間後に立ち下がりがあったならば“０”、２Ｔ時間後に
立ち下がりがあったならば“１”と判断するようになっ
ている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の通信装置にあっては、通信信号線１の線間容
量やユニット容量等の浮遊容量によって、通信信号パル
スの波形のなまりが発生する。例えば図９に示すよう
に、正確な矩形波の送信データが通信信号ではなまった
波形になっている。さらに、ＡＣ結合がなされている
と、受信コンパレータ２とカップリング用コンデンサ３
との間に接続された抵抗４の分圧比と通信信号のＤＣ成
分によって、受信コンパレータ２の差動オフセットが決
定されるが、前記通信信号のなまりと差動オフセットの
量により、送信信号と受信信号の波形がずれ、パルス幅
が大きく変動することになる。例えば図９においては、
通信信号波形に示す差動オフセットにより、正常な波形
では△Ｔであったものが、なまった波形では△Ｔ’とな
り、△Ｔ＞△Ｔ’となっている。
うな従来の通信装置にあっては、通信信号線１の線間容
量やユニット容量等の浮遊容量によって、通信信号パル
スの波形のなまりが発生する。例えば図９に示すよう
に、正確な矩形波の送信データが通信信号ではなまった
波形になっている。さらに、ＡＣ結合がなされている
と、受信コンパレータ２とカップリング用コンデンサ３
との間に接続された抵抗４の分圧比と通信信号のＤＣ成
分によって、受信コンパレータ２の差動オフセットが決
定されるが、前記通信信号のなまりと差動オフセットの
量により、送信信号と受信信号の波形がずれ、パルス幅
が大きく変動することになる。例えば図９においては、
通信信号波形に示す差動オフセットにより、正常な波形
では△Ｔであったものが、なまった波形では△Ｔ’とな
り、△Ｔ＞△Ｔ’となっている。
【０００４】このようなパルス幅の変動を考慮して、Ｐ
ＷＭ符号のデコードは図１０に示すように幅を持たせた
ものにせざるを得ない。その際、例えば送信信号に
“１”を出力しても、受信信号のパルス幅が△Ｔ／２よ
りも短くなった場合には、“０”の信号と誤って認識し
てしまうことになるから、パルス幅の増減の許容値は前
後△Ｔ／２（１／６ビット）未満でなければならない。
しかし、通信速度を上げていくと、すなわちＴ１が小さ
くなると、必然的に前記許容値が小さくなるため、Ｈか
らＬへの立ち下がりタイミングが図１０の許容範囲（斜
線部分）を越えないように受信回路の定数を設定するこ
とが非常に困難となる。
ＷＭ符号のデコードは図１０に示すように幅を持たせた
ものにせざるを得ない。その際、例えば送信信号に
“１”を出力しても、受信信号のパルス幅が△Ｔ／２よ
りも短くなった場合には、“０”の信号と誤って認識し
てしまうことになるから、パルス幅の増減の許容値は前
後△Ｔ／２（１／６ビット）未満でなければならない。
しかし、通信速度を上げていくと、すなわちＴ１が小さ
くなると、必然的に前記許容値が小さくなるため、Ｈか
らＬへの立ち下がりタイミングが図１０の許容範囲（斜
線部分）を越えないように受信回路の定数を設定するこ
とが非常に困難となる。
【０００５】このような問題点を解決する方法として、
特開平５−２２７０３５号公報に記載のような方法が知
られている（従来例２）。つまり、送信データを立ち上
がりエッジ間隔或いは立ち下がりエッジ間隔に基づいて
符号化された通信信号を送受信し、デコードすることに
より、パルス幅が増減してもその影響を受けないように
したものである。
特開平５−２２７０３５号公報に記載のような方法が知
られている（従来例２）。つまり、送信データを立ち上
がりエッジ間隔或いは立ち下がりエッジ間隔に基づいて
符号化された通信信号を送受信し、デコードすることに
より、パルス幅が増減してもその影響を受けないように
したものである。
【０００６】しかしながら、このような通信方式におい
ても、通信速度が速くなると立ち上がり或いは立ち下が
り間隔が変動する。図９は通信速度が速くなった場合、
すなわち最小パルス幅△Ｔが短くなった場合の通信信号
波形の模式図である。この場合、最小パルス幅△Ｔが、
通信信号波の振幅がＶ0変化するに要する時間より短い
ため、通信信号波形において△Ｖだけ振幅が減少する。
そのため、振幅Ｖ0の場合より早く受信コンパレータ２
のリファレンス電圧を越えることになり、第一の立ち上
がりの送信時刻に対する受信時刻の遅れＤＴ1と、第二
の立ち上がりの送信時刻に対する受信時刻の遅れＤＴ2
とを比較すると、ＤＴ2は通信速度が上がるにつれ短く
なる。したがって、送信データの立ち上がり時間間隔Ｔ
1に比べて受信データの立ち上がり時間間隔Ｔ1’が短く
なる。一方、電波妨害対策の観点からは、通信信号をな
まらせるほど効果があるが、通信信号のなまりが大きい
ほど、さらにＴ1とＴ1’の差は大きくなる。したがっ
て、通信速度が容易にあげられないという問題点があっ
た。
ても、通信速度が速くなると立ち上がり或いは立ち下が
り間隔が変動する。図９は通信速度が速くなった場合、
すなわち最小パルス幅△Ｔが短くなった場合の通信信号
波形の模式図である。この場合、最小パルス幅△Ｔが、
通信信号波の振幅がＶ0変化するに要する時間より短い
ため、通信信号波形において△Ｖだけ振幅が減少する。
そのため、振幅Ｖ0の場合より早く受信コンパレータ２
のリファレンス電圧を越えることになり、第一の立ち上
がりの送信時刻に対する受信時刻の遅れＤＴ1と、第二
の立ち上がりの送信時刻に対する受信時刻の遅れＤＴ2
とを比較すると、ＤＴ2は通信速度が上がるにつれ短く
なる。したがって、送信データの立ち上がり時間間隔Ｔ
1に比べて受信データの立ち上がり時間間隔Ｔ1’が短く
なる。一方、電波妨害対策の観点からは、通信信号をな
まらせるほど効果があるが、通信信号のなまりが大きい
ほど、さらにＴ1とＴ1’の差は大きくなる。したがっ
て、通信速度が容易にあげられないという問題点があっ
た。
【０００７】本発明は上記のごとき従来技術の問題を解
決するためになされたものであり、通信速度を高速化し
ても正確な受信が可能な通信装置を提供することを目的
とする。
決するためになされたものであり、通信速度を高速化し
ても正確な受信が可能な通信装置を提供することを目的
とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては、特許請求の範囲に記載するよう
に構成している。すなわち本発明においては、低電位レ
ベルから高電位レベルまたは高電位レベルから低電位レ
ベルへの変化（エッジ）が検出された時刻から少なくと
も（４×最小パルス幅）前までの信号を保持し、その保
持された信号に基づいて前記エッジが検出された時刻の
補正値を算出し、それを保持し、また、その保持された
時刻の補正値から前記エッジの時間間隔の補正値を算出
し、前記エッジの時間間隔の補正値を用いて前記エッジ
の時間間隔を補正するように構成している。
め、本発明においては、特許請求の範囲に記載するよう
に構成している。すなわち本発明においては、低電位レ
ベルから高電位レベルまたは高電位レベルから低電位レ
ベルへの変化（エッジ）が検出された時刻から少なくと
も（４×最小パルス幅）前までの信号を保持し、その保
持された信号に基づいて前記エッジが検出された時刻の
補正値を算出し、それを保持し、また、その保持された
時刻の補正値から前記エッジの時間間隔の補正値を算出
し、前記エッジの時間間隔の補正値を用いて前記エッジ
の時間間隔を補正するように構成している。
【０００９】詳細を後述するように、（４×最小パルス
幅）前までの信号が解れば、現時点以降の波形が概算で
きるので、立ち上がり或いは立ち下がりの時間の補正が
可能となる。したがって高速化に伴って通信波形がなま
ってもエッジの時間間隔を補正することにより、常に正
確なデータの受信が可能になる。
幅）前までの信号が解れば、現時点以降の波形が概算で
きるので、立ち上がり或いは立ち下がりの時間の補正が
可能となる。したがって高速化に伴って通信波形がなま
ってもエッジの時間間隔を補正することにより、常に正
確なデータの受信が可能になる。
【００１０】
【発明の効果】この発明によれば、通信速度が上がって
も、ＰＷＭ符号化方式を用いた場合は、通信信号のなま
りと差動オフセットに起因するパルス幅の変動を補正す
ることが可能になり、また、立ち上がり或いは立ち下が
り間隔を用いて符号化する場合は、通信信号波形のなま
りに起因する立ち上がり時間間隔、或いは立ち下がり時
間間隔の補正が可能となる。したがって、通信速度が上
がってもデコードする際の許容値を超えにくくなり、容
易に通信速度を上げることが可能になる、という効果が
得られる。そのため、従来のコンパレータを用いた受信
回路では受信不可能であった高速領域においても正確な
データの受信が可能になり、通信速度の向上、通信の信
頼性の向上に寄与することが出来る。
も、ＰＷＭ符号化方式を用いた場合は、通信信号のなま
りと差動オフセットに起因するパルス幅の変動を補正す
ることが可能になり、また、立ち上がり或いは立ち下が
り間隔を用いて符号化する場合は、通信信号波形のなま
りに起因する立ち上がり時間間隔、或いは立ち下がり時
間間隔の補正が可能となる。したがって、通信速度が上
がってもデコードする際の許容値を超えにくくなり、容
易に通信速度を上げることが可能になる、という効果が
得られる。そのため、従来のコンパレータを用いた受信
回路では受信不可能であった高速領域においても正確な
データの受信が可能になり、通信速度の向上、通信の信
頼性の向上に寄与することが出来る。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、この発明の一実施の形態
を示すブロック図である。まず構成を説明すると、図１
において、送信装置１１（破線で囲んだ部分）は、信号
の値が“０”であるか“１”であるかによってパルスの
立ち上り（または立ち下がり）エッジの時間間隔を変え
たパルス信号を発生するパルス信号発生回路１２と、前
記パルス信号を通信線１３に出力するバッファ回路とを
有する。このバッファ回路は、トランジスタＱ１および
抵抗Ｒ１〜Ｒ４からなり、特に抵抗Ｒ３は大きな値であ
って、高周波ノイズを発生させないために、信号をなま
す機能を有している。
を示すブロック図である。まず構成を説明すると、図１
において、送信装置１１（破線で囲んだ部分）は、信号
の値が“０”であるか“１”であるかによってパルスの
立ち上り（または立ち下がり）エッジの時間間隔を変え
たパルス信号を発生するパルス信号発生回路１２と、前
記パルス信号を通信線１３に出力するバッファ回路とを
有する。このバッファ回路は、トランジスタＱ１および
抵抗Ｒ１〜Ｒ４からなり、特に抵抗Ｒ３は大きな値であ
って、高周波ノイズを発生させないために、信号をなま
す機能を有している。
【００１２】上記以外の部分は受信装置を構成してい
る。すなわち、２は受信コンパレータであり、入力する
通信信号を所定の基準電圧ＶREFと比較することによ
り、波形整形した矩形波の信号とする。５は時間間隔測
定回路であり、受信コンパレータ２によってデジタルに
変換された信号の低電位レベルから高電位レベル（以下
これを立ち上がりと呼ぶ）または高電位レベルから低電
位レベル（以下これを立ち下がりと呼ぶ）に変化するエ
ッジの間隔を測定する。６は信号保持回路であり、立ち
上がりまたは立ち下がり時刻Ｔから少なくとも（４×最
小パルス幅△Ｔ）前までの間、すなわち時刻（Ｔ−４△
Ｔ）〜時刻（Ｔ−３△Ｔ）、時刻（Ｔ−３△Ｔ）〜時刻
（Ｔ−２△Ｔ）、時刻（Ｔ−２△Ｔ）〜時刻（Ｔ−△
Ｔ）、そして時刻（Ｔ−△Ｔ）〜時刻Ｔの計４区間にお
ける信号を保持する。７は時刻補正値算出回路であり、
前記信号保持回路６に保持されている時刻（Ｔ−４△
Ｔ）〜時刻Ｔまでの信号から、時刻Ｔの補正値を算出す
る。８は時刻補正値保持回路であり、時刻補正値算出回
路７で算出した時刻の補正値を保持する。９は間隔補正
値算出回路であり、時刻補正値算出回路７を用いて同様
に算出された、時刻Ｔの次の立ち上がりまたは立ち下が
りの時刻Ｔ’の補正値と、時刻補正値保持回路８に保持
された時刻Ｔの補正値から、時間間隔（Ｔ’−Ｔ）の補
正値を算出する。１０は時間間隔補正回路であり、間隔
補正値算出回路９で算出した時間間隔の補正値を用い
て、時間間隔測定回路５によって測定された時間間隔
（Ｔ’−Ｔ）を補正する。
る。すなわち、２は受信コンパレータであり、入力する
通信信号を所定の基準電圧ＶREFと比較することによ
り、波形整形した矩形波の信号とする。５は時間間隔測
定回路であり、受信コンパレータ２によってデジタルに
変換された信号の低電位レベルから高電位レベル（以下
これを立ち上がりと呼ぶ）または高電位レベルから低電
位レベル（以下これを立ち下がりと呼ぶ）に変化するエ
ッジの間隔を測定する。６は信号保持回路であり、立ち
上がりまたは立ち下がり時刻Ｔから少なくとも（４×最
小パルス幅△Ｔ）前までの間、すなわち時刻（Ｔ−４△
Ｔ）〜時刻（Ｔ−３△Ｔ）、時刻（Ｔ−３△Ｔ）〜時刻
（Ｔ−２△Ｔ）、時刻（Ｔ−２△Ｔ）〜時刻（Ｔ−△
Ｔ）、そして時刻（Ｔ−△Ｔ）〜時刻Ｔの計４区間にお
ける信号を保持する。７は時刻補正値算出回路であり、
前記信号保持回路６に保持されている時刻（Ｔ−４△
Ｔ）〜時刻Ｔまでの信号から、時刻Ｔの補正値を算出す
る。８は時刻補正値保持回路であり、時刻補正値算出回
路７で算出した時刻の補正値を保持する。９は間隔補正
値算出回路であり、時刻補正値算出回路７を用いて同様
に算出された、時刻Ｔの次の立ち上がりまたは立ち下が
りの時刻Ｔ’の補正値と、時刻補正値保持回路８に保持
された時刻Ｔの補正値から、時間間隔（Ｔ’−Ｔ）の補
正値を算出する。１０は時間間隔補正回路であり、間隔
補正値算出回路９で算出した時間間隔の補正値を用い
て、時間間隔測定回路５によって測定された時間間隔
（Ｔ’−Ｔ）を補正する。
【００１３】次に作用を説明する。信号保持回路６によ
って、時刻（Ｔ−４△Ｔ）〜時刻Ｔ間に送られた波形が
わかると、後述の理由により、通信速度が速く、最小パ
ルス時に振幅が減少しても、その減少分を概算すること
が可能、すなわち時刻Ｔ以降の通信波形が予想可能にな
る。そのため、時刻補正値算出回路７において、立ち上
がり或いは立ち下がり時刻の補正値を求めることが可能
となる。つまり、図９に示したように通信速度が速く、
或いは波形のなまりのために、立ち上がり或いは立ち下
がり時刻が変動していても、これらを実際の送信データ
の立ち上がり或いは立ち下がり時刻への補正が可能とな
る。このように各立ち上がり或いは立ち下がり時刻の補
正値が求められれば、それらの補正値を減算することに
より、立ち上がり、立ち下がりの時間間隔の補正値が求
められ、これより測定された時間間隔が補正可能とな
る。
って、時刻（Ｔ−４△Ｔ）〜時刻Ｔ間に送られた波形が
わかると、後述の理由により、通信速度が速く、最小パ
ルス時に振幅が減少しても、その減少分を概算すること
が可能、すなわち時刻Ｔ以降の通信波形が予想可能にな
る。そのため、時刻補正値算出回路７において、立ち上
がり或いは立ち下がり時刻の補正値を求めることが可能
となる。つまり、図９に示したように通信速度が速く、
或いは波形のなまりのために、立ち上がり或いは立ち下
がり時刻が変動していても、これらを実際の送信データ
の立ち上がり或いは立ち下がり時刻への補正が可能とな
る。このように各立ち上がり或いは立ち下がり時刻の補
正値が求められれば、それらの補正値を減算することに
より、立ち上がり、立ち下がりの時間間隔の補正値が求
められ、これより測定された時間間隔が補正可能とな
る。
【００１４】次に、４△Ｔ間の信号から振幅の減少分を
概算可能な理由について述べる。図２に示したように、
通常、受信コンパレータ２を用いて差動受信するには、
△Ｔの間に少なくとも２Ｖ0／３程度の電圧の変動が無
ければコンパレータが作動しない場合がある。つまり、 Ｖ≧２Ｖ0／３ ∴ ｅ-λΔT≦１／３ となる。
概算可能な理由について述べる。図２に示したように、
通常、受信コンパレータ２を用いて差動受信するには、
△Ｔの間に少なくとも２Ｖ0／３程度の電圧の変動が無
ければコンパレータが作動しない場合がある。つまり、 Ｖ≧２Ｖ0／３ ∴ ｅ-λΔT≦１／３ となる。
【００１５】ここでλは通信システムに依って決定され
る通信波形のなまりを表すパラメータで、実験などによ
り容易に求めることができる。したがって、通信システ
ムとしての現実解は、 λ≦（１／ΔＴ）ｌｎ（１／３） を満たすことが必要条件となる。この条件の元で、例え
ば図２の時刻−５△Ｔ〜−△Ｔのようなパルス幅４△Ｔ
の振幅が振幅Ｖ0に対してどの程度減少しているかを考
えると ｅ-4λΔT であるから、このパルスの直後のパルスが、例えばＶ0
／２を越える時間ｔ4を、振幅Ｖ0の場合のｔ0と比較す
ると次のようになる。
る通信波形のなまりを表すパラメータで、実験などによ
り容易に求めることができる。したがって、通信システ
ムとしての現実解は、 λ≦（１／ΔＴ）ｌｎ（１／３） を満たすことが必要条件となる。この条件の元で、例え
ば図２の時刻−５△Ｔ〜−△Ｔのようなパルス幅４△Ｔ
の振幅が振幅Ｖ0に対してどの程度減少しているかを考
えると ｅ-4λΔT であるから、このパルスの直後のパルスが、例えばＶ0
／２を越える時間ｔ4を、振幅Ｖ0の場合のｔ0と比較す
ると次のようになる。
【００１６】 ｔ4−ｔ0＝（１／λ）ｌｎ（１−ｅ-4λΔT） これは、例えば△Ｔ＝５００ｎｓ（ＰＷＭ符号化方式を
用いた場合には約６６７ｋｂｐｓ相当）とすると、その
差が６ｎｓ程度となり、送信回路或いは受信コンパレー
タ２の動作バラツキの領域に入ってしまう。したがっ
て、パルス幅４△Ｔのパルスの振幅はＶ0と同じである
と見做してもなんら問題はない。つまり、実際の有効な
システムにおいては、 ｅ-4λΔT≒０ とおいて良いことになる。
用いた場合には約６６７ｋｂｐｓ相当）とすると、その
差が６ｎｓ程度となり、送信回路或いは受信コンパレー
タ２の動作バラツキの領域に入ってしまう。したがっ
て、パルス幅４△Ｔのパルスの振幅はＶ0と同じである
と見做してもなんら問題はない。つまり、実際の有効な
システムにおいては、 ｅ-4λΔT≒０ とおいて良いことになる。
【００１７】図３〜図６は、時刻Ｔ＝０に立ち上がり変
化した場合の時刻（−４△Ｔ）までの信号パターンとそ
のときの信号模擬波形を示した図である。まず、図３は
立ち上がり直前のパルス幅が４△Ｔの場合を示してい
る。これより、−４△Ｔにおける△Ｖを△Ｖ-4△Tと表
わせば、時刻Ｔ＝０における振幅Ｖ0からのずれは、 （Ｖ0−△Ｖ-4△T）ｅ-4λΔT≒０ となり、したがって、Ｔ＝０以降の通信信号は、 Ｖ0（１−ｅ-λT） となる。つまり、△Ｖ-4△Tにはよらない波形となる。
言い換えれば、−４△Ｔ以前のパルス幅がいくつであろ
うとＴ＝０以降は同じ波形となるわけである。
化した場合の時刻（−４△Ｔ）までの信号パターンとそ
のときの信号模擬波形を示した図である。まず、図３は
立ち上がり直前のパルス幅が４△Ｔの場合を示してい
る。これより、−４△Ｔにおける△Ｖを△Ｖ-4△Tと表
わせば、時刻Ｔ＝０における振幅Ｖ0からのずれは、 （Ｖ0−△Ｖ-4△T）ｅ-4λΔT≒０ となり、したがって、Ｔ＝０以降の通信信号は、 Ｖ0（１−ｅ-λT） となる。つまり、△Ｖ-4△Tにはよらない波形となる。
言い換えれば、−４△Ｔ以前のパルス幅がいくつであろ
うとＴ＝０以降は同じ波形となるわけである。
【００１８】同様に図４では、立ち上がり直前のパルス
幅が３△Ｔの場合を示している。それぞれについて、時
刻Ｔ＝０における振幅Ｖ0からのずれは次のようにな
る。
幅が３△Ｔの場合を示している。それぞれについて、時
刻Ｔ＝０における振幅Ｖ0からのずれは次のようにな
る。
【００１９】 ｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-4△T)ｅ-λΔT｝ｅ-3λΔT≒Ｖ0ｅ-3λΔT …(ａ) ｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-5△T)ｅ-2λΔT｝ｅ-3λΔT≒Ｖ0ｅ-3λΔT …(ｂ) ｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-6△T)ｅ-3λΔT｝ｅ-3λΔT≒Ｖ0ｅ-3λΔT …(ｃ) ｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-7△T)ｅ-4λΔT｝ｅ-3λΔT≒Ｖ0ｅ-3λΔT …(ｄ) 上記のように、全て同じであるから、時刻Ｔ＝０の立ち
上がりの波形は、Ｖ0ｅ-3λ△T（１−ｅ-λT）となり、
時刻−４△Ｔより前のパルスがなんであろうと、やはり
一定の波形となる。
上がりの波形は、Ｖ0ｅ-3λ△T（１−ｅ-λT）となり、
時刻−４△Ｔより前のパルスがなんであろうと、やはり
一定の波形となる。
【００２０】次に、図５では、立ち上がり直前のパルス
幅が２△Ｔの場合を示している。前記３△Ｔの場合と同
様に、時刻Ｔ＝０における振幅Ｖ0からのずれは、次の
ようになる。
幅が２△Ｔの場合を示している。前記３△Ｔの場合と同
様に、時刻Ｔ＝０における振幅Ｖ0からのずれは、次の
ようになる。
【００２１】 (Ｖ0−△Ｖ-2△T)ｅ-2λΔT＝｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-3λ△T)ｅ-λΔT｝ｅ-2λΔT ＝［Ｖ0−｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-4λ△T)ｅ-λΔT｝ｅ-λΔT］ｅ-2λΔT ≒Ｖ0（ｅ-2λΔT−ｅ-3λΔT） …(ａ) (Ｖ0−△Ｖ-2△T)ｅ-2λΔT＝｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-3λ△T)ｅ-λΔT｝ｅ-2λΔT ＝［Ｖ0−｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-5λ△T)ｅ-2λΔT｝ｅ-λΔT］ｅ-2λΔT ≒Ｖ0（ｅ-2λΔT−ｅ-3λΔT） …(ｂ) (Ｖ0−△Ｖ-2△T)ｅ-2λΔT＝｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-4λ△T)ｅ-2λΔT｝ｅ-2λΔT ≒Ｖ0ｅ-2λΔT …(ｃ) (Ｖ0−△Ｖ-2△T)ｅ-2λΔT＝｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-5λ△T)ｅ-3λΔT｝ｅ-2λΔT ≒Ｖ0ｅ-2λΔT …(ｄ) (Ｖ0−△Ｖ-2△T)ｅ-2λΔT＝｛Ｖ0−(Ｖ0−△Ｖ-6λ△T)ｅ-4λΔT｝ｅ-2λΔT ≒Ｖ0ｅ-2λΔT …(ｅ） 上記のように、（ａ）、（ｂ）と（ｃ）〜（ｅ）で立ち
上がりの波形が異なることになるが、これらは、−４△
Ｔ〜−３△Ｔの間に信号が高電位であったか、低電位で
あったかによる。つまり、上記区間の信号が解ればＴ＝
０以降の波形が概算できることになり、−４△Ｔまでの
信号が判れば概算可能である。
上がりの波形が異なることになるが、これらは、−４△
Ｔ〜−３△Ｔの間に信号が高電位であったか、低電位で
あったかによる。つまり、上記区間の信号が解ればＴ＝
０以降の波形が概算できることになり、−４△Ｔまでの
信号が判れば概算可能である。
【００２２】同様に、図６は、立ち上がり直前のパルス
幅が△Ｔの場合を示すが、この場合も−４△Ｔ以前のパ
ルスがなんであろうと、Ｔ＝０以降の波形が等しいこと
が示されている。
幅が△Ｔの場合を示すが、この場合も−４△Ｔ以前のパ
ルスがなんであろうと、Ｔ＝０以降の波形が等しいこと
が示されている。
【００２３】上記のように、立ち上がり前の信号によっ
て立ち上がり以後の波形が決定されることが判る。した
がって、４△Ｔの間の信号が判れば、立ち上がりの時間
の補正が可能となる。同様にして立ち下がり時間の補正
も可能である。ここで、信号保持手段６に保持された４
ΔＴ間の信号から時刻補正値を算出する時刻補正値算出
回路７としては、例えば、信号保持回路６に保持された
４ΔＴの信号を基に、まず上記のような数式を用いて、
時刻Ｔの振幅Ｖ０からのずれを算出し、該振幅Ｖ0から
のずれを用いて時刻補正値を算出する方法が考えられ
る。この時、振幅Ｖ0からのずれ、および時刻補正値の
算出には、その通信システム固有のパラメータλが存在
するが、例えばλを外部から入力するような機能を、時
刻補正値算出回路７に持たせれば、様々な通信システム
に対して、同じハード構成で対応可能である。
て立ち上がり以後の波形が決定されることが判る。した
がって、４△Ｔの間の信号が判れば、立ち上がりの時間
の補正が可能となる。同様にして立ち下がり時間の補正
も可能である。ここで、信号保持手段６に保持された４
ΔＴ間の信号から時刻補正値を算出する時刻補正値算出
回路７としては、例えば、信号保持回路６に保持された
４ΔＴの信号を基に、まず上記のような数式を用いて、
時刻Ｔの振幅Ｖ０からのずれを算出し、該振幅Ｖ0から
のずれを用いて時刻補正値を算出する方法が考えられ
る。この時、振幅Ｖ0からのずれ、および時刻補正値の
算出には、その通信システム固有のパラメータλが存在
するが、例えばλを外部から入力するような機能を、時
刻補正値算出回路７に持たせれば、様々な通信システム
に対して、同じハード構成で対応可能である。
【００２４】また、次のような方法も考えられる。すな
わち、信号保持回路６に保持される４ΔＴ間の信号の全
てのパターンに対して、予め、時刻補正値を測定或いは
計算しておき、これをマップ化することにより、信号保
持回路６に保持された４ΔＴ間の信号のパターンを入力
すれば、直ちに時刻補正値を出力することが可能とな
る。この方法では、受信する毎に複雑な計算式を用いて
計算することなしに補正値が得られることになる。
わち、信号保持回路６に保持される４ΔＴ間の信号の全
てのパターンに対して、予め、時刻補正値を測定或いは
計算しておき、これをマップ化することにより、信号保
持回路６に保持された４ΔＴ間の信号のパターンを入力
すれば、直ちに時刻補正値を出力することが可能とな
る。この方法では、受信する毎に複雑な計算式を用いて
計算することなしに補正値が得られることになる。
【００２５】このようにして、各立ち上がり或いは立ち
下がり時刻の補正値が求められ、これらを用いれば容易
に時間間隔が補正される。したがって、ＰＷＭ符号化方
式を用いた場合は、通信信号のなまりと差動オフセット
に起因するパルス幅の変動を補正することが可能にな
り、また、立ち上がり或いは立ち下がり間隔を用いて符
号化する場合は、通信波形のなまりに起因する立ち上が
り時間間隔、或いは立ち下がり時間間隔の補正が可能と
なる。したがって、通信速度が上がってもデコードする
際の許容値を超えにくくなり、容易に通信速度を上げる
ことが可能であるという利点がある。
下がり時刻の補正値が求められ、これらを用いれば容易
に時間間隔が補正される。したがって、ＰＷＭ符号化方
式を用いた場合は、通信信号のなまりと差動オフセット
に起因するパルス幅の変動を補正することが可能にな
り、また、立ち上がり或いは立ち下がり間隔を用いて符
号化する場合は、通信波形のなまりに起因する立ち上が
り時間間隔、或いは立ち下がり時間間隔の補正が可能と
なる。したがって、通信速度が上がってもデコードする
際の許容値を超えにくくなり、容易に通信速度を上げる
ことが可能であるという利点がある。
【図１】本発明の一実施の形態を示すブロック図。
【図２】受信コンパレータ２における作動電圧幅を示す
波形図。
波形図。
【図３】時刻Ｔ＝０に立ち上がり変化した場合の時刻
（−４△Ｔ）までの信号パターンとそのときの信号模擬
波形を示した図であり、立ち上がり直前のパルス幅が４
△Ｔの場合を示す図。
（−４△Ｔ）までの信号パターンとそのときの信号模擬
波形を示した図であり、立ち上がり直前のパルス幅が４
△Ｔの場合を示す図。
【図４】時刻Ｔ＝０に立ち上がり変化した場合の時刻
（−４△Ｔ）までの信号パターンとそのときの信号模擬
波形を示した図であり、立ち上がり直前のパルス幅が３
△Ｔの場合を示す図。
（−４△Ｔ）までの信号パターンとそのときの信号模擬
波形を示した図であり、立ち上がり直前のパルス幅が３
△Ｔの場合を示す図。
【図５】時刻Ｔ＝０に立ち上がり変化した場合の時刻
（−４△Ｔ）までの信号パターンとそのときの信号模擬
波形を示した図であり、立ち上がり直前のパルス幅が２
△Ｔの場合を示す図。
（−４△Ｔ）までの信号パターンとそのときの信号模擬
波形を示した図であり、立ち上がり直前のパルス幅が２
△Ｔの場合を示す図。
【図６】時刻Ｔ＝０に立ち上がり変化した場合の時刻
（−４△Ｔ）までの信号パターンとそのときの信号模擬
波形を示した図であり、立ち上がり直前のパルス幅が△
Ｔの場合を示す図。
（−４△Ｔ）までの信号パターンとそのときの信号模擬
波形を示した図であり、立ち上がり直前のパルス幅が△
Ｔの場合を示す図。
【図７】従来の通信装置の一例の回路図。
【図８】ＰＷＭ符号化方式における通信データ波形を示
す図。
す図。
【図９】通信速度が速くなった場合における通信信号波
形の模式図。
形の模式図。
【図１０】ＰＷＭ符号のデコードにおける許容幅を示す
図。
図。
１…通信信号線 ２…受信コンパ
レータ ３…カップリング用コンデンサ ４…抵抗 ５…時間間隔測定回路 ６…信号保持回
路 ７…時刻補正値算出回路 ８…時刻補正値
保持回路 ９…間隔補正値算出回路 １０…時間間隔補
正回路 １１…送信装置 １２…パルス信
号発生回路 １３…通信線
レータ ３…カップリング用コンデンサ ４…抵抗 ５…時間間隔測定回路 ６…信号保持回
路 ７…時刻補正値算出回路 ８…時刻補正値
保持回路 ９…間隔補正値算出回路 １０…時間間隔補
正回路 １１…送信装置 １２…パルス信
号発生回路 １３…通信線
Claims (5)
- 【請求項１】受信信号の電圧レベルを所定値と比較して
パルス信号に変換し、パルス信号の立ち上がりまたは立
ち下がりの何れか一方のエッジの時間間隔に基づいて、
送信された信号が“０”であるか“１”であるかを判定
する受信装置であって、 前記エッジを検出するエッジ検出手段と、 前記エッジの時間間隔を測定する時間間隔測定手段と、 エッジが検出される毎に、エッジが検出された時点か
ら、当該時点より前の所定時間の長さの前記パルス信号
を保持する保持手段と、 連続して発生した２つのエッジのそれぞれに対応して前
記保持手段に保持された前記パルス信号のパターンに基
づいて、前記測定したエッジの時間間隔を補正する補正
手段と、 を有する受信装置を備えたことを特徴とする通信装置。 - 【請求項２】前記所定時間は、少なくとも、通信装置に
おいて規定された低電圧レベルまたは高電圧レベルが維
持される最小パルス幅の４倍であることを特徴とする請
求項１に記載の通信装置。 - 【請求項３】前記補正手段は、最初のエッジに対応する
パルス信号のパターンから当該エッジが発生した時点に
おけるエッジの遅延量と、次のエッジに対応するパルス
信号のパターンから当該エッジが発生した時点における
エッジの遅延量とを推定し、両遅延量を用いて前記測定
したエッジの時間間隔を補正することを特徴とする請求
項１に記載の通信装置。 - 【請求項４】受信信号の電圧レベルを所定値と比較して
パルス信号に変換する比較手段と、 パルス信号の立ち上がりまたは立ち下がりの何れか一方
のエッジを検出するエッジ検出手段と、 パルス信号の立ち上がりまたは立ち下がりの何れか一方
のエッジの時間間隔を測定する時間間隔測定手段と、 エッジが検出される毎に、エッジが検出された時点か
ら、当該時点より前の所定時間の長さの前記パルス信号
を保持する保持手段と、 連続して発生した２つのエッジのそれぞれに対応して前
記保持手段に保持された前記パルス信号のパターンに基
づいて、前記測定したエッジの時間間隔を補正する補正
手段と、 補正された時間間隔に基づいて、送信された信号が
“０”であるか“１”であるかを判定する判定手段と、 を有する受信装置を備えたことを特徴とする通信装置。 - 【請求項５】送信装置と受信装置とが通信線を介して接
続された通信装置において、 送信装置は、 信号の値が“０”であるか“１”であるかによってパル
スの立ち上がりまたは立ち下がりの何れか一方のエッジ
の時間間隔を変えたパルス信号を発生するパルス信号発
生手段と、 前記パルス信号を前記通信線に出力するバッファとを有
し、 受信装置は、 受信信号の電圧レベルを所定値と比較してパルス信号に
変換する比較手段と、 前記エッジを検出するエッジ検出手段と、 前記エッジの時間間隔を測定する時間間隔測定手段と、 エッジが検出される毎に、エッジが検出された時点か
ら、当該時点より前の所定時間の長さの前記パルス信号
を保持する保持手段と、 連続して発生した２つのエッジのそれぞれに対応して前
記保持手段に保持された前記パルス信号のパターンに基
づいて、前記測定したエッジの時間間隔を補正する補正
手段と、 補正された時間間隔に基づいて、送信された信号が
“０”であるか“１”であるかを判定する判定手段と、 有することを特徴とする通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21636197A JPH1168862A (ja) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | 通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21636197A JPH1168862A (ja) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | 通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1168862A true JPH1168862A (ja) | 1999-03-09 |
Family
ID=16687370
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21636197A Pending JPH1168862A (ja) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | 通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1168862A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009181178A (ja) * | 2008-01-29 | 2009-08-13 | Denso Corp | 電子制御装置 |
| JP2012044431A (ja) * | 2010-08-19 | 2012-03-01 | Mitsubishi Electric Corp | エレベータの信号伝送装置 |
| JP2012124783A (ja) * | 2010-12-09 | 2012-06-28 | Yokogawa Electric Corp | パルス信号受信装置及び伝送システム |
| US8457268B2 (en) | 2009-08-31 | 2013-06-04 | Denso Corporation | Communication system having communication devices capable of synchronous communication therebetween |
| JP2018506915A (ja) * | 2015-02-04 | 2018-03-08 | クアルコム，インコーポレイテッド | データリンク電力低減およびスループット向上のためのマルチ変調 |
-
1997
- 1997-08-11 JP JP21636197A patent/JPH1168862A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009181178A (ja) * | 2008-01-29 | 2009-08-13 | Denso Corp | 電子制御装置 |
| US8457268B2 (en) | 2009-08-31 | 2013-06-04 | Denso Corporation | Communication system having communication devices capable of synchronous communication therebetween |
| JP2012044431A (ja) * | 2010-08-19 | 2012-03-01 | Mitsubishi Electric Corp | エレベータの信号伝送装置 |
| JP2012124783A (ja) * | 2010-12-09 | 2012-06-28 | Yokogawa Electric Corp | パルス信号受信装置及び伝送システム |
| JP2018506915A (ja) * | 2015-02-04 | 2018-03-08 | クアルコム，インコーポレイテッド | データリンク電力低減およびスループット向上のためのマルチ変調 |
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