JPH11514190A - Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ受信器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ受信器では、周波数ダウンコンバートされた信号はシンボル反復符号化を有するＭ−ａｒｙ ＤＰＳＫ信号として扱われる。周波数変調器（２０）の出力は、シンボル当たりＮ個の位相変化推定値を獲得するよう、シンボル間隔の一部分である最適に選択された時間間隔に亘って積分される（２２）。これらのＮ個の副シンボルは、Ｍ−ａｒｙシンボルからなる各ビットの全体のソフトデシジョンを与えるようシンボル期間（又はその実質的な一部分）に亘って加算される（３２，３４）対応するソフトデシジョンを獲得するよう操作される（２４，２６）。これらの出力は順方向誤り訂正として直接使用されるか、又はハードデシジョンを獲得するよう閾値回路に供給される。

Description

【発明の詳細な説明】 Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ受信器 本発明はＭ−ａｒｙ ＦＳＫ受信器及びＭ−ａｒｙ ＦＳＫ変調された信号を 復調する方法に関する。そのような受信器は、Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ変調を使用す るＰＯＣＳＡＧ及びＥＲＭＥＳ用のページング受信器といった通信受信器に使用 される。 そのような受信器では、入力信号はＩＦへ周波数ダウンコンバートされ、復調 器及び検出器へ送られる。ページングといった低コストの用途では、どのシンボ ルで決定が行われたかという情報を復元するためにリミッタ−弁別器−積分器（ ＬＤＩ）が広く使用されている。ＬＤＩアプローチは、Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ変調 のための強く、簡単な検出方法を提供する。しかしながら、ハードウェアの簡単 さとひきかえにパフォーマンスの不利益があり、ビット誤り率（ＢＥＲ）は整合 フィルタ又は相関器に基づく検出といった他の受信器構造によるビット誤り率に 対抗するほどではない。 本発明は受信器の複雑さを過剰に増加させることなくリミッタ・弁別器ベース ドデータ受信器のパフォーマンスを改善することを目的とする。 本発明によれば、変調された信号を周波数復調する手段と、Ｎが少なくとも２ の値を有するとき、シンボル当たりＮ個の位相変化推定値を獲得するようシンボ ル周期の一部分に亘って周波数復調手段の出力を積分する手段と、上記Ｎ個の位 相変化推定値を送信ビットに対するソフトデシジョンへ変換する手段と、シンボ ル当たりｌｏｇ₂Ｍビットの夫々に対してソフトデシジョンを獲得するようシン ボル周期の少なくとも実質的な割合に亘って上記ソフトデシジョン を加法的に結合する手段とからなる、Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ受信器が提供される。 本発明の第２の面によれば、変調された信号を周波数復調する段階と、Ｎが少 なくとも２の値を有するとき、シンボル当たりＮ個の位相変化推定値を獲得する ようシンボル周期の一部分に亘って周波数復調手段の出力を積分する段階と、上 記Ｎ個の位相変化推定値を送信ビットのソフトデシジョンへ変換する段階と、シ ンボル当たりｌｏｇ₂Ｍビットの夫々に対してソフトデシジョンを獲得するよう シンボル周期の少なくとも実質的な割合に亘って上記ソフトデシジョンを加法的 に結合する段階とからなる、Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ信号を復元する方法が提供され る。 本発明は、ＦＳＫ信号が、各副シンボルがＮ回繰り返され、従って有利にソフ トデシジョンが使用されうる反復コードを形成する差分位相変調（ＤＰＳＫ）と して扱われうることを認識したことに基づく。 これらのＤＰＳＫサブシンボルは夫々、Ｔ_sがシンボル周期であるとすると、 ΔΦ_k＝２πｆ_kＴ_s／Ｎによって表わされる位相変化ΔΦ_kからなる。Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫをコードワード当たりＮ個のシンボルを使用したシンボル反復符号化に よるＭ−ａｒｙ ＤＰＳＫとして扱うことにより、ｌｏｇ₂Ｍビットの夫々に対 する対数尤度比はΔΦ_kの受信された変化の確率密度関数（ｐｄｆ）によって別 々に計算される。シンボル反復コードの使用により、最適の復号方法は単純に各 シンボル周期に亘って夫々のソフトデシジョンを加算することである。これはΔ Φ_kのサンプルを直接積分する、又はフィルタリングするといった既知の技術よ りも改善されたパフォーマンスを与えることが分かっている。 本発明の第１の実施例では、弁別器からの出力は、弁別器からの信号をサンプ リングする積分及びダンプ回路に供給される。ラップされうる、即ち−π乃至＋ πの範囲にあるようにされうるサンプル は量子化され、ｌｏｇ₂Ｍルックアップテーブルのインデックスとして使用され る。ルックアップテーブルの各出力のＮ個の連続するサンプルは加法的に結合さ れ、ｌｏｇ₂Ｍ出力の夫々にハードビットデシジョンを与える各１つ以上の閾値 回路に供給される。デシジョン変数の符号は最も送信されるであろうビットを表 わす。 上記第１の実施例の変形である本発明の第２の実施例では、加法的に結合され た段からの出力はＦＥＣ（順方向誤り訂正）スキームにおける更なる処理のため に使用可能なソフトデシジョンからなる。 第３の実施例では、積分及びダンプ回路は、例えば全てのタップが１に設定さ れたＦＩＲフィルタといったディジタル移動平均によって置換される。 以下、例として添付の図面を参照して本発明を説明し、図中、 図１は３２００ボーで４８００Ｈｚ偏移の４−ＦＳＫの例示的な位相軌線を示 す図であり、 図２は、ΔΦ_k∈｛−３π／４，−π／４，π／４，３π／４｝で最下位ビッ ト（１ｓｂ）及び最上位ビット（ｍｓｂ）の対数尤度比（ＬＬＲ）を、ラジアン で表わされた受信位相変化（ＲＰＣ）に対するグラフによって示す図であり、 図３は本発明の実施例のブロック概略図を示す図であり、 図４は図３に示される積分及びダンプ回路２２の代わりに使用されうる移動平 均回路のブロック図を示す図である。 図中、対応する特徴を示すために、同一の参照番号が使用されている。 図１を参照するに、３２００ボーで４８００Ｈｚ偏移の４−ＦＳＫの例示的な 位相軌線が図示されており、横軸は時間を表わし、縦軸は位相を表わす。シンボ ル周期はＴであり、連続するシンボル周期間に３πの位相変化と、＋４８００Ｈ ｚの周波数偏移を示す低・ 高位相変化と、−４８００Ｈｚの周波数偏移を示す高・低位相変化とが存在する 。 Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫはまた、シンボル反復符号化を伴うＭ−ａｒｙ ＤＦＳＫ として見ることもできる。図１を参照するに、３２００ボーで±１．６ｋＨｚ偏 移の４−ＦＳＫは、各シンボルが４回反復された１２８００ボーのπ／４−ＤＱ ＰＳＫとして見ることもできる。更に特定的には、図１は、１シンボル当たり４ サンプルでサンプリングが実行され、サンプルが丁度最適タイミング時点におい て取られれば、サンプル間隔当たりの位相変化、即ちＴ／４は、シンボル中の全 ての可能な測定間隔に対して夫々±４．８ｋＨｚの偏移に対応する±３π／４ラ ジアンであることを図示している。 Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫの本明細書の序文において上述されたように、Ｍ個の情報 シンボルは、ｋ∈｛０．．．（Ｍ−１）｝であるとき通常はｆ_k∝２ｋ−（Ｍ− １）によって選択される同一数の搬送周波数へマップされる。シンボル値ｋは適 当なグレーコードによって送信されるべき２進データに関する。変調された信号 が、シンボルレートのＮ倍のサンプリング速度でサンプリングされれば、そのサ ンプルは各サブシンボルがＮ回反復される差分位相変調（ＤＰＳＫ）として見ら れる。ΔΦ_k＝２πｆ_kＴ_s／Ｎであり、Ｔ_sはシンボル周期であるとすると、各Ｄ ＰＳＫサブシンボルは、位相変化ΔΦ_kからなる。 Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫを、コードワード当たりＮ個のシンボルを使用するシンボ ル反復符号化を有するＭ−ａｒｙ ＤＰＳＫとして扱うことにより、各ｌｏｇ₂ Ｍビットに対する対数尤度比は、ΔΦ_kの受信された変化の確率密度関数（ｐｄ ｆ）によって別々に計算される。シンボル反復コードの使用により、１つの復号 化方法は、単純に各シンボル期間に亘る夫々のソフトデシジョンを加算すること である。 本発明によって形成される受信器の実施例を説明する前に、関連 するソフトデシジョン情報を得る方法を説明する。 信号対雑音比λ＝Ｅ_s／Ｎ_oに対して送信位相がΦ_kであり、受信位相変化がΨ_k であるとき、付加白色ガウス雑音ＡＷＧＮによる受信位相変化のｐｄｆは、 によって得られる。 位相角度の受信位相変化（ΔΨ）の条件付きｐｄｆは、 によって得られる。 受信位相変化がΔΨによって与えられる場合、Ｐ（ΔΦ）がシンボルが送信され た確率であり（通常ｌ／ Ｍ）、ｆ（ΔΨ）が によって与えられる受信位相変化の無条件確率であるとき、送信位相角度がΔΦ である確率は、 （ベイズの定理）によって与えられる。 ΔΦのＭ個の可能な値の夫々の尤度比は、 と表わすことができる。 尤度比はまた、送信位相変化を定義するために使用されるｌｏｇ₂Ｍビットの夫 々に対して示される。ｌ（エル）番目のビットに対する尤度比は、 として表わすことができる。 例として、４つの可能な送信位相変化が｛−３π／４，−π／４，π／４，３π ／４｝であるＤＱＰＳＫシステムを考える。ΔΨのｐｄｆは８ｄＢの信号対雑音 比のガウスチャネルについて計算されており、図３中に最下位ビット及び最上位 ビットに対する結果として の対数尤度比関数が示されている。 ΔΦの値はΔΦ_k＝２πｆ_kＴ_s／ＮによってＦＳＫ周波数に関連づけられてい る。従って±４．８ｋＨｚ及び±１．６ｋＨｚのＦＳＫ周波数と、３２００ボー のシンボルレートとを有するシステムに対して、π／４＝２π１６００／（３２ ００Ｎ）が選択され、即ちΔΦ_k∈｛±３π／４，±π／４｝を獲得するために はＮ＝４が選択される。 ｋ∈｛０，１．．．Ｍ−１｝のときｅｘｐ（ｊΔΦ_k）によって与えられる複 素平面上の点の組の間のユークリッド距離を最大にするようＮが選択されるとき に、最もよい信頼性が獲得される。これ によって与えられる変調指数であるとすると、 で表わされる設定値に対応する。 図３は本発明によって形成される受信器を表わす。アンテナ１０によって受信 される信号はミクサ１２の第１の入力へ与えられる。局部発振器１４はミクサ１ ２の第２の入力に接続される。局部発振器１４の周波数は混合されると受信信号 を適当なＩＦまで下げるよう選択される。ミクサ１２の出力に連結されたフィル タ１６はミキシングによる生成物から所望の信号を選択する。フィルタ１６から の出力は、直接、又は任意の制限増幅器１８によって弁別器２０に 供給される。弁別器２０は、ｄΨ／ｄｔ、即ち受信位相変化の割合を推定する任 意の適当なタイプの弁別器であり得る。シンボル時間の一部分Ｔ_s／Ｎに亘って 測定された受信位相変化ΔΨは、積分及びダンプ回路２２を使用して決定される 。他の実施例では、回路２２はブロック加算器を含みうる。ラップ段２４は、Δ Ψの値が−π乃至πの範囲の中にあるようΔΨの値をラップするよう段２２の出 力に接続され、これらのラップされΔΨの値はｌｏｇ₂Ｍ ＳＤＩルックアップ テーブル２６へ与えられるインデックスを形成するよう量子化される。Ｍ＝４の 場合、ルックアップテーブル２６は双ビットを与える２つの出力２８，３０を有 する。 ルックアップテーブル２６の出力２８，３０の夫々のＮ個の連続するサンプル は、夫々の加算段３２，３４において加算される。夫々の加算信号は、上述の単 純なデシジョンアルゴリズムによって各ビットに対してデシジョン変数を与える 夫々の閾値段３６，３８に与えられる。各デシジョン変数の符号は最も送信され そうなビットを表わす。 図４は、図３の積分及びダンプ回路２２の代わりに使用されうる移動平均回路 ４０を示す図である。移動平均回路は、シフトレジスタ４２の全てのタップが１ にセットされたＦＩＲフィルタからなる。図３と同様、出力は段２４，２６，３ ２，３４，３６及び３８に供給される。 本開示より、当業者によって他の変更が明らかとなろう。そのような変更は、 Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ受信器の設計、製造及び使用と、それらの構成部分であり、 上述の特徴の代わりに、又は追加的に使用されうる構成部分とにおいて既に既知 の他の特徴を含みうる。本明細書では特徴の特定の組み合わせについて述べられ てきたが、本明細書の開示の範囲は、現在請求される発明に関するか否かに拘わ らず、また本発明が有するのと同じ技術的な問題の一部又は前部を軽減するか否 かに拘わらず、ここに明示的、潜在的、又はその任意 の一般化によってここに開示される全ての新しい特徴又は全ての新しい特徴の組 み合わせを含むと理解される。本願、又は本願より導かれる更なる出願の実行の 際、上述の特徴及び／又は上述の特徴の組み合わせに対して新しい請求が述べら れうることが指摘される。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 変調された信号を周波数復調する手段と、 Ｎが少なくとも２の値を有するとき、シンボル当たりＮ個の位相変化推定値を 獲得するようシンボル周期の一部分に亘って周波数復調手段の出力を積分する手 段と、 上記Ｎ個の位相変化推定値を送信ビットに対するソフトデシジョンへ変換する 手段と、 シンボル当たりｌｏｇ₂Ｍビットの夫々に対してソフトデシジョンを獲得する ようシンボル周期の少なくとも実質的な割合に亘って上記ソフトデシジョンを加 法的に結合する手段とからなる、Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ受信器。 ２． 少なくとも１つの閾値回路は、ｌｏｇ₂Ｍ出力の夫々に対してハードビッ トデシジョンを与えるよう加法的な結合手段に連結されることを特徴とする、請 求項１記載の受信器。 ３． ｌｏｇ₂Ｍの加法的に結合された出力の夫々は、更なる順方向誤り訂正処 理のためのソフトデシジョンとして直接使用されることを特徴とする、請求項１ 又は２記載の受信器。 ４． 上記積分手段の出力サンプルをラップする手段を有し、該ラップされたサ ンプルは該変換手段に供給されることを特徴とする、請求項１乃至３のうちいず れか１項記載の受信器。 ５． 上記積分手段はディジタル移動平均手段からなることを特徴とする、請求 項１乃至４のうちいずれか１項記載の受信器。 ６． 変調された信号を周波数復調する段階と、 Ｎが少なくとも２の値を有するとき、シンボル当たりＮ個の位相変化推定値を 獲得するようシンボル周期の一部分に亘って周波数復調手段の出力を積分する段 階と、 上記Ｎ個の位相変化推定値を送信ビットのソフトデシジョンへ変換する段階と 、 シンボル当たりｌｏｇ₂Ｍビットの夫々に対してソフトデシジョンを獲得する ようシンボル周期の少なくとも実質的な割合に亘って上記ソフトデシジョンを加 法的に結合する段階とからなる、Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ信号を復元する方法。 ７． 上記ｌｏｇ₂Ｍ出力の夫々に対してハードビットデシジョンを獲得するよ う、閾値回路に対して上記加法的に結合された信号を供給することを特徴とする 、請求項６記載の方法。 ８． 更なる順方向誤り訂正処理のためのソフトデシジョンとして直接ｌｏｇ₂ Ｍの加法的に結合された出力の夫々を使用することを特徴とする、請求項６又は ７記載の方法。 ９． 積分手段の出力サンプルをラップする段階を有し、該ラップされたサンプ ルは該変換手段に供給されることを特徴とする、請求項６乃至８のうちいずれか １項記載の方法。 １０． ディジタル移動平均を獲得するよう、周波数復調された信号を積分する ことを特徴とする、請求項６乃至９のうちいずれか１項記載の方法。